專利名稱：切換電路、以及包括這種電路的調(diào)制器、解調(diào)器或混頻器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用在調(diào)制器或解調(diào)器或混頻器(mixer)內(nèi)部的切換 電路，以及包括這種電路的調(diào)制器或解調(diào)器或混頻器。
背景技術(shù)：
許多傳輸方案通過調(diào)制載波的幅度和相位對數(shù)據(jù)進行編碼以表示圖 l所示類型的星座圖內(nèi)的碼元。該星座圖具有在實方向和虛方向上延伸的 軸。該實方向和虛方向是正交的。在實際表達式中，如果實方向由正弦曲線sin(w/)表示，則虛方向由sinf^ +丘)-cos(Grf)表示。因此，諸如由標號、 2，2指定的任意碼元能夠由信號sin^和cosorf的合適組合表示。適于進行如 此操作的調(diào)制器被稱為I-Q調(diào)制器，并且圖2示出了這種調(diào)制器的一個 例子。盡管這種調(diào)制器能夠良好地進行工作，但是其表現(xiàn)出顯著的輸出 噪聲，當試圖以增加的輸出功率運行時，由于需要更大電流驅(qū)動切換晶 體管(switching transisitor)的柵極，該輸出噪聲將變得嚴重。發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種切換電路，包括第一控制開 關(guān)(steering switch)和第二控制開關(guān)，可操作以形成或阻斷它們的第 一端子和第二端子之間的路徑，并且每個控制開關(guān)還具有用于控制該開 關(guān)的控制端子，該第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)使它們的控制端子由第 一切換信號和第二切換信號驅(qū)動，該第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率并且該第二切換信號與該第一切換信號的反相；以及第一斬波 開關(guān)，其可操作以形成或阻斷其第一端子和第二端子之間的路徑并與該 第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)串聯(lián)連接，并在其第一端子接收要進行調(diào) 制的輸入，其中，該斬波開關(guān)的控制端子由第一切換控制信號驅(qū)動從而 當該第一驅(qū)動開關(guān)和第二驅(qū)動開關(guān)在導(dǎo)通與不導(dǎo)通之間進行改變的過程 中該斬波開關(guān)不導(dǎo)通。優(yōu)選的是，該控制開關(guān)和該斬波開關(guān)是晶體管。因此，可以使用這種切換電路通過確保第一控制開關(guān)和第二控制開 關(guān)(它們可以實現(xiàn)為第一切換晶體管和第二切換晶體管)在不承載電流 的時間內(nèi)進行切換來提高例如調(diào)制器的噪聲性能。這又會減小控制所述 控制開關(guān)的信號的抖動的影響，并由此使得可以在時基與第一切換晶體 管和第二切換晶體管之間使用更多的緩沖器電路，由此允許使用更大的 切換晶體管。這又意味著該調(diào)制器能夠產(chǎn)生更多的功率并且因此該調(diào)制 器之后的放大器不需要太大增益。這又意味著在該調(diào)制器中產(chǎn)生的噪聲 被較少地放大，并且因此在放大的信號中將存在較小噪聲。優(yōu)選的是，控制第一斬波開關(guān)(其可使用第三晶體管實現(xiàn))的切換 控制信號的頻率是第一切換信號和第二切換信號的頻率的兩倍。在優(yōu)選 的實施方式中，該切換控制信號從振蕩器獲得并且被提供到二分頻計數(shù)器(divide by two counter)以產(chǎn)生該第一切換信號和第二切換信號。 有利的是，提供了多個切換電路以形成I-Q調(diào)制器。對于I-Q調(diào)制 器，兩個另外的切換信號(即第三和第四信號)的頻率需要與該第一切換信號的頻率相同。該第三切換信號與第一切換信號的相位差是90。(昏弧度)，并且該第四切換信號與第一切換信號的相位差是270° (，弧 度)。在優(yōu)選的實施方式中，提供了I-Q調(diào)制器，在該1-Q調(diào)制器中具有 第一切換電路到第四切換電路。該第一切換電路被布置為沿著由圖1的 星座圖表示的相位空間的正實軸提供調(diào)制后的輸出信號。該第二切換電 路被布置為沿著該相位空間的負實軸提供調(diào)制后的輸出信號。該第一切 換電路和第二切換電路由該第一切換信號和第二切換信號驅(qū)動。類似地， 該第三切換電路和第四切換電路分別由該第三切換信號和第四切換信號 驅(qū)動，并且用于分別沿著該星座圖表示的相位空間的正虛軸和負虛軸提 供調(diào)制后的輸出。與圖1中所示傳輸方案相比，這里描述的調(diào)制器能夠用于對更加復(fù) 雜的傳輸方案進行編碼，并且能夠例如用于對16 QAM和64 QAM傳輸方 案進行編碼，或者還可以產(chǎn)生相位調(diào)制、頻率調(diào)制、幅度調(diào)制、單邊帶、 正交頻分復(fù)用、以及任何其它調(diào)制方案。有利的是，提供了一種分析電路，用于分析該第一切換信號、第二 切換信號(以及可選的第三切換信號和第四切換信號)與該切換控制信 號之間的相對時序。通常在實際情況中，提供給調(diào)制器的切換信號被稱作本地振蕩器 信號。這里將沿用該習(xí)慣。然而，由于在優(yōu)選實施方式中該第一 斬波開關(guān)由頻率為本地振蕩器信號頻率兩倍的信號驅(qū)動，所以該切換控 制信號也將被稱作F。w或另選地稱作二倍頻(double rate) ZO信號。有利的是，多個調(diào)制器核被提供并連接到共享輸出，從而能夠提供 具有可變輸出的調(diào)制器。 一些調(diào)制器核可以經(jīng)由衰減網(wǎng)絡(luò)來連接。不同 的調(diào)制器核可以連接到該衰減網(wǎng)絡(luò)的不同節(jié)點上，從而能夠通過對選定 的一個或更多個調(diào)制器核提供能量來實現(xiàn)輸出功率控制。本發(fā)明的調(diào)制器核特別適于連接在一起，這是因為由于在切換瞬 間晶體管不承載電流，所以提供到切換晶體管的切換信號(從分頻器/計數(shù)器獲得的那些LO信號)之間的傳播延遲或其它微小變化不會在輸出信 號中引起切換誤差。根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一種混頻器單元，包括兩個差分 對晶體管，還包括兩個附加斬波晶體管，這兩個附加斬波晶體管中的一 個插入在至該混頻器單元內(nèi)的每個晶體管對的公共電流路徑內(nèi)并且使用 時處于高阻抗狀態(tài)，同時相關(guān)聯(lián)的差分對晶體管在導(dǎo)通狀態(tài)與不導(dǎo)通狀 態(tài)之間進行切換。根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了一種具有第一晶體管和第二晶體管 的調(diào)制器，該第一晶體管和第二晶體管響應(yīng)控制信號在導(dǎo)通狀態(tài)和不導(dǎo) 通狀態(tài)之間進行切換以對輸入信號進行上變頻，該調(diào)制器還包括開關(guān)和 控制器，其中，該開關(guān)與該第一晶體管和第二晶體管串聯(lián)，該控制器對 該開關(guān)進行控制從而在包含該控制信號的跳變的時段期間該開關(guān)中斷流 過該第一晶體管和第二晶體管的電流。根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供了一種混頻單元，該混頻單元包括第 一場效應(yīng)晶體管到第八場效應(yīng)晶體管該第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管它們的源極 端子連接在一起，并且它們的柵極由近似方波或正弦波的信號以第一頻 率驅(qū)動；該第一晶體管的柵極相對于該第二晶體管的柵極大致反相驅(qū)動；該第四晶體管的柵極相對于該第三晶體管的柵極大致反相驅(qū)動； 該第五晶體管的源極連接到該第一晶體管的漏極； 該第六晶體管的源極連接到該第二晶體管的漏極并且第六晶體管的 柵極連接到該第五晶體管的柵極；該第七晶體管的源極連接到該第三晶體管的漏極； 并且該第八晶體管的源極連接到該第四晶體管的漏極并且該第八晶體管的柵極連接到該第七晶體管的柵極；并且其中，在使用中，該第六晶體管和第八晶體管二者的柵極由近 似方波或正弦波的信號驅(qū)動，這些近似方波或正弦波的信號彼此反相并 且它們的頻率是該第一頻率的倍數(shù)；通過確定驅(qū)動該第五晶體管和第六晶體管的波形時序，使得在該第 一晶體管和第二晶體管的柵極電壓之間的差改變符號期間，該第五晶體 管和第六晶體管基本上不導(dǎo)通；通過確定驅(qū)動該第七晶體管和第八晶體管二者柵極的波形時序，使 得在該第三晶體管和第四晶體管的柵極電壓之間的差改變符號期間，所 述第七晶體管和所述第八晶體管基本上不導(dǎo)通。根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供了一種操作混頻單元的方法，該混頻 單元可用作調(diào)制器、混頻器或解調(diào)器，該混頻單元包括第一晶體管到第六晶體管；將該第一晶體管和第二晶體管進行設(shè)置以形成第一差動，并且與第 三晶體管關(guān)聯(lián)以允許或阻止電流流到該第一晶體管和第二晶體管；對該第四晶體管和第五晶體管進行設(shè)置以形成第二差動，并且與第 六晶體管關(guān)聯(lián)以允許或阻止電流流到該第四晶體管和第五晶體管；該方法包括以下步驟1) 分別用第一切換信號和第二切換信號以第一頻率驅(qū)動該第一晶體管和第二晶體管；2) 分別用第三切換信號和第四切換信號以該第一頻率驅(qū)動該第四晶 體管和第五晶體管，其中，該第三切換信號延遲了該第一切換信號的周 期的四分之一，該第二切換信號是該第一切換信號的反相形式，并且該 第四切換信號是該第三切換信號的反相形式，并且，其中，在該第三晶體管不導(dǎo)通的時段期間，發(fā)生該第一晶體管和第二晶體管的切換跳變，并且在該第六晶體管不導(dǎo)通時，發(fā)生該第 四晶體管和第五晶體管的切換跳變。


以下將參照附圖進一步描述本發(fā)明，而這些附圖僅用于對本發(fā)明做 示意性說明，其中圖1所示的星座圖用于示出要在I-Q空間中編碼的碼元； 圖2所示為現(xiàn)有的調(diào)制器；圖3所示為切換電路的電路圖，該切換電路適用于調(diào)制器核中并且 構(gòu)成了本發(fā)明的一個實施方式；圖4a到4h所示為用于說明圖3中調(diào)制器核的操作的時序圖；圖5所示為圖3中調(diào)制器的仿真波形；圖6所示為對圖3的調(diào)制器核的改變；圖7所示使用四個圖3所示類型調(diào)制器核的I-Q調(diào)制器；圖8所示為圖3所示的調(diào)制器核或者結(jié)合數(shù)控移相器的圖7所示的 調(diào)制器的一部分；圖9所示為用于測定丄O信號與F,跳變之間的相對相位的測量電路 的電路圖；圖10a到10h是時序圖，其例示了圖9的相位測量電路內(nèi)的信號的 相對時序；圖11是具有可變功率輸出并構(gòu)成本發(fā)明一個實施方式的調(diào)制器的 示意圖；圖12a和12b示出了通常的手持發(fā)射機的功率輸出及其相關(guān)聯(lián)的運 行調(diào)制器的功率消耗的柱狀圖；圖13a和13b所示為可在大概間隔一個倍頻的兩個頻率范圍內(nèi)操作的調(diào)制器的時序圖；圖14所示為圖13a和13b到調(diào)制器的信號連接； 圖15所示為對圖6的切換電路的變形并且構(gòu)成了本發(fā)明一個實施方式；圖16所示為構(gòu)成本發(fā)明一個實施方式的直接變換解調(diào)器； 圖17所示為解調(diào)器的輸入級；以及圖18所示為構(gòu)成本發(fā)明一個實施方式的另選的直接變換解調(diào)器。
具體實施方式
值得考慮現(xiàn)有技術(shù)調(diào)制器如何進行操作，以理解其局限性。圖2的 現(xiàn)有技術(shù)調(diào)制器包括相同的四個獨立調(diào)制器切換電路IO、 12、 14和16。 因此，只需要詳細描述第一切換電路10。第一切換電路10包括以"差動" 結(jié)構(gòu)進行連接的第一切換晶體管20和第二切換晶體管22。因此，第一 晶體管20的源極和第二晶體管22的源極連接到公共節(jié)點24。第一晶體 管20的漏極連接到中心抽頭線圈26的第一端，而晶體管22的漏極連接 到第二抽頭線圈26的第二端。線圈26的中心抽頭連接到電源線(supply rail) 28。公共節(jié)點24接收的電流表示待調(diào)制的基帶信號。該電流可由 一般用作輸入級的電壓到電流變換器30產(chǎn)生，電壓到電流變換器30包 括場效應(yīng)晶體管32,該場效應(yīng)晶體管32的漏極連接到公共節(jié)點24，場 效應(yīng)晶體管32的源極通過電阻器36接地。晶體管32的柵極連接到可控 制的運算放大器38的輸出，該運算放大器38的反向輸入端連接到節(jié)點 40，其中通過將晶體管32的源極連接到電阻器36形成的節(jié)點40。待調(diào) 制的信號被提供到放大器38的非反向輸入端。結(jié)果，流過晶體管32的 電流與放大器38的非反向輸入端產(chǎn)生的電壓直接成比例。在使用中，晶體管20和22由"本地振蕩器"信號i:o,和^;反相驅(qū)動，其中，該信號丄O,和巧由計數(shù)器50得到，該計數(shù)器50接收來自振 蕩器52的信號并且將其進行二分頻，以產(chǎn)生信號丄o,和信號i:o,的反相信 號&、以及兩個另外的信號Z^和Z^。所有的這些信號具有相同的角頻率化，或者換言之，它們的頻率都是，，并且如果我們將ZO,作為由 sin(w力表示的參考信號，則丄02由sin(fi^ + i)表示，巧=sin(6^ + ;r)，以及Z^二sin(^V + ,)。應(yīng)該注意到，如果丄O波形實際上是具有上述的相位關(guān)系的方波而非正弦波時，則可以實現(xiàn)更好的噪聲性能。由于方波改變狀 態(tài)比正弦波改變狀態(tài)更陡峭，所以在使用方波的情況下電噪聲對切換點 時刻的影響更小。在使用中，晶體管20與22被非常迅速地反相開和關(guān)，從而導(dǎo)致經(jīng) 由線圈26的電流路徑以交替方式在線圈的一半和另一半之間進行迅速切 換。我們能夠看見該切換的頻率由用于控制晶體管20和22的信號的 切換率確定，即等于化(本地振蕩器頻率)，而流過線圈26然后流過晶 體管20和22的電流的幅值由電壓到電流變換器的晶體管32進行控制。假定流過晶體管32的電流是單極，即，電流只能在正電源28到地 的一個方向上流動，于是電路10只能沿著圖1實軸的正半部分對信號進 行調(diào)制。因此，提供了相似的切換電路12以沿著實軸在負方向上進行調(diào) 制，但提供給切換電路12的切換晶體管的切換信號是反相的。提供相似 的切換電路14和16分別沿著虛軸在正和負方向上進行調(diào)制。通常，用在類似移動電話裝置中的振蕩器52運行在幾GHz下，因此， 如果振蕩器運行在4 GHz，則信號丄O,、巧、丄0。和I^分別為2GHz的頻率。實際上，分頻器50會將一些不確定性引入晶體管20和22的切換時間以及其它切換電路中的對應(yīng)晶體管的切換時間。這可以由分頻器自身 的熱噪聲以及由從相同電源接收電能的其它電路引起的電流變化導(dǎo)致的 對分頻器電源波動的影響而產(chǎn)生。這種抖動可以認為是經(jīng)由分頻器電路的延遲中的隨機變化。然而，調(diào)制器用于將這種抖動轉(zhuǎn)換成調(diào)制器的RF 輸出信號中的相位噪聲。在移動電話的情況下，通常在調(diào)制器之后必須具有一些放大過程以 提供足夠功率來驅(qū)動發(fā)射天線。所有的調(diào)制器都會產(chǎn)生一些噪聲并且任 何放大級都不可避免地放大這些噪聲，因此為了在發(fā)射天線處僅僅產(chǎn)生 低水平噪聲，理想的是將調(diào)制器的輸出與天線之間所需的增益量最小化。移動電話系統(tǒng)的傳輸規(guī)范對帶外干擾(例如由相位噪聲產(chǎn)生的帶外 干擾)有限制，因此，在現(xiàn)有技術(shù)中必須在調(diào)制器的輸出與放大器之間 弓I入帶通濾波器以衰減相位噪聲。該濾波器增加了無線電發(fā)射機的成本 和尺寸，同時使得多頻帶中的操作更加復(fù)雜。分頻器50傾向于由相對小的晶體管形成，這是因為小的晶體管表現(xiàn) 出減小的寄生電容并且因此使用較少電流來對該電容進行充電和放電。 然而，為了生產(chǎn)具有足夠輸出功率以直接驅(qū)動適當增益的功率放大器的 調(diào)制器，該調(diào)制器的切換晶體管20和22必須具有非常大的面積。這意 味著它們具有顯著的柵極電容并且相對來講需要非常多的電流在適當 時間對該柵極電容進行充電和放電，以響應(yīng)于丄O,、巧、ZC^和Z^波形的跳變。這可以使用本地振蕩器緩沖器電路來實現(xiàn)。盡管緩沖器電路 也傾向于由非常大的晶體管形成，但是不會在它們的輸入呈現(xiàn)與切換晶 體管自身一樣的大電容。結(jié)果，可能需要通過幾個具有尺寸逐漸增大的 晶體管的緩沖器驅(qū)動切換晶體管20和22。這些緩沖器電路形成了切換波 形￡^、 4、丄(9。和Z^ (可以簡單地稱作本地振蕩器波形)中的另一個抖動源，再一次表明了緩沖器電路是天線處的輸出信號中的一種相位17噪聲。發(fā)明人已經(jīng)認識到如果在切換信號跳變時，響應(yīng)切換信號進行切 換的每個晶體管不通電流，則能夠消除切換信號中抖動的影響。圖3所 示的單調(diào)鈿器切換電路與圖2的切換電路10等效，并構(gòu)成了本發(fā)明的一個實施方式?？梢钥闯鲈撉袚Q電路現(xiàn)在包括通常用80、 82和84表示 的三組由晶體管構(gòu)成的差動。第一差動80包括晶體管90和92，晶體管 90和92的源極一起連接在第一公共節(jié)點并且連接到差動84中的另外的 第一電流控制晶體管94的漏極。第二差動82包括晶體管96和98，晶體 管96和98的源極一起連接在第二公共節(jié)點并且連接到第二電流控制晶 體管100的漏極。驅(qū)動晶體管94和100的切換控制信號是LO波形頻率 的兩倍。晶體管90和96的漏極連接在一起并且形成第一輸出OP ，該第一輸 出OP連接到中心抽頭線圈102的第一端。晶體管92和98的漏極連接在 一起以形成第二輸出^，該第二輸出^連接到中心抽頭線圈102的第二 端。線圈102的中心抽頭連接到正電源。晶體管90和92用于控制晶體管94提供的電流流向第一輸出OP或 第二輸出^。因此，這些晶體管可以被視為反相驅(qū)動的第一控制開關(guān)和 第二控制開關(guān)，并且用于形成經(jīng)過該開關(guān)的電流路徑或者阻斷經(jīng)過該開 關(guān)的電流路徑。還可以看出，晶體管94還用作開關(guān)，使電流流到差動84 或者阻止(即切斷)電流流過。因此，晶體管94可以被視為第一斬波開 關(guān)。還應(yīng)該明白，由于晶體管94與晶體管90和92二者串聯(lián)，所以晶體 管94可由兩個晶體管替代，其中， 一個晶體管僅與晶體管90串聯(lián)，而 另一個晶體管僅與晶體管92串聯(lián)。這些附加晶體管都可以由V艦驅(qū)動， 并且可以被視為子開關(guān)。在這種設(shè)置中，晶體管90和92的源極將不連 接在一起。該命名方式所遵循的是，晶體管96和98可以被視為第三控制晶體管和第四控制晶體管，而晶體管ioo被視為第二斬波晶體管。再參照圖2，可以看出，振蕩器52提供一個輸出振蕩器信號r。K。 實際上，振蕩器52通常是雙端裝置，從而它提供彼此互補的兩個輸出信 號即r。^和^。如果該振蕩器是單端的，則可以包括另一放大和反相級 以提供緩沖形式的r,和^ 。分頻器so接收信號r,和^:并且產(chǎn)生頻率為r頻率的一半的本地振蕩器信號乙o,、巧、丄o。和Z^。信號io,和^;可以被視為第一切換信號和第二切換信號，而r可 以被視為第一切換控制信號。返回圖3，可以看出，晶體管94和100連接，它們的源極連接到第 三公共節(jié)點24，該第三公共節(jié)點24接收電壓到電流變換器30 (圖2中 所示)的電流。圖4是細分為圖4a到4h的時序圖，用于幫助說明圖3所示的電路 的操作。信號K。,c被提供到晶體管94的柵極，因此當l^c為高電平時該晶 體管導(dǎo)通，當Z。sc為低電平時該晶體管不導(dǎo)通。晶體管100由互補信號 驅(qū)動，并且由此當晶體管94導(dǎo)通時晶體管100關(guān)閉，當晶體管94不導(dǎo) 通時晶體管100切換到導(dǎo)通狀態(tài)。晶體管90由圖4c所示的信號￡0,驅(qū)動， 而晶體管92由圖4d所示的信號巧驅(qū)動。類似地，晶體管96由圖4e所 示的信號丄^驅(qū)動，而晶體管98由圖4f所示的信號Z^驅(qū)動。通過圖4a到圖4f可以形象地看出，被選擇的本地振蕩器與通過二 分頻計數(shù)器的信號間的傳播延遲使信號丄O,、巧、丄Oe和I^的信號跳變與K,和F。,c的信號跳變不一致，并且優(yōu)選的是，本地振蕩器信號的信號跳變在信號r。,c和^:的跳變之間的中途發(fā)生。如果不能夠?qū)崿F(xiàn)該正確的定相，則會失去本發(fā)明帶來的優(yōu)點。為了簡單起見，我們可以假定電流/電壓變換器30控制晶體管32， 晶體管32通過電流I。我們能夠認為流過圖3所示電路的電流，如在每 個占據(jù)fW:的時鐘周期的一半的任意時間單位內(nèi)測得的那樣。為了進行這個討論，假定該電路已經(jīng)運行了一段時間從而信號之間的所有的相對關(guān) 系已經(jīng)建立起來。因此，在零時刻，F(xiàn)經(jīng)歷了從低電平到高電平的跳變 從而將晶體管94切換到導(dǎo)通狀態(tài)。類似地，晶體管100切換到不導(dǎo)通狀 態(tài)。此時，信號丄O,也是高電平，從而晶體管90導(dǎo)通而晶體管92不導(dǎo)通。 因此，來自正電源的電流流過線圈102并且經(jīng)由輸出端子0尸流過晶體管 90到達晶體管94，并且從晶體管94流過晶體管32到達地(ground)。 在時間周期T二1時，信號丄Oe和Z^發(fā)生跳變從而處于低阻抗狀態(tài)的晶體 管98不導(dǎo)通，而處于不導(dǎo)通狀態(tài)的晶體管96導(dǎo)通。然而，這些跳變不 會影響流過電路的電流，這是因為晶體管ioo處于不導(dǎo)通狀態(tài)。在周期T二2時，信號F,變?yōu)榈碗娖綇亩鴮⑶袚Q晶體管94處于不導(dǎo)通狀態(tài)，而信號4變?yōu)楦唠娖綇亩袚Q晶體管ioo處于導(dǎo)通狀態(tài)。其結(jié)果是，流過晶體管90的電流被阻止，相反產(chǎn)生通過輸出節(jié)點O尸以及通 過晶體管96和晶體管100的電流注意在瞬時T二2之前和之后，電流都 將流到輸出OP。在時間T3時，信號ZO,變?yōu)榈碗娖酵瑫r信號Z^變?yōu)楦唠娖?。這些 信號的任何抖動(即，切換時間的微小變化)不會傳播到振蕩器的輸出， 這是因為晶體管94是不導(dǎo)通的。在時間T4時，r變?yōu)楦唠娖剑袚Q晶體管94導(dǎo)通的同時晶體管 100不導(dǎo)通。此時，來自正電源的電流路徑現(xiàn)在經(jīng)過中心抽頭線圈102的 下半部，經(jīng)由第二輸出^，然后經(jīng)由晶體管92和晶體管94。因此，在節(jié)點OP發(fā)生跳變從而電流停止流入節(jié)點OP ，并且電流開始流經(jīng)節(jié)點^ 。 在時間T二5時，信號丄Oe和Z^發(fā)生跳變，從而將晶體管96切換為導(dǎo)通狀態(tài)，而將晶體管98切換為不導(dǎo)通狀態(tài)。然而，這些跳變中的任何 時序誤差不會傳播到輸出，這是因為F,是低電平并且由此晶體管100不 導(dǎo)通。在時間T二6時，4變?yōu)楦唠娖?，從而將晶體管100切換為導(dǎo)通，同 時將晶體管94不導(dǎo)通。此時，盡管來自電源的電流仍然經(jīng)過第二輸出節(jié) 點^ ，但是現(xiàn)在經(jīng)過晶體管98和晶體管100。在時間T=7時，信號丄0,和^;切換狀態(tài)，從而將晶體管90切換至 導(dǎo)通狀態(tài)，而將晶體管92切換為不導(dǎo)通狀態(tài)。然而，此時，晶體管94 是不導(dǎo)通的并且由此任何切換誤差將不會表明自身為相位噪聲。在時間T二8時，K,切換為高電平從而切換晶體管94導(dǎo)通，同時晶體管100不導(dǎo)通。此時，晶體管94和90處于導(dǎo)通狀態(tài)從而流經(jīng)輸出^5 的電流停止并且電流開始流過輸出端子O尸。因此，在輸出信號中發(fā)生另 一個電流跳變。然后重復(fù)該循環(huán)。從以上描述可以看出信號ZQ、 &、 ZC^和Z^的短時抖動 (temporal jitter)不會對調(diào)制器的輸出產(chǎn)生任何影響，這是因為，在 這些信號發(fā)生跳變時，由這些信號控制的晶體管中不會通過任何電流。 應(yīng)該理解的是，圖4所示的波形是理想化的并且運行在接近4GHz頻率下的實際電路將不會觀察到這種理想波形。圖5a例示了運行在4GHz下的示例性電路的信號J^c、 ^、丄O,和Z^的仿真波形。在這些頻率下的^,和大致呈自然的正弦曲線。還 可以看出，信號ZO,和^;的跳變需要大約100ps。然而，輸出節(jié)點O尸處的電流流動仍然表現(xiàn)出低相位噪聲。圖5b中所示的電流波形用于表示圖 3或圖6中的晶體管92的漏電流。實際上，如圖6所示，通過包括射地-基地放大器晶體管120修改圖 3的配置，該射地-基地放大器晶體管120用于消除可能由調(diào)制器的其它 部分產(chǎn)生的供電電壓和輸出電壓變化對切換晶體管90、 92、 96和98的 影響。圖7示意性例示了使用圖6所示類型的標記有Cl到C4的四個切換 電路的I-Q調(diào)制器，但是為了清楚省去了射地-基地放大器晶體管。每個 晶體管具有其關(guān)聯(lián)的驅(qū)動信號，即相對其柵極所示的^ ,、 &、 ZOe、^、 Ki或^。在使用中，要進行上變頻的基帶信號被限制于良好定 義的范圍內(nèi)。因此，如果基帶信號BW被限制在1伏特和2伏特之間，則 麗也被限制在1伏特和2伏特之間，其中，當朋/具有1伏特值時，M 具有2伏特值。^^/和^7的和通常是一個常數(shù)，盡管可以通過最小化電 路的靜態(tài)電流的方式改變這些信號的共模偏置來減小功耗，并且只要差 分電壓與期望輸入信號保持比例，這就不會改變電路的操作。相似的考 慮適用于B^2和^。因此，輸入信號5S/和^7可以被看作疊加在共模 偏置電壓上的差分輸入信號。再參照圖4，清楚的是，為了本發(fā)明能夠正確地工作，本地振蕩器信號丄O,、巧、丄^和z^需要與p^c和^:處于正確相位或時序關(guān)系。當然，電路設(shè)計者能夠設(shè)計二分頻電路以及插入在二分頻電路50與切換 晶體管之間的任何緩沖器，以確保在期望的溫度范圍和電壓范圍內(nèi)，這 些信號相對于彼此恰當?shù)臅r序以確保電路的操作。然而， 一種另選的方 法是測量相對相位并且使用移相器電路150以正確地調(diào)節(jié)相位。圖8示 出了這種設(shè)置。移相器150己經(jīng)被設(shè)置為插入在該二分頻電路與控制或 切換晶體管90、 92、 96和98之間。單個移相器電路150可以被提供給所有切換晶體管。移相器電路150能夠同樣地被插入到二分頻電路50與 用于緩沖振蕩器信號的緩沖器放大器152之間?？梢酝ㄟ^響應(yīng)數(shù)字字 (digital word)控制移相器150并且可以通過將緩沖器切換入或切換 出信號傳播路徑而在數(shù)字域中實現(xiàn)移相器150。例如，每個緩沖器可以由 兩個反相器組成，其中這兩個反相器與連接在兩個反相器間節(jié)點處的一 個電容器串聯(lián)，從而通過該緩沖器引入了相對良好定義的傳播延遲。還 可以通過將輸入到該移相器的信號的不同部分進行疊加并且對所得到的 信號濾波來實現(xiàn)該移相。已經(jīng)提供了 一種用于移相的數(shù)控移相器，然后期望能夠確定例如丄O, 和7,的跳變之間的相對時序，以確定應(yīng)該實現(xiàn)什么何種移相。圖9示意 性例示了可以用于確定相位關(guān)系是否正確的時序檢測器的電路。該時序 檢測器可以用作反饋環(huán)的一部分，在該反饋環(huán)中，可調(diào)移相器150用于 改變相位直到該時序檢測器確定已經(jīng)實現(xiàn)了正確的相位關(guān)系。圖9所示的電路的拓撲結(jié)構(gòu)與例如圖6所示的調(diào)制器切換電路的拓 撲結(jié)構(gòu)非常相似。具體地講，由晶體管311、 312、 321、 322、 323、 324 形成的結(jié)構(gòu)與圖6的電路幾乎相同，然而，修改了與驅(qū)動晶體管的連接， 在期望操作條件下，與圖6相比較，由于已經(jīng)將K^和的連接進行反 相，當晶體管321、 322、 323和324承載電流時，這些晶體管進行切換。然而，將圖9的電路與圖6的電路(或者圖3的簡化形式，其中， 省去了射地-基地放大器晶體管)進行比較，我們發(fā)現(xiàn)圖6的晶體管90 對應(yīng)于圖9的晶體管321。然而，晶體管90通過總是偏置的射地-基地放 大器晶體管與輸出端子直接連接，而圖9的等效晶體管321連接到由晶 體管331和332形成的另一差動。晶體管331和332的源極連接到晶體 管321的漏極。晶體管331的漏極通過射地-基地放大器晶體管341 (位 于晶體管331與第一輸出節(jié)點221之間)連接到第一輸出節(jié)點221。晶體23管332的漏極通過射地-基地放大器晶體管(位于晶體管332與第二輸出 節(jié)點222之間)連接到第二輸出節(jié)點222。晶體管331在其柵極接收i:(^， 而晶體管332接收I^信號。重復(fù)這種結(jié)構(gòu)，從而晶體管322連接到晶體管333和334 二者的源 極。晶體管333接收丄C^信號并且連接到第二輸出222。晶體管334接收!^信號并且連接到第一輸出221。晶體管323連接到晶體管335和336。晶體管335接收z:O,信號并且 連接到第二輸出222。晶體管335接收Z^信號并且連接到第一輸出221。類似地，將晶體管324連接到晶體管337，該晶體管337接收ZO,信 號并且連接到第一輸出221，晶體管324也連接到晶體管338，該晶體管 338連接到第二輸出222并且接收Z^信號。運算放大器302將跨接電阻器303的電壓逐漸變?yōu)榈扔趨⒖茧妷?04 的電壓來控制MOSFET 301。這使得恒定電流在導(dǎo)線401中流動然后流過 由晶體管311和312形成的差動。在&w比正電平大的時間內(nèi)，導(dǎo)線 401中的電流也將流過導(dǎo)線412，而在K。sc比^負電平小的時間內(nèi)，電 流將流過導(dǎo)線411。因此，導(dǎo)線412和411中的電流差的符號與K。sc和 電壓差的符號相同。現(xiàn)在，考慮符號丄O,、巧、丄C^和Z^。當ZO,比Z^ 正電平大并且丄(^比Z^正電平大時，向上通過圖9進行工作，導(dǎo)線411 中的任何電流將流過MOSFET 321、導(dǎo)線421、 M0SFET 331、導(dǎo)線43K和 射地-基地放大器M0SFET 341，并且最后流過導(dǎo)線221 (位于圖的頂部)。 類似地，流過導(dǎo)線412的任何電流將流過M0SFET 323、導(dǎo)線423、 M0SFET 335、導(dǎo)線435、射地-基地放大器M0SFET 345，最后流過導(dǎo)線222 (位于 圖的頂部上)。由此可以看出，412和411中的電流分別出現(xiàn)在導(dǎo)線222 和221處。如果信號丄O,和巧改變它們的邏輯狀態(tài)，則這會具有交換電流路徑的效果，從而使原來在導(dǎo)線221中流動的電流現(xiàn)在無論如何都在 導(dǎo)線222中流動，反之亦然。類似地，交換Z^和Z^的邏輯狀態(tài)也將會具有交換導(dǎo)線221和222中電流的效果。圖10a到圖10d例示了 L"、巧、 ZOe、以及I^信號的相對相位，圖10e示出了如果F,是恒定DC信號， 則輸出221和222會產(chǎn)生的差分輸出電流。然而，如圖10f和10g所示， K,也進行振蕩，其結(jié)果是，如圖10h所示，出現(xiàn)了差分輸出電流。因此， 最終結(jié)果是在任何時刻，導(dǎo)線222和221中的電流差的符號與信號r。,c 和之間電壓差的符號乘以丄Oe和Z^之間電壓差的符號并乘以Z^,和巧之間電壓差的符號相同。這等效于數(shù)字邏輯領(lǐng)域中公知的作為三端輸 入異或門的邏輯功能。如圖4和圖10所示，當本地振蕩器信號丄"、丄O'、 LOe、以及￡%與^sc對齊時，在節(jié)點221和節(jié)點222上流過的電流的積分平均 (Intergrated average)相同。然而，如果相位關(guān)系開始漂移，則流出 一個節(jié)點的電流變得大于流出另一個節(jié)點的電流并產(chǎn)生非零平均差分輸 出電流。該差分電流的符號能夠檢測到并且使用在反饋環(huán)中，以改變由 移相器150提供的傳播延遲/相移。也能夠，例如通過狀態(tài)機，數(shù)字化地 控制最優(yōu)相位的反饋或搜索。由于，分頻器控制的晶體管在被切換時從來不導(dǎo)通電流，所以根據(jù) 本發(fā)明的調(diào)制器展示了優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的幾個優(yōu)點。因此，該調(diào)制器對分 頻器中的相位噪聲或抖動不敏感，并且對該分頻器電路輸出波形跳變的 確切時序變得相對不重要。計算機仿真己經(jīng)表明當發(fā)送+2 dBm到功率放大器時，在190MHz 的偏移處，構(gòu)成本發(fā)明一個實施方式的調(diào)制器的噪聲譜密度應(yīng)該為大約 -166 dBc/Hz，而現(xiàn)有技術(shù)設(shè)置中的緩沖器放大器將調(diào)制器輸出功率增加到+2 dBm時，現(xiàn)有技術(shù)的調(diào)制器的噪聲譜密度將大約為-145 dBc/Hz或 惡化了大約21 dB。分頻器信號中的時序誤差的不靈敏性還延伸到切換時間內(nèi)的固定誤 差，與隨機抖動不重要的原因相同，這些固定誤差在此處描述的調(diào)制器 中不重要，但是在常規(guī)直接變換調(diào)制器中會帶來麻煩，這是因為它們會 引入"正交誤差"。換言之，在受到丄O信號中的時序錯誤影響的現(xiàn)有技 術(shù)調(diào)制器中，由于同相基帶信道導(dǎo)致的RF輸出信號的分量不會與由于虛 擬基帶信道導(dǎo)致的RF輸出信號確切為90。。除非進行極端的考慮，否則電路布局中的寄生電容會很容易引入這種系統(tǒng)時序誤差。然而，在本發(fā) 明中，為了實現(xiàn)良好的正交，僅僅需要以2倍發(fā)送頻率來驅(qū)動下層切 換晶體管(lower switching transistor)的兩個反相信號(;和)按照相同或相反擺動以及50%的占空比對稱，該50%的占空比是相同地呈 現(xiàn)在常規(guī)調(diào)制器的二分頻電路的輸入處所需的。能夠控制調(diào)制器的輸出功率并由此控制收發(fā)器的輸出功率通常是有 用的。事實上，在寬帶碼分多址(W-CDMA)移動電話手機中(諸如用于 所謂的3G系統(tǒng)中)，必需能夠在很寬范圍內(nèi)改變手機發(fā)射機的輸出功率。 在一個這種系統(tǒng)中，輸出功率應(yīng)該向上可調(diào)至+24 dBm (0.25W)并向下 可調(diào)至-50 dBm (0.00000001W)。在此之前描述的調(diào)制器核特別適用于產(chǎn)生這種功率輸出范圍所需的發(fā)射機中。此處己經(jīng)例示了通常驅(qū)動中心抽頭變壓器的調(diào)制器的實施方式，但 應(yīng)該理解為也可以驅(qū)動其它的輸出電路。還可以將圖6中標號為120的 四個晶體管的漏極端子分離并通過移相網(wǎng)絡(luò)或時延線(delay lines)將這些漏極端子連接到負載，從而提高可用的輸出功率。圖6中的標號為 120的四個晶體管的輸出電流的基本分量的相位相對于某個任意基準是0 度、180度、90度和270度，并且因此在圖6中，將0度和90度的電流疊加，并對180度和270度的電流疊加，然后應(yīng)用這兩個疊加電流作為 平衡-不平衡變換器(balun)的差分輸入。應(yīng)理解為，通過分別地將來 自晶體管120的漏極的四個電流進行偏移使它們彼此同相，可以獲得更 多的輸出功率。有利的是，還可以利用來自圖6的晶體管120的四個輸 出電流不同相的事實，并且這在直接變換接收機的下變頻混頻器中或者 在上變頻中創(chuàng)建用于驅(qū)動一些形式的功率放大器所需的一對正交信號等 方面特別有用。圖11表示并聯(lián)設(shè)置多個IQ調(diào)制器的設(shè)置，每個IQ調(diào)制器都是圖7 所示的類型，并且出于簡化目的標記為501、 502、 503、 504和510。八 個調(diào)制器503到510彼此直接并聯(lián)連接，并且連接到中心抽頭變壓器512。 核503到核510中的任何一個或多個能夠?qū)ɑ虿粚?dǎo)通以給出8到1的 輸出幅值范圍，即64到1的輸出功率控制范圍，而輸出功率控制范圍64 到l對應(yīng)于18dB的控制范圍。如圖11所示，通過標號為514的R-2R梯 形網(wǎng)絡(luò)(ladder),另外的IQ調(diào)制器502、 501以及由點劃線500表示的 可選的附加調(diào)制器連接到中心抽頭線圈512。該R-2R電路是公知的因而 不需要進一步描述。然而，連接在梯形網(wǎng)絡(luò)514中第一抽頭516的第一 調(diào)制器502輸出的電壓幅值只是第一調(diào)制器502直接連接到中心抽頭線 圈時輸出的電壓幅值的一半。因此，例如與調(diào)制器503相比，來自調(diào)制 器502的輸出功率下降了 6dB。連接在第二抽頭18上的下一個調(diào)制器501 的輸出功率與調(diào)制器503相比衰減了 12dB。通常，當信號到達中心抽頭 線圈512時，R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)中的每個抽頭提供了6dB的衰減。在優(yōu)選的 實施方式中，在R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)中設(shè)置有7個抽頭并且7個調(diào)制器連接到 這些抽頭。因此，最末端調(diào)制器的輸出功率比調(diào)制器503衰減了 42 dB。 通過沿著R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)切換一個或更多個調(diào)制器，能夠?qū)崿F(xiàn)6 dB的功 率步長(st印)，從而給出了大約60 dB的總功率范圍(Overall power27range)。然而，應(yīng)該注意，調(diào)制器不需要連接到每個抽頭上，從而沿著 該功率范圍在一些位置上產(chǎn)生了 12 dB步長大小來替代6 dB步長大小， 使給定數(shù)目的調(diào)制器核產(chǎn)生更大的功率范圍。采用常規(guī)的直接變換發(fā)射機很難以極低功率水平產(chǎn)生良好的調(diào)制信 號，這是因為例如通過調(diào)制器內(nèi)的切換晶體管的寄生電容的不匹配而將 本地振蕩器信號耦合到發(fā)射機的輸出信號。不希望調(diào)制器產(chǎn)生由于耦合 而導(dǎo)致的存在于輸出波形中的固定量本地振蕩器信號，并且當發(fā)射機功 率被充分減小時，丄O泄露的功率可能與希望的輸出信號功率相當 (comparable)。在圖11所示的設(shè)置中，能夠通過將沒使用的調(diào)制器的 每個部分上的丄O波形不導(dǎo)通來解決這個問題。因此，例如，如果連接到 R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)的抽頭上的調(diào)制器核中的一個正被使用，則被使用的調(diào)制 器核的ZO信號會存在，但是對于沒有使用的每個其它部分來講，ZO波形 將會不導(dǎo)通。通過這個方法，將LO泄露減小與希望的發(fā)送信號相同的量， 從而它們倆之間的比率總是可以接受的。當需要輸出功率的量不與沿著電阻R-2R梯形網(wǎng)絡(luò)的抽頭之一精確 對應(yīng)而是位于兩個相鄰抽頭的功率水平之間的某個地方時，則能夠通過 選擇產(chǎn)生較大輸出功率的抽頭并通過減小施加到調(diào)制器的基帶信號的幅 值來實現(xiàn)期望的輸出水平。通過在小范圍功率上調(diào)節(jié)基帶幅值，完全可 以用該方法控制輸出功率。本發(fā)明的另一個優(yōu)點在于大多數(shù)時間，發(fā)射機所需的輸出功率能 夠僅由多個IQ調(diào)制器核中被導(dǎo)通的一個IQ調(diào)制器核來提供服務(wù)。這在 圖12中示意性示出，其中，圖12a是表示收發(fā)器需要輸出給定功率的時 間對收發(fā)器功率的比例的直方圖。可以看出，收發(fā)器很少運行在其最低 功率模式和最高功率模式下，而主要運行在標號為530的中間功率范圍 內(nèi)。圖12b示出了作為功率函數(shù)的收發(fā)器功率分配，并且可以看出，在大多數(shù)時間內(nèi)僅需要使多個IQ調(diào)制器中的一個通電。僅在最終18 dB的 功率輸出中，需要并行運行兩個或更多個調(diào)制器。許多移動電話手機需要在幾個相差大的不同頻率范圍內(nèi)相差大的進 行發(fā)送。通常， 一些頻率在大約900-1000 MHz，而另一些頻率在大約1800 至2000 MHz。在這種手機中，理想的是，對兩種發(fā)送頻率使用相同的頻 率合成器。然而，大多數(shù)實際的合成器覆蓋的調(diào)諧范圍遠小于上述的2:1 頻率范圍。例如，當運行在1000 MHz范圍內(nèi)時，用于將發(fā)送頻率二分頻 的簡單方法是在本地振蕩器到調(diào)制器的路徑內(nèi)插入新的分頻器。當不 需要這個分頻器時，例如在較高頻率范圍內(nèi)進行發(fā)送時，這個分頻器可 以被旁路。不幸的是，任何附加的分頻器，都會在切換晶體管的切換點 產(chǎn)生附加的抖動，而這是不期望發(fā)生的。可以使該分頻器是低噪聲的(安 靜)，這意味著盡管它引入了非常小的相位噪聲，但這僅是以該分頻器 內(nèi)的大量功率消耗為代價。當使用根據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器時，有另一種更有利方法用于以較低功率進行發(fā)送。在這個例子中，與最初的情況相同，可以仍使r。sc和^:信 號以高頻率運行，但是僅改變調(diào)制器中的切換晶體管的柵極驅(qū)動波形。圖13a和13b中示出了這種條件。圖13a示出了當運行在"高"頻帶下 時丄O,、巧、ZOe、 Z^及P^c信號之間的關(guān)系，其中，該丄O信號的頻 率是T/。,c頻率的一半。實際上，每一個LO,、可、￡02和1^信號在圖13中都出現(xiàn)兩次，因為這便于通過允許在較低的頻率運行的方式，分別控 制一些晶體管。圖13b示出了等效時序圖，其中，^c的頻率與以前相同，但是丄O,、巧、丄^和Z^信號已經(jīng)由八個切換信號替換，這八個切換信號已經(jīng)進行了再次分頻從而現(xiàn)在它們的頻率為振蕩器頻率的1/4。因此， 可調(diào)諧4 GHz振蕩器可以使用在運行于800 MHz到1000 MHz范圍以及1800 MHz到2000 MHz范圍的雙頻帶電話中。該分頻不一定僅僅是二分頻或四分頻。該柵極波形可以是振蕩器頻率的1/3或一些其它分數(shù)。在這種情 形下，需要修改相位檢測系統(tǒng)。從圖13a和圖13b中可以看出，到切換晶體管的信號由^到D以及:i 到5進行表示。在圖13a中，C對應(yīng)于5，并且D對應(yīng)于》。在圖13b中， 對相位進行了改變從而5滯后^了 45° ， C滯后^4了 90° ，"滯后^了 135° 。所有的互補信號5到萬也被使用，并且圖14中示出了它們與調(diào)制 器的連接。清楚的是，應(yīng)當在低頻率產(chǎn)生本地振蕩器波形和它們的分量以進行 低頻帶操作，并且本地振蕩器波形和它們的分量是通過使用僅高頻帶調(diào) 制器不需要的附加觸發(fā)器產(chǎn)生的，但是這些附加觸發(fā)器不會在調(diào)制器的 輸出引入相位噪聲，這是因為，由附加觸發(fā)器引入切換晶體管切換時序 的抖動仍然在那些晶體管沒有承載電流時出現(xiàn)。這個方法的另一個優(yōu)點在于不改變n^和信號的頻率，可以使用諧振電路有效地提供r,和信號，該諧振電路包括一個電感 (inductor),該電感在高頻帶與低頻帶之間進行切換時不需要再調(diào)諧。 迄今為止，提供給任何調(diào)制器切換電路內(nèi)的控制開關(guān)(如圖6所示 晶體管90和92)的控制開關(guān)電流由單個晶體管(例如圖6的晶體管94) 進行控制。類似地，晶體管100控制提供給該附圖內(nèi)晶體管96和98的 電流。然而，這表示的是圖15所示的一般情況的特殊(簡化)例子。將 圖15與圖16進行比較，相同部件由相同標號表示。然而，先前與晶體 管90和92 二者串聯(lián)的晶體管94 (斬波晶體管)由兩個獨立晶體管602 和604替代，晶體管602與晶體管90串聯(lián)連接，晶體管604與晶體管92 串聯(lián)連接。晶體管602和604 二者的柵極連接到公共端子以接收信號y,。 類似地，晶體管100被與晶體管96串聯(lián)連接的晶體管606和與晶體管98 串聯(lián)連接的晶體管608替換。晶體管606和608 二者的柵極連接在一起并且接收信號^。因此，圖15中的電路同樣再現(xiàn)了圖6所示電路的功 能。然而，這種結(jié)構(gòu)作為通用混頻器可以具有更多用途。例如，由于接 收本地振蕩器信號丄O,的晶體管90與接收切換信號J^c的晶體管602串聯(lián)，所以能夠改變它們在該電路內(nèi)的相對位置。在一些結(jié)構(gòu)中這是有利 的，因為根據(jù)驅(qū)動信號的相對電壓/強度，使得能夠從該電路中省去射地 -基地放大器晶體管120。迄今為止，已經(jīng)在直接變換發(fā)射機的情況下描述了切換電路。然而， 切換電路也能夠被使用在必須產(chǎn)生中頻的變換方案或期望產(chǎn)生中頻的變換 方案中或者用于己經(jīng)產(chǎn)生中頻的變換方案中。在這種設(shè)置中，提供RF輸入 信號至輸入級30。在這種設(shè)置中，該電路能夠用作上變頻器或下變頻器。直接下變頻接收機正變得越來越重要，并且在這種架構(gòu)內(nèi)本發(fā)明的 電路結(jié)構(gòu)具有顯著優(yōu)點。對圖6以及隨后圖15所示的設(shè)置進行微小修改 后適合用作完整的I-Q混頻器。在這種設(shè)置中，來自晶體管90、 92、 96 和98的漏極或者來自各個射地-基地放大器晶體管120(如果在該電路內(nèi) 仍保留射地-基地放大器晶體管120)的連接通過各個負載電阻器直接連接 到電源線正極。那么，在晶體管90處產(chǎn)生的電壓輸出是/，在晶體管92 處產(chǎn)生的電壓輸出是7，在晶體管96處產(chǎn)生的電壓輸出是e，而在晶體管 98處產(chǎn)生的電壓輸出是^。該電路將會按照在此之前參照圖4的描述而工 作，從而可以看出，在節(jié)點24處產(chǎn)生的輸入電流被切換到/輸出、然后切 換到2輸出，然后切換到7輸出，然后切換到^輸出。然后重復(fù)該順序。通常，設(shè)計者希望使用差分輸入。在這種情況下，則需要兩個混頻 器電路，如圖16示意性所示。該電路使用的基本拓撲請參照之前圖15的例示和描述，然而，假定該電路現(xiàn)在必須對標號為/。^和7^;的差分電流進行處理，則不得不復(fù)制該電路的每個路徑。為了對此進行闡明，將 再次使用圖15的編號系統(tǒng)，但是承載/。^電流的那些部件具有后綴"a"，而處理7^電流的那些部件具有后綴"b"。從圖16可以看出， 提供r信號給晶體管602a、 604a、 602b以及604b，如前所述，該F,信 號的頻率通常是提供到晶體管90a、92a、90b和92b的本地振蕩器信號丄。, 和U的頻率的兩倍。晶體管606a和606b、 608a和608b、 96a和96b、 以及98a和98b有相似設(shè)置。為了進行簡化，將僅詳細描述位于圖16左 手側(cè)的切換電路。晶體管602a和602b的漏極連接在一起并饋送到公共 輸出節(jié)點，該公共輸出節(jié)點與圖15的輸出OP對應(yīng)。類似地，晶體管604a 和604b的漏極連接在一起所形成公共輸出節(jié)點與圖15的輸出節(jié)點^對 應(yīng)。然而，在該設(shè)置中，這些節(jié)點連接到運算放大器650的反相和非反 相(正相)輸入端，圍繞該運算放大器650形成有反饋網(wǎng)絡(luò)。由通常標記為660的輸入級提供對節(jié)點24a和24b的輸入電流。該 輸入級可以是跨導(dǎo)級(transconductance stage)例如圖15中的標號30 所示但是進行復(fù)制以形成差分級，或者該輸入級可以是圖17所示的級， 其中，該輸入級不是真實的跨導(dǎo)級并且使得混頻器/解調(diào)器作為"無源混 頻器"運行。因此，參照圖17，該輸入信號是包括互補輸入信號^和^的差分信號。該^信號提供給晶體管662的柵極，該晶體管662的漏極經(jīng)由電阻器 666連接到電源線正極664，并且晶體管662的源極經(jīng)由電流阱(Currentsink ) 668接地，盡管該電流阱(Current sink )可由電阻器替換。該^ 信號提供給晶體管670，該晶體管670的漏極經(jīng)由電阻器672連接到電源 線664，并且晶體管670的源極連接到電流吸收器668。在晶體管670的漏極可獲得電流7。^ ，而在晶體管662的漏極可獲得差分電流7。^ 。如果圖16的電路要作為無源混頻器運行，也就是說，當施加到節(jié)點 24a和24b的電流僅僅是信號電流并且沒有疊加的偏置電流時，則將隔直流電容器674和676插入通向節(jié)點24a和24b的路徑內(nèi)。無源混頻器能 夠表現(xiàn)出良好的線性度和低噪聲性能。相對于現(xiàn)有技術(shù)直接變換接收機拓撲，圖16所示的拓撲具有多個優(yōu) 點(其中，晶體管602a和602b、 604a和604b、 606a和606b、以及608a 和608b被省去并由短路替換)。具體地講，任何混頻器中存在一種可能 性，例如晶體管90a和92a將會同時導(dǎo)通。當晶體管90a和92a由互補 (通常為正弦曲線)輸入信號驅(qū)動時，環(huán)繞晶體管90a和92a的差動結(jié) 構(gòu)的特性使得很難(但并非不可能)將它們同時切換為非導(dǎo)通狀態(tài)?？?以看出，在切換期間，如果晶體管90a和92a并非不導(dǎo)通，則輸出放大 器650的輸入經(jīng)由低阻抗有效地短接在一起。這個阻抗將遠小于反饋電 阻器690和692的值，并且因此在這個跳變周期內(nèi)，放大器650將用作 高增益放大器。因此，存在于這個放大器的輸入級的任何噪聲將被極大地 放大，并隨后進入接收機的其余部分。這惡化了接收機的噪聲性能。然而， 在構(gòu)成本發(fā)明的實施方式的接收機中，晶體管602a和604a沒有導(dǎo)通，同 時晶體管90a和92a分別在它們的導(dǎo)通和不導(dǎo)通狀態(tài)之間進行切換。由于是同相，在本地振蕩器信號的Q通道沒有進行切換期間，本地 振蕩器信號的I通道進行切換，并且反之亦然；當與該Q通道切換對串 聯(lián)的新晶體管導(dǎo)通時，在該I通道切換對中的新的晶體管將會不導(dǎo)通， 并且反之亦然。這使得能夠在I通道和Q通道之間共享單個輸入級。圖 18示出了這樣一種設(shè)置，可以看出，僅當r醒為高電平時，電流流到同 相相位頻帶輸出的輸出放大器690，并且僅當7。sc為低電平時阻止電流流 到同相相位頻帶輸出的輸出放大器690，此時電流流入到Q通道輸出放大 器694。雖然，混頻器內(nèi)的晶體管的迅速切換導(dǎo)致了從混頻器流到基帶放 大器的電流包含高頻分量，但是可以通過對混頻器的輸出進行簡單地低 通濾波來恢復(fù)基帶信號。33這種設(shè)置表示了對圖16電路的改進。這里，在該輸入級660的/。^和 :通道的每一個中總是有電流通過?？紤]/。^通道700。它將電流饋送 到被ZO,和Z5信號反相驅(qū)動的晶體管702和704以及被i:^和Z^信號 反相驅(qū)動的晶體管706和708。晶體管702和704串連晶體管712和714, 該晶體管712和714由^《信號(通常，該K,信號的頻率是丄O,頻率的 兩倍，并且^W;信號時序被確定為不會同時發(fā)生信號跳變，如先前參照圖 4所述)驅(qū)動。晶體管716和718與晶體管706和708串聯(lián)并且晶體管 716和718由信號驅(qū)動。由此可以得出，電流流動路徑不是在/。^輸 出700與I通道放大器690的輸入之間，就是在/。^輸出700與Q通道放 大器694的輸入之間。相同的分析適用7^通道。因此，這種結(jié)構(gòu)能夠工 作在無源混頻器模式(其中，不存在DC偏置電流)或有源模式下，其中， 輸入級660是真實跨導(dǎo)級或者是調(diào)制后的電流源。晶體管對702和712， 704和714等串聯(lián)，并且因此可以是相反順序 (在該電路圖中，702在712之上)，而不會改變電流的操作。因此，可以提供一種改進的調(diào)制器拓撲，其展現(xiàn)出改進的相位噪聲 性能。還可以提供一種改迸的解調(diào)器。應(yīng)該記得，在大多數(shù)集成電路處理技術(shù)中，MOS晶體管的漏極的物 理結(jié)構(gòu)與源極的物理結(jié)構(gòu)相同。這意味著當在該布局中放置晶體管時， 如果交換漏極和源極端子，將不會對所得到的集成電路的操作產(chǎn)生任何 影響。'因此應(yīng)認識到，與本發(fā)明不同之處僅僅是將一個或更多個MOS晶體管的漏極和源極交換的任何裝置或方法在物理上與本發(fā)明物理相同， 并且因此而應(yīng)該被包括在本發(fā)明的范圍內(nèi)。類似地，由于晶體管不是難 以導(dǎo)通就是難以不導(dǎo)通，所以我們將這些晶體管用作開關(guān)，那么也可以 使用諸如雙極元件(device)的其它切換技術(shù)。
權(quán)利要求
1、一種切換電路，包括第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)，可進行操作以在它們的第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑，并且每個控制開關(guān)還具有用于控制所述開關(guān)的控制端子，所述第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)的控制端子由第一切換信號和第二切換信號驅(qū)動，所述第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率并且所述第二切換信號與所述第一切換信號反相；以及第一斬波開關(guān)，其可操作以在其第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑、所述第一斬波開關(guān)與所述第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)串聯(lián)連接，所述第一斬波開關(guān)的第一端子接收待調(diào)制的輸入，其中，所述斬波開關(guān)的控制端子由第一切換控制信號驅(qū)動，當所述第一控制開關(guān)和所述第二控制開關(guān)在導(dǎo)通與不導(dǎo)通之間變化時，所述斬波開關(guān)不導(dǎo)通。
2、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的切換電路，其中，所述第一切換控制信號 的頻率是所述第一頻率的倍數(shù)。
3、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的切換電路，其中，所述第一控制開關(guān)第一 端子和所述第二控制開關(guān)的第一端子連接到公共節(jié)點，并且所述第一斬 波開關(guān)的所述第二端子也連接到所述公共節(jié)點。
4、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的切換電路，其中，所述第一斬波開關(guān)包括 第一子開關(guān)和第二子開關(guān)，并且其中所述第一子開關(guān)與所述第一控制開 關(guān)串聯(lián)并且由所述第一切換控制信號驅(qū)動，所述第二子開關(guān)與所述第二 控制開關(guān)串聯(lián)并且由第二切換控制信號驅(qū)動，其中，所述第二切換控制 信號與所述第一切換控制信號同相。
5、 一種包括權(quán)利要求1所述的切換電路的調(diào)制器，其中，所述調(diào)制 器適于接收來自振蕩器的振蕩器輸出信號，并且所述振蕩器輸出信號提 供所述第一切換控制信號并且該所述振蕩器輸出信號被分頻從而提供所述第一切換信號和所述第二切換信號，其中，所述第一切換控制信號、 所述第一切換信號和所述第二切換信號具有受控的相位關(guān)系，并且所述 第一切換信號和所述第二切換信號的頻率均為所述切換控制信號頻率的1/N，其中，N是大于l的正整數(shù)。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5所述的調(diào)制器，其中，所述第一切換信號和所述 第二切換信號的頻率是所述第一切換控制信號頻率的一半。
7、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的切換電路，該切換電路還包括第三控制開 關(guān)和第四控制開關(guān)以及第二斬波開關(guān)，其中，所述第一控制開關(guān)和所述 第二控制開關(guān)形成具有第一公共節(jié)點的第一差動，所述第三控制開關(guān)和 所述第四控制開關(guān)形成具有第二公共節(jié)點的第二差動，并且所述第一斬 波開關(guān)和所述第二斬波開關(guān)形成具有第三公共節(jié)點的第三差動，并且其 中，所述第一差動和第二差動二者的輸出并聯(lián)連接，所述第一斬波開關(guān) 具有連接到所述第一公共節(jié)點的第二端子，而所述第二斬波開關(guān)具有連 接到所述第二公共節(jié)點的第二端子。
8、 根據(jù)權(quán)利要求7所述的切換電路，其中，所述第一控制開關(guān)到所 述第四控制開關(guān)是場效應(yīng)晶體管，并且所述第一斬波開關(guān)和所述第二斬 波開關(guān)是場效應(yīng)晶體管，每個場效應(yīng)晶體管都具有柵極、漏極和源極， 并且其中形成所述第一控制開關(guān)和所述第三控制幵關(guān)的晶體管的漏極連 接到第一輸出節(jié)點，形成所述第二控制開關(guān)和所述第四控制開關(guān)的晶體 管的漏極連接到第二輸出節(jié)點，形成所述第一控制開關(guān)和所述第二控制 開關(guān)的晶體管的源極連接到形成所述第一斬波開關(guān)的晶體管的漏極，形 成所述第三開關(guān)和所述第四開關(guān)的晶體管的源極連接到形成所述第二斬 波開關(guān)的晶體管的漏極，并且形成所述第一斬波開關(guān)和所述第二斬波開 關(guān)的晶體管的源極一起連接到輸入節(jié)點。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的切換電路，該切換電路還包括分頻器電路，所述分頻器電路在其輸入接收振蕩器輸出信號并且適于產(chǎn)生所述第一切 換信號和所述第二切換信號，并且其中，所述分頻器電路還適于以所述 第一頻率產(chǎn)生第三切換信號和第四切換信號，并且其中，所述第四切換 信號與所述第三切換信號反相，并且所述第三切換信號相對于所述第一 切換信號延遲了所述第一切換控制信號的周期的一半。
10、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的切換電路，其中，所述第一切換信號被 提供到所述第一控制開關(guān)的所述控制端子，所述第二切換信號被提供到 所述第二控制開關(guān)的所述控制端子，所述第三切換信號被提供到所述第 三控制開關(guān)的控制端子，并且所述第四切換信號被提供到所述第四控制 開關(guān)的控制端子。
11、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的切換電路，該切換電路還包括移相器， 所述移相器用于調(diào)節(jié)所述第一切換信號到所述第四切換信號與所述第一 切換控制信號之間的時序關(guān)系。
12、 根據(jù)權(quán)利要求11所述的切換電路，該切換電路還包括測量電路， 所述測量電路用于測量所述第一切換信號到所述第四切換信號中的至少 一個與所述第一切換控制信號之間的時序關(guān)系并將測量提供給所述的控 制器用于控制所述移相器引入的相位偏移。
13、 一種包括權(quán)利要求7所述的切換電路的調(diào)制器，其中，所述第一控制開關(guān)到所述第四控制開關(guān)以及所述第一斬波開關(guān)和所述第二斬波 開關(guān)形成第一調(diào)制器核，并且所述調(diào)制器包括具有與所述第一調(diào)制器核 相同結(jié)構(gòu)的另一個調(diào)制器核。
14、 根據(jù)權(quán)利要求13所述的調(diào)制器，其中在所述第二調(diào)制器核內(nèi)，所述第一控制開關(guān)接收所述第四切換信號， 所述第二控制開關(guān)接收所述第三切換信號，所述第三控制開關(guān)接收所述 第二控制信號，并且所述第四控制開關(guān)接收所述第一切換信號，并且其中，與所述第一調(diào)制器相比，所述第二調(diào)制器交換了其第一切換控制信 號和第二切換控制信號。
15、 根據(jù)權(quán)利要求13所述的調(diào)制器，該調(diào)制器還包括均與所述第一 調(diào)制器核的結(jié)構(gòu)相同的第三調(diào)制器核和第四調(diào)制器核。
16、 根據(jù)權(quán)利要求15所述的調(diào)制器，其中，在所述第三調(diào)制器核內(nèi)，所述第一控制開關(guān)接收所述第二切換信號， 所述第二控制開關(guān)接收所述第一切換信號，所述第三控制開關(guān)接收所述 第三切換信號并且所述第四控制開關(guān)接收所述第四切換信號，并且所述 第一切換控制信號和第二切換控制信號的連接方式與所述第一調(diào)制器核 內(nèi)的連接方式相同；以及在所述第四調(diào)制器核內(nèi)，所述第一控制開關(guān)接收所述第四切換信號， 所述第二控制開關(guān)接收所述第三切換信號，所述第三控制開關(guān)接收所述 第一切換信號，并且所述第四控制開關(guān)接收所述第二切換信號，并且其 中，與所述第一調(diào)制器核相比，交換了所述第一切換控制信號和所述第 二切換控制信號。
17、 一種具有可控功率輸出的可調(diào)調(diào)制器，該調(diào)制器包括直接或間 接地連接到公共輸出的多個調(diào)制器核，其中，通過改變同時進行工作的 調(diào)制器核的數(shù)目來調(diào)節(jié)輸出功率，其中，每個調(diào)制器核包括至少一個根 據(jù)權(quán)利要求1所述的調(diào)制器切換電路。
18、 根據(jù)權(quán)利要求17所述的可調(diào)調(diào)制器，其中，所述多個調(diào)制器核中的一些經(jīng)由衰減裝置連接到所述公共輸出。
19、 根據(jù)權(quán)利要求18所述的可調(diào)調(diào)制器，其中，所述衰減裝置包括 R-2R電阻器網(wǎng)絡(luò)。
20、 一種包括兩個差分對晶體管的混頻器單元，該混頻器單元還包 括兩個附加斬波晶體管，這兩個附加斬波晶體管中的一個插入在至所述混頻器單元內(nèi)的每個各自晶體管對的公共電流路徑內(nèi)，并且在使用時位 于高阻抗狀態(tài)，同時相關(guān)聯(lián)的差分對的晶體管在導(dǎo)通狀態(tài)與不導(dǎo)通狀態(tài) 之間進行切換。
21、 一種具有第一晶體管和第二晶體管的調(diào)制器，所述第一晶體管 和所述第二晶體管響應(yīng)于控制信號在導(dǎo)通狀態(tài)和不導(dǎo)通狀態(tài)之間切換以 對輸入信號上變頻，所述調(diào)制器還包括開關(guān)和控制器，其中，所述開關(guān) 與所述第一晶體管和所述第二晶體管串聯(lián)，所述控制器對所述開關(guān)進行 控制從而所述開關(guān)在包含所述控制信號的跳變的周期內(nèi)中斷流過所述第 一晶體管和所述第二晶體管的電流。
22、 一種混頻單元，該混頻單元包括第一場效應(yīng)晶體管到第八場效 應(yīng)晶體管，其中所述第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管它們的源 極端子連接在一起，并且它們的柵極由近似方波或正弦波的信號以第一頻率驅(qū)動；所述第一晶體管的所述柵極相對于所述第二晶體管的所述柵極大致 反相地被驅(qū)動；所述第四晶體管的所述柵極相對于所述第三晶體管的所述柵極大致反相地被驅(qū)動；所述第五晶體管的源極連接到所述第一晶體管的漏極； 所述第六晶體管使其源極連接到所述第二晶體管的漏極并使其柵極連接到所述第五晶體管的柵極；所述第七晶體管的源極連接到所述第三晶體管的漏極； 并且所述第八晶體管使其源極連接到所述第四晶體管的漏極并使其柵極連接到所述第七晶體管的柵極；并且其中，在使用中，所述第六晶體管和第八晶體管二者的柵極均由近似方波或正弦波的信號驅(qū)動，這些近似方波或正弦波的信號彼此反 相并且它們的頻率是所述第一頻率的倍數(shù)；將驅(qū)動所述第五晶體管和第六晶體管的波形時序確定為在所述第一 晶體管和所述第二晶體管二者的柵極電壓之間的差改變符號期間所述第五晶體管和所述第六晶體管基本上不導(dǎo)通；將驅(qū)動所述第七晶體管和第八晶體管二者柵極的波形時序確定為在 所述第三晶體管和所述第四晶體管二者的柵極電壓之間的差改變符號期 間所述第七晶體管和所述第八晶體管基本上不導(dǎo)通。
23、 一種解調(diào)器，該解調(diào)器包括根據(jù)權(quán)利要求l所述的切換電路。
24、 一種解調(diào)器，該解調(diào)器包括至少一個根據(jù)權(quán)利要求21所述的混 頻單元。
25、 根據(jù)權(quán)利要求24所述的解調(diào)器，其中，要變換為基帶信號的RF信號被提供到所述第一晶體管到所述第四晶體管它們的源極。
26、 根據(jù)權(quán)利要求25所述的解調(diào)器，其中，所述第一頻率基本上與 所述RF信號的頻率相同。
27、 一種根據(jù)權(quán)利要求24所述的解調(diào)器，該解調(diào)器提供I輸出和Q 輸出。
28、 根據(jù)權(quán)利要求27所述的解調(diào)器，該解調(diào)器包括兩個混頻單元， 其中，所述解調(diào)器是雙平衡解調(diào)器。
29、 一種操作混頻單元的方法，所述混頻單元可操作為調(diào)制器、混 頻器或解調(diào)器，所述混頻單元混頻單元包括第一晶體管到第六晶體管；所述第一晶體管和所述第二晶體管被設(shè)置為通過將它們的源極或發(fā) 射極連接在一起而形成第一差分對，并且與第三晶體管相關(guān)聯(lián)以允許或 阻止電流流到所述第一晶體管和所述第二晶體管；所述第四晶體管和所述第五晶體管被設(shè)置為形成第二差分對并且與 所述第六晶體管相關(guān)聯(lián)以允許或阻止電流流到所述第四晶體管和所述第 五晶體管；所述方法包括以下步驟1 )通過用周期信號驅(qū)動所述第三晶體管和所述第六晶體管它們的柵 極端子或基極端子而導(dǎo)通和不導(dǎo)通所述第三晶體管和所述第六晶體管；2) 分別用第一切換信號和第二切換信號來驅(qū)動所述第一晶體管和所述第二晶體管，從而所述第二切換信號與所述第一切換信號反相并且以 第一頻率為周期；3) 分別用第三切換信號和第四切換信號以所述第一頻率來驅(qū)動所述 第四晶體管和所述第五晶體管，其中，所述第三切換信號與所述第一信 號相似但是所述第三切換信號比所述第一信號延遲的時間值等于驅(qū)動所 述第三晶體管和所述第六晶體管的所述切換信號的周期的一半，并且所 述第四切換信號與所述第三信號反相，并且其中，在所述第三晶體管不導(dǎo)通的周期所述第一晶體管和所述 第二晶體管的切換跳變，并且在所述第六晶體管不導(dǎo)通時，所述第四晶 體管和所述第五晶體管的切換跳變。
30、一種調(diào)制器切換電路，該切換電路包括第一切換晶體管和第二切換晶體管，它們連接到公共節(jié)點并由第一 切換信號和第二切換信號驅(qū)動，所述第一切換信號和所述第二切換信號 均具有第一頻率并且所述第二切換信號與所述第一切換信號反相，以及第三切換晶體管，其具有連接到所述公共節(jié)點的第一端子和用于接 收待調(diào)制的輸入的第二端子，其中，所述第三切換晶體管由切換控制信 號驅(qū)動，從而在所述第一切換晶體管和第二切換晶體管在導(dǎo)通與不導(dǎo)通 之間進行改變期間所述第三晶體管不導(dǎo)通。
全文摘要
一種切換電路，該切換電路包括第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)，可操作以在它們的第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑，并且每個控制開關(guān)還具有用于控制該開關(guān)的控制端子，該第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)二者的控制端子由第一切換信號和第二切換信號驅(qū)動，該第一切換信號和第二切換信號具有第一頻率并且該第二切換信號與該第一切換信號反相；以及第一斬波開關(guān)，其可操作以在其第一端子和第二端子之間形成或阻斷路徑并與該第一控制開關(guān)和第二控制開關(guān)中的至少一個串聯(lián)連接并且在其第一端子接收待調(diào)制的輸入，其中，該斬波開關(guān)的控制端子由第一切換控制信號驅(qū)動從而在該第一驅(qū)動開關(guān)和第二驅(qū)動開關(guān)在導(dǎo)通與不導(dǎo)通之間進行改變的過程中該斬波開關(guān)不導(dǎo)通。
文檔編號H04L27/36GK101331678SQ200680041199
公開日2008年12月24日 申請日期2006年10月25日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月3日
發(fā)明者克里斯多佛·杰蘭特·瓊斯 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司