本發(fā)明屬于通信技術領域，涉及基于OFDM(正交頻分復用)載波的反向散射通信調制方法。

背景技術：

傳統(tǒng)的反向散射通信系統(tǒng)，如射頻識別(RFID)系統(tǒng)，是通過閱讀器(Reader)產生并發(fā)送射頻正弦載波給臨近的標簽(Tag)提供能量并承載標簽信息回傳給閱讀器。標簽電路通常比較簡單且是無源的，因此其處理能力有限。如圖1所示，RFID閱讀器發(fā)送正弦載波給標簽，標簽接收到的信號一部分用于能量收集來滿足標簽電路的正常工作，另一部分用于反向散射，以把標簽的信息傳輸給閱讀器。由于閱讀器需要生成專用的射頻正弦載波，這種傳統(tǒng)的反向散射通信系統(tǒng)需要消耗較高的能量，且能效較低。

技術實現要素：

為了解決傳統(tǒng)反向散射通信系統(tǒng)高消耗、低能效的問題，本發(fā)明提出了一種利用周圍環(huán)境中的射頻信號作為載波的環(huán)境反向散射通信技術。由于現有的無線通信系統(tǒng)，如無線局域網(WiFi)和數字視頻廣播(DVB)等，廣泛使用OFDM調制方式，本發(fā)明利用無線環(huán)境中的OFDM射頻信號作為載波來實現環(huán)境反向散射通信，提出了實現這種反向散射通信的空中調制技術及相應的標簽發(fā)送信號設計方法和閱讀器接收機設計方法。

本發(fā)明從擴頻通信技術的角度來建立環(huán)境反向散射通信的系統(tǒng)模型，把標簽端的反向散射操作看作一種調制方式，稱之為“空中調制”技術。也就是說，反向散射信號可以看作是標簽端的低速率數據信號和在標簽端接收到的來自于周圍環(huán)境射頻源的高速率信號的乘積。閱讀器的接收端會收到來自射頻源的直接鏈路干擾和標簽傳輸過來的有用信號。

本發(fā)明的技術方案是：

基于OFDM載波的反向散射通信調制方法，該調制方法用于反向散射通信系統(tǒng)，所述反向散射通信系統(tǒng)包括射頻源、閱讀器和標簽；其特征在于，包括以下步驟：

a.射頻源發(fā)射OFDM載波信號到標簽；

b.標簽接收OFDM信號，所述標簽還包括反向散射天線和射頻能量收集模塊，所述射頻能量收集模塊用于收集來自標簽環(huán)境中的OFDM信號的能量，所述反向散射天線用于向閱讀器發(fā)送信息比特；

c.閱讀器接收并解碼來自標簽的反向散射信號。

進一步的，所述步驟b的具體方法是：

所述標簽接收的基帶信號表示為如下公式1：

公式1中，s(n)是指單位功率的基帶OFDM信號，p是平均傳輸功率，h(n)表示射頻源到標簽的信道沖激；

所述標簽使用的波形x(n)表示為如下公式2：

公式2中，方波函數a(n)＝1，n＝0，1，…，(N+Ncp)/2-1，其他情況a(n)＝0，N+Ncp為每個標簽符號的持續(xù)時間，N表示OFDM信號的子載波數目，Ncp為加在每個OFDM信號的前端的循環(huán)前綴的長度，B表示信息比特；

則標簽中反向散射天線發(fā)送至閱讀器的反向散射信號可表示為如下公式3：

公式3中，α表示標簽的反射系數，gm(n)表示標簽和閱讀器端第m根天線之間的信道沖激響應。

進一步的，所述步驟c中：閱讀器的接收端會收到來自射頻源的直接鏈路干擾和標簽傳輸過來的有用信號，則閱讀器第m根天線，m＝1,2,…,M接收到信號可表示為如下公式4：

y_m(n)＝y(tǒng)_b,m(n)+y_d,m(n)+w_m(n) (公式4)

其中，是來自于射頻源的直接鏈路干擾，w_m(n)是功率為σ²的基帶加性高斯白噪聲，即假定噪聲w_m(n)獨立于信號y_b，m(n)和y_d，m(n)；

則還包括以下消除直接鏈路干擾信號的步驟：

由于多徑效應，每個OFDM符號周期上的直接鏈路干擾信號y_d(n)的兩部分是相同的，所以閱讀器接收到的反向散射信號y_d(n)有重復結構，故對于n＝L-1，…，Ncp-1有如下公式5：

其中，信號u(n)表示為如下公式6：

噪聲v(n)表示為如下公式7：

v(n)＝w(n)-w(n+N) (公式7)

由于信號u(n)和噪聲v(n)都是循環(huán)對稱復高斯(CSCG)分布，采用能量檢測器作為檢測器，判斷閱讀器采用的天線數量，當閱讀器采用單天線時，進入步驟d；當閱讀器采用多天線時，進入步驟e；

d.建立如下公式8的檢驗統(tǒng)計量：

其中D為閱讀器接收到的反向散射信號y_d(n)的重復長度，當重復長度D非常大時，檢驗統(tǒng)計量R的分布表示為如下公式9：

其中，均值為：μ₀＝1,μ₁＝γ+1；方差為：γ為信噪比；

則最佳檢測器設計為：

令p(R|_B＝0)和p(R|_B＝1)為條件隨機變量R|_B＝0和R|_B＝1的概率密度函數(PDF)，判決規(guī)則為：假如R＜ε，則反之，其中ε為檢測門限，則誤碼率為如下公式10：

其中，誤警概率P_fa(ε)和誤檢概率P_md(ε)為如下公式11：

最大似然檢測器的最佳檢測門限ε*為如下公式12：

最小誤碼率為如下公式13：

e.為第m根天線建立檢驗統(tǒng)計量如下公式14

為最后的判決建立檢驗統(tǒng)計量如下公式15：

其中，組合權重θ_m滿足并且θ_m≥0，θ＝[θ₁，θ₂，…，θ_M]^T；

閱讀器不同信道之間是獨立的，當重復長度D非常大時，檢驗統(tǒng)計量滿足如下公式16：

其中均值為：方差為：

對于最佳接收機設計，最小誤碼率為如下公式17：

其中，通過(M-1)維搜索得到最佳θ*，最佳門限為：

本發(fā)明的有益效果為，與傳統(tǒng)的設計相比可以達到更低的誤比特率和更高的數據速率。同時，檢測器對標簽符號和OFDM符號之間的時延誤差不敏感，并且當相關信號的重復長度足夠大時，在閱讀器部署多天線可以明顯的提高性能。

附圖說明

圖1示出了傳統(tǒng)射頻識別系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖；

圖2示出了本發(fā)明環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖；

圖3示出了本發(fā)明環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)的系統(tǒng)模型；

圖4示出了本發(fā)明環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)的標簽信號結構；

圖5示出了本發(fā)明環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)的閱讀器接收機結構；

圖6示出了本發(fā)明提出的系統(tǒng)設計方案和傳統(tǒng)環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)設計方案的誤碼率的對比。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例，詳細描述本發(fā)明的技術方案：

圖2表示了本發(fā)明的系統(tǒng)框圖，在此系統(tǒng)中有兩個共存的通信系統(tǒng)：傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)，由射頻源(比如：電視塔，WiFi接入端)、專用接收機(比如：電視接收機，WiFi客戶端)組成；環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)，由射頻源供電的標簽、安裝有M(M≥1)個天線的閱讀器組成。本發(fā)明關注于反向散射通信系統(tǒng)，其中標簽向閱讀器傳送的信號是用來自于射頻源的OFDM信號作為載波進行調制的。標簽包括一個反向散射天線，天線連接著負載阻抗的開關和射頻能量收集模塊，射頻能量收集模塊可以收集來自于環(huán)境中OFDM信號的能量。為了通過反向散射調制向閱讀器傳送信息比特，標簽通過切換天線阻抗的開關進而改變反向散射信號的幅度和/或相位來調制接收到的OFDM載波，最后反向散射信號被閱讀器接收解碼。

圖3表示了本發(fā)明的系統(tǒng)模型，其中fs表示環(huán)境中OFDM信號的采樣速率(相當于帶寬)，h(n)表示射頻源和標簽之間的信道沖激響應，g_m(n)表示標簽和閱讀器端第m根天線之間的信道沖激響應，f_m(n)表示射頻源和閱讀器端第m根天線之間的信道沖激響應。假定L是干擾鏈路和標簽鏈路的最大信道擴展，即其中L_f為射頻源與閱讀器之間的信道擴展，L_h為射頻源和標簽之間的信道擴展，L_g為標簽與閱讀器之間的信道擴展。

N表示OFDM信號s(n)的子載波數目，長度為N_CP的循環(huán)前綴加在每個OFDM信號的前端，也就是說s(n)＝s(n+N)其中n＝0,1,…，N_CP-1。為了去除符號間干擾(ISI)，循環(huán)前綴的長度N_CP要設置成大于傳統(tǒng)OFDM接收機的最大信道時延擴展，即N_CP＞＞L。

標簽端接收到的基帶信號為：

其中s(n)是指單位功率的基帶OFDM信號，p是平均傳輸功率，h(n)表示射頻源到標簽的信道沖激。

閱讀器第m根天線，m＝1,2,…，M接收到的基帶信號為

y_m(n)＝y(tǒng)_b,m(n)+y_d,m(n)+w_m(n)

其中，是從標簽端接收到的反向散射信號，是來自于射頻源的直接鏈路干擾，w_m(n)是功率為σ²的基帶加性高斯白噪聲，即假定噪聲w_m(n)獨立于信號y_b，m(n)和y_d，m(n)。

由于在實際中標簽和閱讀器的距離很短，本發(fā)明假定每個信道g_m(n)有一個單獨的路徑即g_m。閱讀器端第m根天線接收到的反向散射信號可以簡化成：

y_b,m(n)＝αg_mc(n)x(n)

圖4表示此系統(tǒng)中標簽信號的結構，每個標簽符號的持續(xù)時間等于一個OFDM符號的周期，即N+Ncp,標簽使用的波形x(n)為：

其中，方波函數a(n)＝1，n＝0，1，…，(N+Ncp)/2-1，其他情況a(n)＝0。也就是說對于比特“1”有其他狀態(tài)，在符號周期中間發(fā)生反轉，比特“0”沒有反轉。

圖5示出了本發(fā)明環(huán)境反向散射通信系統(tǒng)的閱讀器接收機結構。本發(fā)明設計的閱讀器接收機首先利用接收信號的重復結構去除直接鏈路干擾，在此之后建立檢驗統(tǒng)計量，以誤碼率最小為目標設計最佳接收機，對信號做出判決，恢復出原信號。下面對于閱讀器接收機的設計做出詳細說明。

由于多徑效應，每個OFDM符號周期上的直接鏈路干擾信號y_d(n)的兩部分是相同的，所以閱讀器接收到的反向散射信號y_d(n)有重復結構，故對于n＝L-1，…，Ncp-1有：

其中，信號u(n)和噪聲v(n)如下表式

v(n)＝w(n)-w(n+N)

由于信號u(n)和噪聲v(n)都是CSCG，本發(fā)明采用能量檢測器作為最佳檢測器，當閱讀器采用單天線時，建立下面的檢驗統(tǒng)計量：

當重復長度D非常大時，檢驗統(tǒng)計量R的分布為

其中均值為

μ₀＝1,μ₁＝γ+1,

方差為

最佳檢測器設計：讓p(R|_B＝0)和p(R|_B＝1)為條件隨機變量R|_B＝0和R|_B＝1的概率密度函數(PDF)，判決規(guī)則為：假如R＜ε，則，反之，，其中ε為檢測門限，誤碼率為；

其中誤警概率P_fa(ε)和誤檢概率P_md(ε)為

最大似然檢測器的最佳檢測門限為

最小誤碼率為

當閱讀器采用多天線時，本發(fā)明為第m根天線建立檢驗統(tǒng)計量

為最后的判決建立檢驗統(tǒng)計量為：

其中，組合權重θ_m滿足并且θ_m≥0，θ＝[θ₁，θ₂，…，θ_M]^T。

閱讀器不同信道之間是獨立的，當重復長度D非常大時，檢驗統(tǒng)計量滿足

其中均值為

對于最佳接收機設計，最小誤碼率為：

其中可以通過(M-1)維搜索得到最佳θ*使得誤碼率最小，并且給定θ*，最小誤碼率下的最佳門限為：

通過(M-1)維搜索得到θ*為最佳組合權重，三種傳統(tǒng)的組合方案包括最大比值組合(MRC)、等增益組合(EGC)、選擇組合(SC)，它們是次最優(yōu)、低復雜度組合方案。傳統(tǒng)方案得到的組合系數僅基于所有接收機分機的SNRs，所以這些都很簡單。MRC和EGC的組合權重為

SC的組合權重為

其中

下面通過仿真結果來驗證本發(fā)明設計的收發(fā)信機的性能。假定OFDM信號的采樣頻率f_s為20MHz，并且假定信道為獨立的瑞利衰落信道，即每條路徑的信道系數是一個CSCG隨機變量，每條路徑的能量增益服從指數分布，讓路徑數L_f＝L_H＝8，并且L_g＝1。

圖6示出了本發(fā)明提出的最佳檢測器和均值檢測器的平均SNR和誤碼率的關系，其中CP長度N_CP＝64。使用本發(fā)明提出的最佳檢測器誤碼率隨著SNR從0dB增加到24dB而從1.5×10^-1減到9×10^-4。作為對比，使用傳統(tǒng)的均值檢測器誤碼率見效的比較慢，保持一個很高的誤碼率，在0.18左右，下面進行說明，均值檢測器通過把來自于射頻源的直接鏈路干擾作為噪聲來解碼標簽比特，由于直接鏈路干擾遠強于反向散射后的信號，這導致很低的SNR和很高的誤碼率。