專利名稱：用于通信系統(tǒng)中的積分處理的加權(quán)混頻電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
0001本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)的發(fā)送路徑(transmit path)體系結(jié)構(gòu)，更具體地，本發(fā)明涉及無線通信芯片組的發(fā)送路徑電路。
背景技術(shù)：
0002射頻(RF)通信系統(tǒng)被用于多種應(yīng)用場合，例如電視、蜂窩電話、尋呼機、全球定位系統(tǒng)(GPS)接收器、有線調(diào)制解調(diào)器、無繩電話、無線電和其它接受射頻信號的裝置。典型地，射頻接收機一般需要頻率轉(zhuǎn)換或混頻。雙向無線通信系統(tǒng)包括接收路徑電路和發(fā)送路徑電路。在現(xiàn)有的解決方案中，這個電路被集成到多個集成電路中并且作為無線通信芯片組被包括在系統(tǒng)中。對于此類系統(tǒng)的發(fā)送路徑電路，已經(jīng)使用了中頻(IF)體系結(jié)構(gòu)，其中來自于數(shù)字信號處理器(DSP)的基帶信號首先被轉(zhuǎn)換到中頻，然后通過使用偏置(offset)鎖相環(huán)(PLL)電路在無線通信網(wǎng)絡(luò)的頻帶中發(fā)送。對于蜂窩電話無線通信網(wǎng)絡(luò)，例如，對GSM蜂窩電話(cell phone)網(wǎng)絡(luò)，頻帶可位于850MHz和900MHz附近；對DCS蜂窩式電話網(wǎng)絡(luò)，頻帶可位于1800MHz；對PCS蜂窩式電話網(wǎng)絡(luò)，頻帶可位于1900MHz。在這些蜂窩電話網(wǎng)絡(luò)中，信道間隔是200kHz。
0003圖2(現(xiàn)有技術(shù))是發(fā)送路徑電路的實例體系結(jié)構(gòu)200的框圖，該發(fā)送路徑電路包括中頻壓控振蕩器(VCO)202、發(fā)送(TX)VCO128和射頻VCO204。當裝置正在發(fā)送時，中頻混頻電路220從數(shù)字信號處理器(DSP)處接收I和Q基帶信號107。中頻混頻電路采用中頻VCO202以將I和Q信號變換為中頻。此后，中頻混頻電路220的輸出112去往偏置環(huán)前饋電路122。此偏置環(huán)前饋電路122將比較來自于中頻混頻電路220的信號112和來自于反饋混頻電路224的信號114的相位。此后，偏置環(huán)前饋電路122將使用這些信號的相位差來調(diào)節(jié)TX VCO 128，以生成位于通信網(wǎng)絡(luò)頻帶中發(fā)送信道的期望頻率上的輸出信號(OUTPUT)105。反饋混頻電路224接收輸出信號105并且使用RF VCO204和信道信號(CHANNEL)127混頻，使頻率下降。此后，輸出信號114被作為反饋提供給偏置環(huán)前饋電路122。這種試圖集成發(fā)送路徑電路的現(xiàn)有體系結(jié)構(gòu)的一個問題是中頻VCO202、發(fā)送VCO128和射頻VCO204之間的干擾。特別是，中頻VCO202引起的雜散相噪(spur)是成問題的并且使性能嚴重降級，尤其是當它們落在GSM蜂窩通信網(wǎng)絡(luò)的接收頻帶中時。
0004對這個中頻VCO202干擾問題的一個現(xiàn)有解決方案是調(diào)整某些棘手接收信道的中頻。換句話說，對于第一組發(fā)送信道，中頻VCO202將被調(diào)節(jié)至第一發(fā)送中頻。對于第二組發(fā)送信道，中頻VCO202將被調(diào)節(jié)至不同的中頻。這樣一來，通過僅僅移動中頻VCO202引起的潛在干擾頻率的位置，即可降低棘手的干擾。盡管如此，因為這個解決方案需要必須調(diào)節(jié)至多個中頻的中頻VCO202，所以它顯得麻煩。而且這個解決方案仍然同時采用射頻VCO204和中頻VCO202。此外，不得不產(chǎn)生90度異相的混頻信號以供中頻混頻電路220中的積分處理使用，限制了現(xiàn)有解決方案。

發(fā)明內(nèi)容
0005本發(fā)明為通信系統(tǒng)中的積分處理提供了混頻電路。加權(quán)混頻電路允許采用任意的分頻器(divider)為積分處理產(chǎn)生混頻信號，并因此而提供優(yōu)于現(xiàn)有體系結(jié)構(gòu)的顯著優(yōu)點，在現(xiàn)有的體系結(jié)構(gòu)中，積分混頻需要90度偏移的I和Q混頻信號。


0006應(yīng)當注意到，附圖僅僅示出了本發(fā)明的示例實施例，因為本發(fā)明可以認可其它同等有效的實施例，所以不可認為附圖是對其范圍的限制。
0007圖1A是包括發(fā)送路徑電路和接收路徑電路的通信系統(tǒng)的框圖。
0008圖1B是比例式(ratiometric)發(fā)送路徑體系結(jié)構(gòu)的框圖。
0009圖2(現(xiàn)有技術(shù))是典型實現(xiàn)于多個集成電路上的發(fā)送路徑電路的實例體系結(jié)構(gòu)的框圖。
0010圖3是包括分頻器電路的示例數(shù)字的發(fā)送路徑電路的示例實施例的更詳細的框圖。
0011圖4A是采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的框圖。
0012圖4B是采用了最后的五分頻器的單端實施例的電路圖，該實施例和采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的圖4A相關(guān)。
0013圖5是采用了最后的五分頻器的差分實施例的電路圖，該實施例和采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的圖4A相關(guān)。
0014圖6A是采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的替代性實施例的框圖。
0015圖6B是采用了最后的五分頻器的單端實施例的電路圖，該實施例和采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的圖6A相關(guān)。
0016圖7是采用了最后的五分頻器的差分實施例的電路圖，該實施例和采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的圖6A相關(guān)。
具體實施例方式
0017本發(fā)明為通信系統(tǒng)提供了一種比例式的發(fā)送路徑體系結(jié)構(gòu)和相關(guān)方法。這個比例式發(fā)送路徑體系結(jié)構(gòu)采用了一個單獨的本地振蕩器信號和分頻器來為中頻混頻電路和反饋混頻電路提供混頻信號，因此消除了現(xiàn)有解決方案中對分開的IF VCO和RF VCO的需求。正如下文中更詳細討論的討論，本發(fā)明不需要分開的IF VCO，并且多個分頻器電路在為這些分頻器電路選擇值方面提供了有利的自由度。
0018應(yīng)當注意到此處使用的“射頻”和射頻信號指的是傳送有用信息或者載波的電信號并且頻率從約3kHz到數(shù)千GHz，而不管此類信號被傳送通過的媒介，而不管此類信號傳送所通過的媒質(zhì)。因而，射頻信號可在空氣、自由空間、同軸電纜、光纜等中傳播。
0019圖1A是包含發(fā)送路徑電路104和接收路徑電路106的通信系統(tǒng)100的框圖。在所描述的無線實施例中，天線電路102接收射頻輸入信號，例如，從蜂窩基站接收。這個接收路徑電路從天線電路102接收信號103并且向DSP電路108提供輸出信號109。應(yīng)當注意到，接收路徑電路106可以采用不同的體系結(jié)構(gòu)。一個實例體系結(jié)構(gòu)是低中頻體系結(jié)構(gòu)，其中輸入射頻信號103首先被變換降至低中頻(例如約200kHz)，然后用帶通模數(shù)變換器數(shù)字化。額外的數(shù)字濾波和信道選擇然后可在DSP電路108內(nèi)完成。此外，可使用控制信號101來幫助控制接收路徑處理。當發(fā)送信息時，DSP電路108向發(fā)送路徑電路104提供信號107。發(fā)送路徑電路104處理此信息并且向天線電路102提供輸出信號105。輸出信號105位于通信網(wǎng)絡(luò)的頻帶內(nèi)的期望頻率上，通信系統(tǒng)100于該通信網(wǎng)絡(luò)內(nèi)工作。此發(fā)送路徑電路104可采用多種體系結(jié)構(gòu)。和接收路徑處理一樣，控制信號101可用于幫助控制發(fā)送路徑處理。
0020圖1B是比例式發(fā)送路徑電路104的示例實施例的框圖。很明顯，本發(fā)明的比例式發(fā)送路徑電路104包含本機振蕩器或局部振蕩器(LO)VCO130，而不像圖2(現(xiàn)有技術(shù))所描述的傳統(tǒng)解決方案那樣同時具有IF VCO202和RF VCO204。對于圖1B，當裝置正在發(fā)送時，中頻混頻電路120從數(shù)字信號處理器(DSP)處接收I和Q基帶信號107。該中頻混頻電路采用來自于分頻器(÷N)132的混頻信號將I和Q信號變換到中頻。此后，中頻混頻電路120的輸出112去往偏置環(huán)前饋電路122。此偏置環(huán)前饋電路122將比較來自于中頻混頻電路120的信號112和來自于反饋混頻電路124的信號114的相位。此后，偏置環(huán)前饋電路122將使用這些信號間的相位差來調(diào)節(jié)TX VCO128，以生成處于通信網(wǎng)絡(luò)的頻帶中的發(fā)送信道的期望頻率上的輸出信號(OUTPUT)105。反饋混頻電路124接收輸出信號105并且使用來自于分頻器(÷G)134的混頻信號將頻率混頻，降至信道相關(guān)頻率。此后，信道相關(guān)輸出信號114被提供給偏置環(huán)前饋電路122。分頻器132和134將來自于共用LO電路126的LO信號(fLO)116作為輸入接收。共用LO電路126采用信道信號(CHANNEL)127來調(diào)節(jié)LO VCO130，并以此生成處于期望的信道相關(guān)頻率的LO信號(fLO)116。這個發(fā)送路徑電路被認為是比例式的，因為中頻混頻電路120和反饋混頻電路124所使用的混頻信號各個都是基于同樣的起始頻率并且是那個起始頻率的分頻變體(divided version)。同樣，這個體系結(jié)構(gòu)除去了圖2的現(xiàn)有解決方案中所采用的IF VCO202。
0021圖3是包括分頻器132和134的示例數(shù)字的發(fā)送路徑電路104的示例實施例的更詳細框圖。在所描述的實施例中，LO信號(fLO)116由鎖相環(huán)(PLL)產(chǎn)生。頻率為26MHz的外部參考振蕩器(fREF)330被采用。應(yīng)當注意到，目前典型的GSM解決方案或者采用13MHz的參考時鐘或者采用26MHz的參考時鐘，但是如有需要也可采用其它時鐘頻率。分頻器(÷K)332接收來自于參考振蕩器330的參考信號并且向相位檢測器(PDet)334提供更新信號(fUD)。相位檢測器334的輸出通過低通濾波器(LPF)336，然后去往LO VCO130。LO VCO130的輸出是LO信號(fLO)116，它被作為輸入提供至分頻器132和134。在被作為其它輸入提供給相位檢測器(PDet)334之前，這個LO信號(fLO)116通過分頻器(÷b)340和分頻器(÷L)338。
0022對于中頻混頻電路，I和Q基帶信號107被混頻器302和304接收，混頻器302和304向合并器306提供輸出。如所描述的，混頻器302和304采用由分頻器(÷N)132和加權(quán)混頻電路(未示出)提供的混頻信號(fIF)。下文更加詳細地描述加權(quán)混頻電路?；仡檲D3，采用信道信號(CHANNEL)127來選擇分頻器(÷L)338的值，該值決定了LO信號(fLO)116的頻率，并由此最終決定了輸出信號105的頻率。LO信號(fLO)116通過分頻器(÷N)132被提供給中頻混頻電路并且通過分頻器(÷G)134提供給反饋混頻電路。
0023對于反饋混頻電路，來自于分頻器(÷G)134的輸出(fFB)通過低通濾波器(LPF)322被提供給混頻器318，低通濾波器322可用于濾除反饋信號(fFB)不想要的諧波或諧頻。混頻器318接收發(fā)送輸出頻率(fTX)105，將其作為它的其它輸入?；祛l器318的輸出通過帶通濾波器320被提供給相位檢測器(PDet)310。
0024對于生成輸出信號105的偏置環(huán)前饋電路，來自于合并器306的輸出通過帶通濾波器(BPF)308被提供給相位檢測器(PDet)310。相位檢測器(PDet)310比較這個輸入的相位和來自于帶通濾波器320的反饋輸入114，并且生成通過低通濾波器312去往TX VCO128的輸出信號。此后，TX VCO128的輸出通過分頻器(÷T)316，以生成輸出信號105。
0025應(yīng)當注意到，可以選擇分頻器和圖3中其它電路的值以取得期望的性能參數(shù)。下表給出了代表圖3中的電路的輸出頻率的實例表達式并且給出了分頻器和其它電路的值，它們一同提供了關(guān)于性能的有利結(jié)果。部分地，可在選擇分頻器值時考慮以下因素(1)減小包括通信網(wǎng)絡(luò)的接收頻帶的不想要的頻帶中的雜散相噪，比例式發(fā)送電路正在該通信網(wǎng)絡(luò)中工作；(2)為接收路徑重用LO信號(fLO)116；(3)使發(fā)送路徑中頻低得合理；(4)使除以K的外部晶體參考頻率(fXTAL)(fXTAL/K)(即圖3中的更新頻率(fUD))適當?shù)母咭愿倪M穩(wěn)定時間；(5)在4個蜂窩通信網(wǎng)絡(luò)頻帶上，也即GSM(800和900MHz)、DCS(1800MHz)、PCS(1900MHz)，使發(fā)送中頻相對恒定，(6)由于此類晶體參考振蕩器目前可節(jié)約成本，故采用13MHz或26MHz外部晶體參考振蕩器。
0026對于圖2中的分頻器值，應(yīng)當注意到，在選擇這些值時考慮以下基本表達式fTX＝((G+N)/GN)(Lb/K)fXTAL＝PC，其中P代表與期望的發(fā)送信道有關(guān)的整數(shù)，C代表信道間隔。在求解本方程時，可首先考慮整數(shù)(G，N，L，K，b)的正值。正整數(shù)解對應(yīng)于低端注入(low side injection)。應(yīng)當注意到，N的負值解也可被接受。這樣的解對應(yīng)于高端注入。應(yīng)當注意到，在確定上述方程的解時，可使P等于L，并且最好P等于L。下面的表1包括代表圖3中的比例式發(fā)送體系結(jié)構(gòu)的實例表達式。下面的表2和表3提供了這些表達式的幾組實例值。
表1-用于圖3的表達式


0027下面的表2提供了可為表1中的表達式和圖3中的比例式發(fā)送體系結(jié)構(gòu)中的分頻器選擇的實例值。在這個實施例中，分頻器(÷T)316被設(shè)置為“4”并且TX VCO128的輸出為約4GHz；因此，輸出頻率位于接近1GHz的范圍中。因而，對于蜂窩電路通信網(wǎng)絡(luò)，例如，850MHz和900MHz的GSM蜂窩電話網(wǎng)絡(luò)，可采用表2中的值。
表2-圖3的第一組實例值

0028下面的表3提供了可為表1中的表達式和圖3中的比例式發(fā)送體系結(jié)構(gòu)中的分頻器選擇的另一組實例值。在這個實施例中，分頻器(÷T)316被設(shè)置為“2”并且TX VCO128的輸出為約4GHz，因此，輸出頻率位于接近2GHz的范圍中。因而，對于蜂窩電路通信網(wǎng)絡(luò)，例如，PCS(1900MHz)和DCS(1800MHz)蜂窩電話網(wǎng)絡(luò)，可采用表2中的值。
表3-圖3的第二組實例值

0029應(yīng)當注意到，可以設(shè)計一個單個的通信系統(tǒng)，用于在多個通信網(wǎng)絡(luò)和它們各自的頻帶中工作。例如，可采用分頻器(÷T)316和圖3中的其它分頻器和電路來修改輸出頻率，使得它在所需網(wǎng)絡(luò)的操作頻帶內(nèi)。例如，如果需要，可以通過片上配置寄存器設(shè)置這些值。此外，應(yīng)當注意到，圖3中提出的實例體系結(jié)構(gòu)和表1、表2、表3中提出的表達式和值應(yīng)被當作僅僅是例子。如果需要，可進行修改和變化，但是仍利用本發(fā)明的比例式發(fā)送路徑體系結(jié)構(gòu)。
0030進一步應(yīng)注意到，如果需要，可對圖3中的分頻器電路進行修改。例如，分頻器，諸如分頻器(÷N)132，可被實現(xiàn)為分頻器/倍頻器的組合。對于分頻器(÷N)132，例如，可實現(xiàn)倍頻器(×M)以使得電路可提供M/N信號操作。如果需要這樣的解決方案，倍頻器(×M)電路可被置于分頻器(÷N)132和混頻器302和304之間，并且分頻器(÷N)132和倍頻器(×M)電路的組合處理可以是M/N操作。這個倍頻器(×M)電路可被實現(xiàn)為具有VCO的鎖相環(huán)(PLL)，該VCO取得輸入信號并將其乘以整數(shù)M。再進一步，第二個分頻器(÷N2)可以置于倍頻器(×M)電路和混頻器302和304之間。例如，可采用N是奇數(shù)的分頻器，并且希望最后的分頻器級是2分頻或4分頻。在這種情況下，可以選擇匹配的M和N2以使得輸出變?yōu)镸/(N*N2)或者僅僅是1/N。同樣應(yīng)當注意到，如有需要，可以采取分頻器和倍頻器的任意組合。因而，在實現(xiàn)圖3中的分頻器電路時，更具體地，在實現(xiàn)分頻器(÷N)132時，可以實現(xiàn)多種解決方案，包括使用倍頻器電路和分頻器電路的組合。
0031在表2和表3中的上述實施例中，分頻器(÷N)132的值選為15。如果分頻器輸出相位用于中頻混頻信號，這個值將導(dǎo)致在相位上相差非90度的中頻混頻信號。同樣地，僅僅傳統(tǒng)的積分混頻處理不能從混頻器302和304獲取想要的結(jié)果。關(guān)于圖4A、4B、5、6A、6B、6C和7，描述了加權(quán)混頻電路，該電路允許其中I和Q混頻信號相差非90度的積分處理。
0032下列方程提供了當將I和Q基帶信號和相位差為90度的傳統(tǒng)I和Q混頻信號進行混頻時的上變頻(up-conversion)通用指數(shù)表達式。
ejωt·ejθ＝cos(ωt)cos(θ)-sin(ωt)sin(θ)+j[cos(ωt)sin(θ)-sin(ωt)cos(θ)]方程1下列方程代表了這個理想混頻器輸出的三角表達式。
Icos(ωt)-Qsin(ωt) 方程2如果本發(fā)明的混頻信號不是90度的異相，傳統(tǒng)的混頻器輸出由下列方程表示，其中2φ代表90度與I和Q混頻信號間的相位差之間的差值。(應(yīng)當注意到在下列的例子中2φ是18度。)Icos(ωt-φ)-Qsin(ωt+φ) 方程3因此，盡管采用了本發(fā)明的非傳統(tǒng)混頻信號，但是仍然希望取得與傳統(tǒng)積分處理相似的結(jié)果。因而，希望滿足以下方程。
(aI+bQ)cos(ωt-φ)-(bI+aQ)sin(ωt+φ)＝Icos(ωt)-Qsin(ωt) 方程4方程4可重新寫為如下I[acos(ωt-φ)-bsin(ωt+φ)]-Q[asin(ωt+φ)-bcos(ωt-φ)]＝Icos(ωt)-Qsin(ωt)方程5解方程5中的表達式，可得到以下方程 ＝cos(ωt)acos(ωt)cos(φ)+asin(ωt)sin(φ)-bsin(ωt)cos(φ)-bcos(ωt)sin(φ)＝cos(ωt)(acosφ-bsinφ)cos(ωt)+(asinφ-bcosφ)sinωt＝cosωt方程6A和[asin(ωt+φ)-bcos(ωt-φ)]＝sin(ωt)asin(ωt)cos(φ)+a cos(ωt)sin(φ)-bcos(ωt)cos(φ)-bsin(ωt)sin(φ)＝sin(ωt)(acosφ-bsinφ)sin(ωt)+(asinφ-bcosφ)cosωt＝sinωt方程6B只有當(acosφ-bsinφ＝1)方程7A和(asinφ-bcosφ＝0)方程8A時，方程6A才能滿足；并且只有當(acosφ-bsinφ＝1)方程7B和(asinφ-bcosφ＝0)方程8B時，方程6B才能滿足；因而，asinφ＝bcosφ方程9b/a＝tanφ0033因而，對于典型地取決于用來生成混頻信號的末級分頻器的一個特定的φ，可以確定滿足方程9或至少是這個方程的近似解的a和b的值，并且為了實現(xiàn)加權(quán)混頻電路，a和b的整數(shù)近似是方程9的優(yōu)選解。例如，對于下面φ是9度的例子，方程b/a＝tanφ的解近似為a的值為19和b的值為3。這個對a/b的19/3的近似在方程9在φ是9度時的理想解的約0.5％之內(nèi)。如上所述，可根據(jù)應(yīng)用和期望的精度，對期望的a/b的準確性進行修改。
0034基于以上分析，可實現(xiàn)加權(quán)混頻電路以處理信號，其中相差非90度相位的I和Q信號仍可以生成結(jié)果信號，就和好像采用了真正的積分I和Q混頻信號一樣。圖4A、4B和圖5提供了上變頻的一個實施例，其中I和Q基帶信號在混頻電路中被加權(quán)。圖6A、6B、6C和圖7提供了上變頻的另一個實施例，其中I和Q混頻信號在混頻電路中被加權(quán)。應(yīng)當注意到，如有需要，可以采用其它組合并且仍然利用本發(fā)明的加權(quán)混頻體系結(jié)構(gòu)。這樣一來，可采用任意的分頻器值來產(chǎn)生混頻信號。允許任意的分頻器值和現(xiàn)有體系結(jié)構(gòu)相比具有明顯優(yōu)勢，在現(xiàn)有體系結(jié)構(gòu)中，積分混頻需要90度偏移的I和Q混頻信號。
0035圖4A是積分產(chǎn)生和合并器電路400的框圖，該電路采用了加權(quán)混頻電路402和404，其中并未使用二分頻和四分頻電路作為分頻器的末級。具體地，分頻器132接收LO頻率(fLO)116。在傳統(tǒng)的積分產(chǎn)生電路中，使用二分頻和四分頻的分頻值以簡化對生成90度異相的輸出信號的實現(xiàn)。為了本發(fā)明的這個實施例和積分產(chǎn)生電路，分頻器132可由不提供二分頻和四分頻的任意分頻器電路實現(xiàn)。更具體地，對于本發(fā)明，可以對分頻器132采用一個值使得用于混頻的實路徑(realpath)輸出信號(fIIF)407和虛輸出信號(fQIF)408不是90度異相。正如下文所進一步討論的，采用加權(quán)混頻電路402和加權(quán)混頻電路404來處理任意相位差的輸入中頻混頻信號，并生成此后被合并以提供中頻混頻輸出信號(fMIX_OUT)112的輸出信號403和405。加權(quán)混頻電路402接收實路徑輸出信號(fIIF)407和基帶I和Q信號107作為輸入，并且加權(quán)混頻電路402向合并器406輸出信號403。加權(quán)混頻電路404接收虛路徑輸出信號(fQIF)408和基帶I和Q信號107作為輸入，并且加權(quán)混頻電路404向合并器406輸出信號405。合并器406合并信號403和405以生成合并的中頻混頻輸出信號(fMIX_OUT)112。
0036圖4B是采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路400的單端實施例的電路圖，其中采用了最終的五分頻器。具體地，LO頻率(fLO)116首先由被選擇成具有三分頻(÷3)值的分頻器410接收，然后由被選擇成具有五分頻(÷5)值的分頻器412接收。應(yīng)當注意到，兩個分頻器410和412一起代表了圖3和圖4A中的分頻器(÷N)132，并且兩個分頻器410和412提供了一個組合的十五分頻(÷15)。因為分頻器412是一個五分頻(÷5)器，所以分頻器412的輸出的相位間隔為72度。在所描述的實施例中，實路徑輸出信號(fIIF)407和虛路徑(imaginary path)輸出信號(fQIF)408從分頻器(÷5)412選擇為相隔72度。加權(quán)混頻電路402和加權(quán)混頻電路404實際上在混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112處導(dǎo)致了結(jié)果信號，就和好像已經(jīng)執(zhí)行了傳統(tǒng)積分處理一樣。
0037為了適應(yīng)信號407和408之間的相位差，采用了加權(quán)電路。注意加權(quán)混頻電路402，I信號是權(quán)重為19的電流源422的輸入，Q信號是權(quán)重為3的電流源424的輸入。電流源422和424連接到晶體管430的源極以提供合并的電流I′，用19I+3Q表示。晶體管430的柵極接收實路徑輸出信號(fIIF)407。晶體管430的漏極提供輸出信號403并且連接到混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112。注意加權(quán)混頻電路404，I信號的負變體被輸入到權(quán)重為3的電流源426，Q信號的負變體被輸入到權(quán)重為19的電流源428。電流源426和428連接到晶體管432的源極以提供合并的電流-Q′，用-19Q-3I表示。晶體管432的柵極接收虛路徑輸出信號(fQIF)408。晶體管432的漏極提供輸出信號405并且連接到混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112。通過使用加權(quán)混頻電路402和404，合并的輸出信號403和405提供了一個輸出信號，就和好像已經(jīng)執(zhí)行了傳統(tǒng)積分處理一樣。應(yīng)當注意到，3和19加權(quán)通過改變有關(guān)電流源422，424，426，428內(nèi)的晶體管的數(shù)量和尺寸來產(chǎn)生。也應(yīng)當注意到，19/3加權(quán)是一個近似值。取決于所涉及的應(yīng)用的期望的準確性，可以采用不同的比率。甚至對于給定的期望的準確性，可能存在可以采用的多個比率。
0038也應(yīng)當注意到，所選的加權(quán)取決于兩個中頻輸入信號之間的相位差，并且如果采用了不同的分頻器值和相位差，可對所選的加權(quán)進行調(diào)整。也應(yīng)當注意到，正如關(guān)于圖6A，6B，6C和圖7所描述的，與基帶信號相反，加權(quán)混頻電路可以為來自于分頻器132的中頻混頻信號提供加權(quán)。此外，如有需要，加權(quán)可既提供給中頻混頻信號又提供給基帶信號。此外，如有需要，分頻器電路132可用不同的電路實現(xiàn)。圖4B中描述的兩個分頻器410和412僅僅被作為實例解決方案。
0039圖5是采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的差分實施例500的電路圖，其中采用了最終的五分頻器。在這個實施例中，實路徑中頻輸出信號(fIIF)407變成由實路徑正信號(IIFP)502P和實路徑負信號(IIFN)502N代表的差分信號。虛路徑輸出信號(fQIF)408變成由虛路徑正信號(QIFP)504P和虛路徑負信號(QIFN)504N代表的差分信號。晶體管512A和514A在其柵極接收實路徑正信號(IIFP)502P，晶體管512B和514B在其柵極接收實路徑負信號(IIFN)502N。在這個實施例中，I和Q信號也成為了由正的實基帶信號IBP、負的實基帶信號IBN、正的虛基帶信號QBP和正的虛基帶信號QBN代表的差分信號。
0040電流源506P連接到晶體管512A和512B的源極上，接收正的實基帶信號IBP作為輸入，并且權(quán)重為19。電流源508N連接到晶體管512A和512B的源極上，接收正的虛基帶信號QBP作為輸入，并且權(quán)重為3。電流源506N連接到晶體管514A和514B的源極上，接收負的實基帶信號IBN作為輸入，并且權(quán)重為19。電流源508P連接到晶體管514A和514B的源極上，接收負的虛基帶信號QBN作為輸入，并且權(quán)重為3。晶體管512A和514B的漏極連接到正輸出(IOUTP)信號節(jié)點510P。晶體管512B和514A的漏極連接到負輸出(IOUTN)信號節(jié)點510N。電流源526P連接到晶體管516A和516B的源極上，接收負的虛基帶信號QBN作為輸入，并且權(quán)重為19。電流源528N連接到晶體管516A和516B的源極上，接收負的實基帶信號IBN作為輸入，并且權(quán)重為3。電流源526N連接到晶體管518A和518B的源極上，接收正的虛基帶信號QBP作為輸入，并且權(quán)重為19。電流源528P連接到晶體管518A和518B的源極上，接收正的實基帶信號IBP作為輸入，并且權(quán)重為3。晶體管516A和518B的漏極連接到正輸出(IOUTP)信號節(jié)點510P。晶體管516B和518A的漏極連接到負輸出(IOUTN)信號節(jié)點510N。輸出節(jié)點510N和510P提供了為其它發(fā)送路徑電路所用的差分混頻輸出信號。應(yīng)當再次注意到，3和19的權(quán)重通過改變電流源512A，512B，514A，514B，516A，516B，518A和518B內(nèi)的晶體管的數(shù)量和尺寸來產(chǎn)生。也應(yīng)當再次注意到，所選的權(quán)重取決于兩個輸入信號之間的相位差，并且如果采用不同的分頻器值和相位差，可以對所選權(quán)重進行調(diào)整。
0041因此，本發(fā)明的加權(quán)混頻電路，允許非傳統(tǒng)和任意的末級分頻器來提供與傳統(tǒng)積分混頻處理相似的結(jié)果?？刹捎闷渌鼮槿我獾姆诸l器，而不使用生成輸出信號的諸如二分頻器或四分頻器的末級分頻器電路，這些輸出信號容易地提供相位上相差90度的混頻信號。在所描述的例子中，采用了五分頻塊作為位于中頻混頻電路之前的末級。因此，這個五分頻塊生成相位上相差72度的信號。應(yīng)該注意到，通過適當改變加權(quán)混頻電路402和404中的權(quán)重，也可使用其它的末級分頻器值。進一步應(yīng)當注意到，盡管本發(fā)明的這個加權(quán)混頻解決方案受到了由于加權(quán)混頻而引起的信噪比損失，但是本發(fā)明有利地允許在積分產(chǎn)生時使用任意分頻器值。
0042圖6A是積分產(chǎn)生和合并器電路600的另一個實施例的框圖，該電路采用了加權(quán)混頻電路602和604，其中并未使用二分頻和四分頻電路作為分頻器的末級。具體地，分頻器132接收LO頻率(fLO)116。如上所述，在傳統(tǒng)的積分產(chǎn)生電路中，使用二分頻或四分頻的分頻器值以簡化對生成90度異相的輸出信號的實現(xiàn)。為了本發(fā)明的這個實施例和積分產(chǎn)生電路，分頻器132可由不提供二分頻和四分頻的任意分頻器電路實現(xiàn)。更具體地，對于本發(fā)明，可以對分頻器132采用一個值使得用于混頻的實路徑輸出信號(fIIF)407和虛路徑輸出信號(fQIF)408不是90度異相。正如下文所進一步討論的，采用加權(quán)混頻電路602和加權(quán)混頻電路604來處理任意相位差的輸入中頻混頻信號，并生成此后被合并以提供中頻混頻輸出信號(fMIX_OUT)112的輸出信號403和405。加權(quán)混頻電路602接收實路徑輸出信號(fIIF)407、虛路徑輸出信號(fQIF)408和基帶I信號107A作為輸入，并且加權(quán)混頻電路602向合并器406輸出信號403。加權(quán)混頻電路604接收實路徑輸出信號(fIIF)407、虛路徑輸出信號(fQIF)408和基帶Q信號107B作為輸入，并且加權(quán)混頻電路604向合并器406輸出信號405。合并器406合并信號403和405以生成合并的中頻混頻輸出信號(fMIX_OUT)112。
0043圖6B是采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路600的單端實施例的電路圖，其中采用了最后的五分頻器。特別地，LO頻率(fLO)116首先由被選擇為具有三分頻(÷3)值的分頻器410接收，然后由被選擇為具有五分頻(÷5)值的分頻器412接收。應(yīng)當注意到，兩個分頻器410和412一起代表了圖3和圖4A中的分頻器(÷N)132，并且兩個分頻器410和412提供了一個組合的十五分頻(÷15)。因為分頻器412是一個五分頻(÷5)器，所以分頻器412的輸出的相位間隔為72度。在所描述的實施例中，實路徑輸出信號(fIIF)407和虛路徑輸出信號(fQIF)408從分頻器(÷5)412中被選擇為相隔72度。加權(quán)混頻電路602和加權(quán)混頻電路604實際上在混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112處導(dǎo)致結(jié)果信號，就和好像已經(jīng)執(zhí)行了傳統(tǒng)積分處理一樣。
0044為了適應(yīng)信號407和408之間的相位差，采用了加權(quán)電路。注意加權(quán)混頻電路602，I信號是權(quán)重為19的電流源630的輸入，并且I信號的負變體是權(quán)重為3的電流源631的輸入。電流源630接到晶體管622的源極，而電流源631連接到晶體管624的源極。晶體管622的權(quán)重是19x，并且在其柵極接收實路徑輸出信號(fIIF)407。晶體管624的權(quán)重是3x，并且在其柵極接收虛路徑輸出信號(fQIF)408。晶體管622和624的漏極被結(jié)合在一起以提供輸出信號403，并且被連接到混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112。注意加權(quán)混頻電路604，Q信號是權(quán)重為3的電流源632的輸入，并且Q信號的負變體是權(quán)重為19的電流源633的輸入。電流源632接到晶體管626的源極，而電流源633連接到晶體管628的源極。晶體管626的權(quán)重是3x，并且在其柵極接收實路徑輸出信號(fIIF)407。晶體管628的權(quán)重是19x，并且在其柵極接收虛路徑輸出信號(fQIF)408。晶體管626和628的漏極被結(jié)合在一起以提供輸出信號405，并且被連接到混頻輸出節(jié)點(fMIX_OUT)112。如上所述，通過使用加權(quán)混頻電路602和604，合并的輸出信號403和405提供了一個輸出信號，就和好像已經(jīng)執(zhí)行了傳統(tǒng)積分處理一樣。應(yīng)當注意到，3x和19x的權(quán)重通過改變組成622，624，626，628的晶體管的數(shù)量和尺寸和改變有關(guān)電流源630，631，632，633內(nèi)的晶體管的數(shù)量和尺寸來產(chǎn)生。
0045應(yīng)當注意到，可修改圖6B的實施例以生成圖4B中的實施例。為了進行這個修改，晶體管622的源極連接到晶體管626的源極，并且晶體管622和626合并成一個權(quán)重為22的晶體管。晶體管624的源極連接到晶體管628的源極，并且晶體管624和628合并成一個權(quán)重為22的晶體管。這些修改將產(chǎn)生圖4B中的電路實施例。如下文所指，本發(fā)明的加權(quán)混頻電路可用很多種實施方式實現(xiàn)。
0046圖7是與圖6相關(guān)的采用了加權(quán)混頻電路的積分產(chǎn)生和合并器電路的差分實施例700的電路圖，其中采用了最后的五分頻器。在這個實施例中，實路徑中頻輸出信號(fIIF)407變成為由實路徑正信號(IIFP)720P和實路徑負信號(IIFN)720N表示的差分信號。虛路徑輸出信號(fQIF)408成為由虛路徑正信號(QIFP)722P和虛路徑負信號(QIFN)722N表示的差分信號。在這個實施例中，I和Q信號也成為了由正的實基帶信號IBP、負的實基帶信號IBN、正的虛基帶信號QBP和負的虛基帶信號QBN表示的差分信號。
0047晶體管712A和712B的源極通過權(quán)重為19的電流源702P接收正的實基帶信號IBP。晶體管713A和713B的源極通過權(quán)重為19的電流源702N接收負的實基帶信號IBN。晶體管714A和714B的源極通過權(quán)重為3的電流源704P接收正的虛基帶信號QBP。晶體管715A和715B的源極通過權(quán)重為3的電流源704N接收負的虛基帶信號QBN。晶體管716A和716B的源極通過權(quán)重為3的電流源703N接收負的實基帶信號IBN。晶體管717A和717B的源極通過權(quán)重為3的電流源703P接收正的實基帶信號IBP。晶體管718A和718B的源極通過權(quán)重為19的電流源705N接收負的虛基帶信號QBN。晶體管719A和719B的源極通過權(quán)重為19的電流源705P接收正的虛基帶信號QBP。晶體管712A，713B，714A和715B的柵極接收實路徑正信號(IIFP)720P。晶體管716B，717A，718B和719A的柵極接收虛路徑負信號(QIFN)722N。晶體管716A，717B，718A和719B的柵極接收虛路徑正信號(QIFP)722P。晶體管712B，713A，714B和715A的柵極接收實路徑負信號(IIFN)720N。晶體管712A，712B，713A，713B，718A，718B和719A和719B的權(quán)重為19x。晶體管714A，714B，715A，715B，716A，716B和717A和717B權(quán)重為3x。晶體管712A，713A，714A，715A，716A，717A，718A和719A的漏極連接到正輸出路徑IOUTP 710P。晶體管712B，713B，714B，715B，716B，717B，718B和719B的漏極連接到負輸出路徑IOUTN 710N。輸出節(jié)點710N和710P提供了為其它發(fā)送路徑電路所用的差分混頻輸出信號。
0048如上所述，本發(fā)明的加權(quán)混頻電路，考慮到了采用非傳統(tǒng)和任意的末級分頻器來提供與傳統(tǒng)積分混頻處理相似的結(jié)果。可采用其它更為任意的分頻器，而不使用生成輸出信號的諸如二分頻器或四分頻器的末級分頻器電路，這些輸出信號容易地提供相位上相差90度的混頻信號。在所描述的例子中，采用了五分頻塊作為位于中頻混頻電路之前的末級。因此，這個五分頻塊生成相位上相差72度的信號。應(yīng)該注意到，通過適當改變加權(quán)混頻電路602和604中使用的權(quán)重，也可使用其它的末級分頻器值。進一步應(yīng)當注意到，盡管本發(fā)明的這個混頻解決方案受到了由于加權(quán)混頻而引起的信噪比損失，但是本發(fā)明有利地允許在積分產(chǎn)生時使用任意的分頻器值。
0049應(yīng)當注意到，可修改圖7的實施例以生成圖5的實施例。為了進行這個修改，如虛線所代表的那樣，晶體管712A，712B，714A和714B的源極連接在一起；晶體管713A，713B，715A和715B的源極連接在一起；晶體管716A，716B，718A和718B的源極連接在一起；晶體管717A，717B，719A和719B的源極連接在一起。此外，晶體管712A和714A合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管712B和714B合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管713A和715A合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管713B和715B合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管716A和718A合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管716B和718B合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管717A和719A合并成一個權(quán)重為22的晶體管；晶體管717B和719B合并成一個權(quán)重為22的晶體管。這些修改將產(chǎn)生圖5中的電路實施例。如下文所指出的，本發(fā)明的加權(quán)混頻電路可用很多種實施方式實現(xiàn)。
0050此外，應(yīng)當注意到圖4A，4B，5，6A，6B和圖7提供了實現(xiàn)本發(fā)明的加權(quán)混頻電路的示例實施例，并且如有需要，可采用其它實現(xiàn)方式。例如，對于圖5和圖7的差分實施例，可以采取基于圖4B和6B的單端實現(xiàn)的其它差分實現(xiàn)方式。例如，為了從單端實現(xiàn)中得到差分實現(xiàn)，可通過以下不同方式進行該過渡以提供替換的設(shè)計，例如通過(1)保持所有的節(jié)點相同，(2)將晶體管的柵極驅(qū)動信號和漏極輸出反轉(zhuǎn)，(3)將晶體管的源極驅(qū)動信號和漏極輸出反轉(zhuǎn)，和(4)將源極驅(qū)動信號和柵極驅(qū)動信號反轉(zhuǎn)。簡而言之，本發(fā)明的加權(quán)混頻電路可以很多種方式實現(xiàn)，包括單端和差分解決方案。
0051考慮到本描述，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員，進一步的修改和替代性的實施例是明顯的。因此，應(yīng)當認識到本發(fā)明并不限于這些實例裝置。相應(yīng)地，本描述僅僅是構(gòu)造為說明性的，并且是為了教會本領(lǐng)域的技術(shù)人員實施本發(fā)明的方式。應(yīng)當理解，本說明書中所示和描述的本發(fā)明的形式被視為目前的優(yōu)選實施例?？蓪崿F(xiàn)和體系結(jié)構(gòu)可以進行不同的變化。例如，可以用等效的部件替換本說明書中舉例說明的和描述的部件，并且可以獨立于其它特征的使用而采用本發(fā)明的某些特征，這一切在本領(lǐng)域的技術(shù)人員得益于本發(fā)明的這個說明書之后，將會很明顯。
權(quán)利要求
1.用于通信系統(tǒng)的發(fā)送路徑電路，其包括發(fā)送電路，其被連接以接收處于中頻的信號并且輸出處于期望輸出頻率的發(fā)送信號；振蕩器電路，其被構(gòu)造成輸出局部振蕩器信號；混頻信號產(chǎn)生電路，其被構(gòu)造成接收所述局部振蕩器信號并輸出相差非90度的I和Q混頻信號；和混頻電路，其被連接以從所述混頻信號產(chǎn)生電路處接收所述I和Q混頻信號并且向所述發(fā)送電路輸出所述中頻信號，所述混頻電路被構(gòu)造成執(zhí)行I和Q基帶信號與所述I和Q混頻信號的加權(quán)混頻以產(chǎn)生所述中頻信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中I混頻信號與所述I基帶信號的加權(quán)變體和所述Q基帶信號的加權(quán)變體相混頻，并且其中Q混頻信號與所述I基帶信號的加權(quán)變體和所述Q基帶信號的加權(quán)變體相混頻。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的發(fā)送路徑電路，其中第一加權(quán)用于關(guān)于所述I混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述Q混頻信號的所述I基帶信號，其中第二加權(quán)用于關(guān)于所述Q混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述I混頻信號的所述I基帶信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的發(fā)送路徑電路，其中所述I和Q混頻信號之間的相位差為72度，并且其中所述第二加權(quán)與所述第一加權(quán)的比值為19∶3。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的發(fā)送路徑電路，其中所述混頻信號產(chǎn)生電路包括連接到至少一個分頻器電路的振蕩電路。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的發(fā)送路徑電路，其中所述混頻信號產(chǎn)生電路包括五分頻末級分頻器電路。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中I基帶信號與所述I混頻信號的加權(quán)變體和所述Q混頻信號的加權(quán)變體混頻，并且其中Q基帶信號與所述I混頻信號的加權(quán)變體和所述Q混頻信號的加權(quán)變體混頻。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的發(fā)送路徑電路，其中用于關(guān)于所述I基帶信號的所述Q混頻信號的加權(quán)與用于關(guān)于所述Q基帶信號的所述I混頻信號的加權(quán)相匹配，并且其中用于關(guān)于所述Q基帶信號的所述Q混頻信號的加權(quán)與用于關(guān)于所述I基帶信號的所述I混頻信號的加權(quán)相匹配。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中下列方程用于實現(xiàn)所述加權(quán)混頻電路(aI+bQ)cos(ωt-φ)-(bI+aQ)sin(ωt+φ)＝Icos(ωt)-Qsin(ωt)其中2φ代表90度與所述I和Q混頻信號間的相位差之間的差值，cos(ωt-φ)代表所述I混頻信號，sin(ωt+φ)代表所述Q混頻信號，I代表實基帶輸入信號，Q代表虛基帶輸入信號，并且b/a＝tanφ。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中所述混頻電路包括第一晶體管電路，其被構(gòu)造成在其柵極接收所述I混頻信號，被構(gòu)造成使所述I基帶信號的加權(quán)變體連接到其源極，被構(gòu)造成使所述Q基帶信號的加權(quán)變體連接到其源極，并且被構(gòu)造成使其漏極連接到輸出節(jié)點；第二晶體管電路，其被構(gòu)造成在其柵極接收所述Q混頻信號，被構(gòu)造成使所述I基帶信號的加權(quán)變體連接到其源極，被構(gòu)造成使所述Q基帶信號的加權(quán)變體連接到其源極，并且被構(gòu)造成使其漏極連接到輸出節(jié)點；以及合并器電路，其被連接到所述第一和第二晶體管電路的輸出節(jié)點并且被構(gòu)造成輸出合并的中頻信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中所述混頻電路包括差分混頻電路，其中采用了所述I和Q混頻信號的正的和負的變體和所述I和Q基帶信號的正的和負的變體。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送路徑電路，其中所述混頻信號產(chǎn)生電路包括第一分頻器電路，其被連接以接收所述局部振蕩器信號并且輸出相差非90度的所述I和Q混頻信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的發(fā)送路徑電路，其中所述發(fā)送電路包括第二分頻器電路，其被連接以接收所述局部振蕩器信號并且為所述發(fā)送電路輸出混頻信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的發(fā)送路徑電路，其中所述發(fā)送電路包括偏置鎖相環(huán)電路。
15.根據(jù)權(quán)利要求12所述的發(fā)送路徑電路，其中所述振蕩器電路包括含有相位檢測器的鎖相環(huán)電路。
16.用于通信系統(tǒng)的混頻電路，其包括第一加權(quán)混頻電路，它被連接以將I混頻信號和I和Q基帶信號的加權(quán)變體進行混頻并且生成第一混頻后信號；第二加權(quán)混頻電路，它被連接以對Q混頻信號和I和Q基帶信號的加權(quán)變體進行混頻并且生成第二混頻后信號；合并器，它被連接以接收所述第一和第二混頻后信號并且生成處于期望頻率的合并的輸出信號；其中所述I和Q混頻信號相差非90度。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的混頻電路，其中第一加權(quán)用于關(guān)于所述I混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述Q混頻信號的所述I基帶信號，并且第二加權(quán)用于關(guān)于所述Q混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述I混頻信號的所述I基帶信號。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的混頻電路，其中所述I和Q混頻信號之間的相位差是72度，并且其中所述第二加權(quán)與所述第一加權(quán)的比率是19∶3。
19.根據(jù)權(quán)利要求17所述的混頻電路，其中所述第一和第二加權(quán)混頻電路包括差分混頻電路，其中采用了所述I和Q混頻信號的正的和負的變體與所述I和Q基帶信號的正的和負的變體。
20.用于通信系統(tǒng)的混頻電路，其包括第一加權(quán)混頻電路，它被連接以對I和Q混頻信號與I基帶信號的加權(quán)變體進行混頻并且生成第一混頻后信號；第二加權(quán)混頻電路，它被連接以對I和Q混頻信號與Q基帶信號的加權(quán)變體進行混頻并且生成第二混頻后信號；合并器，它被連接以接收所述第一和第二混頻后信號并且生成處于期望頻率的合并的輸出信號；其中所述I和Q混頻信號相差非90度。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的混頻電路，其中用于關(guān)于所述I基帶信號的所述Q混頻信號的加權(quán)與用于關(guān)于所述Q基帶信號的所述I混頻信號的加權(quán)相匹配，并且用于關(guān)于所述Q基帶信號的所述Q混頻信號的加權(quán)與用于關(guān)于所述I基帶信號的所述I混頻信號的加權(quán)相匹配。
22.一種將基帶信號混頻至期望頻率的方法，包括產(chǎn)生相差非90度的I和Q混頻信號；接收I和Q基帶信號；并且執(zhí)行對所述I和Q混頻信號與I和Q基帶信號的混頻以生成處于期望頻率的輸出信號。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中所述執(zhí)行步驟包括對所述I混頻信號與所述I和Q基帶信號的加權(quán)變體進行混頻以生成第一混頻后信號，對所述Q混頻信號與所述I和Q基帶信號的加權(quán)變體進行混頻以生成第二混頻后信號，并且合并所述第一和第二混頻信號以生成所述輸出信號。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的方法，其中第一加權(quán)用于關(guān)于所述I混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述Q混頻信號的所述I基帶信號，并且第二加權(quán)用于關(guān)于所述Q混頻信號的所述Q基帶信號和關(guān)于所述I混頻信號的所述I基帶信號。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的方法，其中所述I和Q混頻信號之間的相位差是72度，并且其中所述第二加權(quán)與所述第一加權(quán)的比率是19∶3。
26.根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中所述I和Q混頻信號與所述I和Q基帶信號為差分信號。
27.根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中所述執(zhí)行步驟包括對所述I基帶信號與所述I和Q混頻信號的加權(quán)變體進行混頻以生成第一混頻后信號，對所述Q基帶信號與所述I和Q混頻信號的加權(quán)變體進行混頻以生成第二混頻后信號，并且合并所述第一和第二混頻信號以生成所述輸出信號。
28.根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中下列方程用于實現(xiàn)所述加權(quán)混頻電路(aI+bQ)cos(ωt-φ)-(bI+aQ)sin(ωt+φ)＝Icos(ωt)-Qsin(ωt)其中2φ代表90度與所述I和Q混頻信號間的相位差之間的差值，cos(ωt-φ)代表所述I混頻信號，sin(ωt+φ)代表所述Q混頻信號，I代表實基帶輸入信號，Q代表虛基帶輸入信號，并且b/a＝tanφ。
29.根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，進一步包括產(chǎn)生局部振蕩器信號，并且采用所述局部振蕩器信號的分頻變體來提供相差非90度的所述I和Q混頻信號。
30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的方法，其中所述產(chǎn)生步驟包括采用鎖相環(huán)電路來產(chǎn)生所述局部振蕩器信號。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的方法，進一步包括通過調(diào)整所述鎖相環(huán)電路的輸出來選擇信道。
32.根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，進一步包括采用至少一個倍頻器(×M)電路和至少一個分頻器電路(÷N)來執(zhí)行M/N操作以產(chǎn)生所述局部振蕩器信號的分頻變體。
全文摘要
本說明書公開了用于通信系統(tǒng)中的積分處理的混頻電路和相關(guān)方法。加權(quán)混頻電路允許采用任意的分頻器為積分處理產(chǎn)生混頻信號，并因此提供優(yōu)于現(xiàn)有體系結(jié)構(gòu)的顯著優(yōu)點，在現(xiàn)有的體系結(jié)構(gòu)中，積分混頻需要90度偏移的I和Q混頻信號。
文檔編號H03C3/40GK1989701SQ200580025000
公開日2007年6月27日 申請日期2005年6月23日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月30日
發(fā)明者D·R·韋蘭, 王才藝 申請人:硅實驗室公司