本發(fā)明屬于無線通信領(lǐng)域，具體地說，是指一種應用于寬帶無線通信的，雙流準恒包絡(luò)正交頻分復用系統(tǒng)的基于空閑子載波的頻偏估計及補償技術(shù)。

背景技術(shù)：

在寬帶無線通信系統(tǒng)中，信息通過被調(diào)制的電磁波在空間傳輸?shù)竭_接收機。由于復雜的通信環(huán)境使電磁波在空間傳輸時受到反射、漫射和散射等影響，會在接收機處產(chǎn)生多路不同時延和信號強度的接收信號，使通信信道具有時變的頻率選擇性衰落特性。為了有效消除寬帶通信信道的頻率選擇性衰落，多載波調(diào)制技術(shù)將寬帶信道分成多個子信道，在每個子信道上使用一個子載波進行調(diào)制，并且各子載波并行傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦并具有頻率選擇性的，但是每個子信道是相對平坦的。正交頻分復用(OFDM)是多載波調(diào)制技術(shù)的一種，其子載波間相互正交，具有很高的頻譜利用率；并且可以利用離散傅里葉反變換/離散傅里葉變換(IDFT/DFT)代替多載波調(diào)制和解調(diào)，并可以高效實現(xiàn)。但OFDM系統(tǒng)中發(fā)送數(shù)據(jù)的離散傅里葉逆變換(IFFT)處理，使合成信號有可能產(chǎn)生比較大的峰值功率，使得OFDM信號的功率峰值與均值比(PAPR)大，導致射頻放大器的功率效率較低，因此需要研究低PAPR的多載波技術(shù)，如恒包絡(luò)正交頻分復用(CE-OFDM)技術(shù)。

CE-OFDM技術(shù)可以降低PAPR，其信號具有恒定的包絡(luò)，有利于發(fā)射機采用非線性大功率功放。目前這種調(diào)制方法可通過將發(fā)送信號構(gòu)建成中心共軛對稱數(shù)據(jù)后進行IDFT處理，得到純實數(shù)序列，用該序列進行相位調(diào)制得到恒包絡(luò)發(fā)送信號。但是由于共軛對稱步驟的存在，CE-OFDM系統(tǒng)中傳輸N個復數(shù)符號，如正交幅度調(diào)制(QAM)需要2N+2個子載波，因此其頻譜效率低于OFDM系統(tǒng)的50％，難以滿足寬帶通信的數(shù)據(jù)傳輸速率需求。雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)通過移相疊加的方法在發(fā)送端利用2N+2個子載波傳輸2N個復數(shù)數(shù)據(jù)符號，接收端通過泰勒級數(shù)展開的方法恢復出雙流符號，使得頻譜效率相比于CE-OFDM系統(tǒng)提高1倍。但由于相位調(diào)制步驟的存在，雙流準恒包絡(luò)系統(tǒng)中有用信息被調(diào)制在相位上，當信道存在頻偏時，頻偏與有用信息的關(guān)系是加法關(guān)系而不是OFDM中的乘法關(guān)系，引起解調(diào)信噪比的降低，導致誤碼率的提高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種適合于雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)的基于空閑子載波的頻偏估計及補償方法。本發(fā)明方法利用雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)在發(fā)送端構(gòu)建中心共軛對稱數(shù)據(jù)時需要預留空閑子載波的特點，以及DFT的數(shù)學原理，在接收端估計頻偏并補償。

本發(fā)明提供的雙流準恒包絡(luò)正交頻分復用系統(tǒng)中基于空閑子載波的頻偏估計及補償方法，在接收端進行頻偏估計及補償。設(shè)發(fā)送端的兩路發(fā)送信號依次經(jīng)過QAM符號映射、共軛序列構(gòu)造、IFFT和相位調(diào)制后，表示為及將信號及構(gòu)造成復用信號x_n后，再轉(zhuǎn)換成模擬信號發(fā)送出去，接收端接收信號經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換后得到信號y_n。y_n表示如下：

其中，Δf為頻偏除以子載波間隔后的歸一化值，z為高斯白噪聲，N_ifft為發(fā)送端IFFT的長度，接收端的FFT(快速傅里葉變換)長度與IFFT長度相等；A₁,A₂分別為兩路CE-OFDM信號的幅度，h₁,h₂分別為兩路CE-OFDM信號的相位調(diào)制因子；j為虛部符號。

對頻偏進行估計的過程是：

(1.1)求取信號y_n的實部y_R和虛部y_I；

(1.2)標記時為情況1，標記時為情況2；n＝0,1,...,N_ifft-1；

在情況1時，將每個樣值的虛部除以實部，求取y_I/y_R，再利用三角函數(shù)和差化積公式進行變換和化簡，當信噪比較高時，得到：

在情況2時，將每個樣值的實部除以虛部，求取y_R/y_I，再利用三角函數(shù)和差化積公式進行變換和化簡，當信噪比較高時，得到：

(1.3)對得到的y_I/y_R或y_R/y_I求角度，得到角度angle_n；

情形1下，再對angle_n加后做FFT，得到信號Angle_k，

k＝0,1,...,N_ifft-1；

情形2下，對angle_n減后做FFT，得到信號Angle_k：

k＝0,1,...,N_ifft-1；

(1.4)根據(jù)及的值為零，得到Angle₀；

在情形1下，Angle₀＝π(N_ifft-1)Δf；進一步估計得到頻偏

在情形2下，Angle₀＝-π(N_ifft-1)Δf；進一步估計得到頻偏

將得到的頻偏補償給信號y_n。

本發(fā)明的雙流準恒包絡(luò)正交頻分復用系統(tǒng)中基于空閑子載波的頻偏估計及補償方法，相對于現(xiàn)有技術(shù)，其優(yōu)點與積極效果在于：本方法首先通過在接收端對相位解調(diào)后的信號做FFT運算，得到包含有用信號及頻偏信息的序列；其次利用有用信號中含有空閑子載波的特性，對頻偏進行估計；最后對接收信號進行頻偏補償，再進行相位解調(diào)、FFT以及相關(guān)后續(xù)處理流程。本發(fā)明解決了由于頻偏引起的誤碼率提升問題，并且不需要引入額外的模塊，具有較低的復雜度。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)中基于空閑子載波的頻偏估計及補償方法的在發(fā)送端和接收端的處理流程圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進一步的詳細說明。

本發(fā)明為了解決頻偏估計及補償問題，有效抑制頻偏對系統(tǒng)性能的影響，提供了一種雙流準恒包絡(luò)正交頻分復用系統(tǒng)中基于空閑子載波的頻偏估計及補償技術(shù)(Carrier Frequency Offset Estimation and Compensation Scheme for Dual Stream Quasi-Constant Envelope OFDM System Using Null Subcarrier)。

首先說明雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)的發(fā)送流程。如圖1所示，發(fā)送的雙流比特信號依次經(jīng)過QAM符號映射、共軛序列構(gòu)造、IFFT和相位調(diào)制，相位調(diào)制后的第二路信號乘以相位變化因子±j，做移相處理，再與相位調(diào)制后的第一路信號疊加構(gòu)成復用信號，再通過D/A轉(zhuǎn)換后輸出。標記QAM符號映射的輸入處為A處，共軛序列構(gòu)造的輸入處為B處，IFFT的輸出處為C處，相位調(diào)制的輸出處為D處，進行D/A轉(zhuǎn)換的輸入處為E處。D/A表示數(shù)字信號轉(zhuǎn)模擬信號。

雙流比特信息在A處的形式為及假設(shè)每路采用16QAM調(diào)制方式，經(jīng)過QAM符號映射后，兩路信號在B處的符號形式為及k＝0,1,...,N-1，每路調(diào)制為N個QAM符號，N為正整數(shù)。每路符號按式(1)的方式構(gòu)造共軛序列，其中是長度為N_ifft-2-N的0序列，N_ifft為IFFT的長度。在高頻子載波上補零相當于對時域序列做過采樣，不影響頻譜效率及符號持續(xù)時間。因此由式(1)可以看出，每路信號在頻域上占用2N+2個子載波發(fā)送N個QAM符號，因此單路的頻譜效率低于OFDM技術(shù)的50％。

其中，為補零構(gòu)造后的兩路共軛對稱序列，分別為的共軛信號。

假設(shè)過采樣倍數(shù)為1，則IFFT后C處的兩路信號及可由式(2)表示，此處及為時域OFDM符號。

經(jīng)相位調(diào)制后D處的兩路信號及可由式(3)表示，其中A₁,A₂及h₁,h₂分別為兩路CE-OFDM信號的幅度及相位調(diào)制因子。

在雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)中，以式(4)或式(5)的方式構(gòu)造E點處的復用信號x_n。

可見發(fā)送信號為兩路信號的移相疊加，在頻域上占用2N+2個子載波，發(fā)送2N個QAM符號，頻譜效率相比于單路信號提高了1倍，與OFDM的頻譜效率基本相同。由于發(fā)送信號為兩路CE-OFDM信號的疊加且每路信號的PAPR為0dB，則雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)發(fā)送信號的PAPR最高為3dB。

下面闡述本發(fā)明提出的雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)中基于子載波的頻偏估計及補償方法。如圖1所示，本發(fā)明中假設(shè)信號傳播環(huán)境為高斯白噪聲(AWGN)加頻偏(CFO)的環(huán)境。接收到的模擬信號經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，標記A/D轉(zhuǎn)換的輸出處為F處。首先對F處信號進行頻偏估計。頻偏估計中首先對信號求取反正切，標記反正切輸出處為G處，然后通過unwrap模塊進行相位解卷繞操作和FFT，標記FFT的輸出處為H處。接收端的FFT長度與發(fā)送端的IFFT長度相等。對F處的信號在進行頻偏補償，再將補償后的信號分別取實部和虛部兩路信號，依次對兩路信號進行相位解調(diào)、FFT、共軛序列反變換和QAM符號反映射，輸出最終的兩路接收比特。標記對頻偏補償后的信號取實部和虛部的輸出處為I處。A/D轉(zhuǎn)換表示模擬信號轉(zhuǎn)數(shù)字信號。

假設(shè)發(fā)送信號經(jīng)歷高斯白噪聲(AWGN)信道，并且受頻偏影響，則F處的接收信號y_n可由式(6)表示。下面以式(4)中信號形式為例說明。

其中，Δf為頻偏除以子載波間隔后的歸一化值，z為高斯白噪聲?？梢娛?6)中信號的實部及虛部分別可由式(7)及式(8)表示。

其中，y_R代表式(6)中信號的實部，y_I代表式(6)中信號的虛部，z_R及z_I分別代表式(6)中噪聲z的實部及虛部。公式(7)和(8)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。將每個樣值的虛部除以實部，可得式(9)。

公式(9)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

利用三角函數(shù)和差化積公式對式(9)進行變換及化簡，可得式(10)。

公式(10)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

當信噪比較高時，式(10)可近似為式(11)。

公式(11)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

因此，對公式(11)所示序列求角度可得G處信號angle_n，如式(12)所示。

式(12)加后做FFT可得H處信號，如式(13)所示。

其中，Angle_k表示FFT后的信號，k＝0,1,...,N_ifft-1。由式(1)可知及的值為零，因此Angle₀的值可由式(14)表示。

由此可得頻偏的估計值如式(15)所示。同理可推導式(5)中信號形式的頻偏估計過程。

由于式(10)到式(11)的近似條件為高信噪比，因此當信噪比較低時頻偏估計精度會有所下降。利用估計得到的頻偏可對接收到的原始信號進行補償，對F處經(jīng)頻偏補償后的信號y_n′可由式(16)表示。

假設(shè)頻偏被完美補償，即對頻偏補償后的接收信號取實部和虛部，在I處得到的兩路信號可由式(17)表示。

其中，表示取實部操作，表示取虛部操作。

對式(17)中的兩路信號分別做泰勒級數(shù)展開，可得式(18)及式(19)，如下：

可見雙流準恒包絡(luò)OFDM系統(tǒng)接收信號的虛部及實部中分別含有及的冪次項，可據(jù)此得到及然后完成后續(xù)相位解調(diào)、FFT、共軛序列反變換及QAM符號反映射，得到兩路比特信息。

當發(fā)送信號采用公式(5)時，則在F處的接收信號y_n表示如公式(20)所示。

公式(20)所示信號的實部y_R及虛部y_I分別可由式(21)及式(22)表示如下：

將每個樣值的實部除以虛部(和情況1相反)可得下式：

利用三角函數(shù)和差化積公式進行變換及化簡，可得：

當信噪比較高時，可近似為

因此，對公式(25)所示序列求角度可得G處信號angle_n為：

將angle_n減去后做FFT可得H處信號：

其中，Angle_k表示FFT后的信號，k＝0,1,...,N_ifft-1。由式(1)可知及的值為零，因此Angle₀的值可由式(14)表示。

由此可得頻偏的估計值如式(29)所示。

再利用頻偏對如公式(20)所示的信號y_n補償，對頻偏補償后的接收信號取實部和虛部，得到兩路信號，然后，對這兩路信號繼續(xù)進行相位解調(diào)、FFT、共軛序列反變換及QAM符號反映射，得到最終兩路比特信息。