專利名稱：二極管混頻電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于把第一和第二輸入信號混頻的二極管混頻電路。本發(fā)明還涉及接收器，在該接收器中把接收信號和拍頻信號混頻以便獲得中頻信號。
James K.Hardy所著、書名為“高頻電路設計”(Preston PublishingCompany,1979,pp.317-318)的書描述了各種混頻電路。這本書的

圖10-6(f)示出具有雙平衡結構的混頻電路(雙平衡混頻器)。所述電路包括連接成環(huán)形電路的四個二極管。所述二極管環(huán)路通過變壓器接收射頻信號(RF)和振蕩信號(OSC)。通過另一個變壓器獲得中頻信號(IF)。由于所述雙平衡結構，相對地說，中頻信號中幾乎沒有殘余的振蕩信號。
本發(fā)明的目的是提供一種可以有各種各樣應用的二極管混頻電路。
本發(fā)明涉及以下各方面。在先有技術中，為了使所述混頻電路具有令人滿意的性能，每一個變壓器應當以基本上對稱的方式并且沒有太多損耗地處理信號。變壓器的制造需要特殊的材料和比較復雜的方法。此外，這種變壓器要具有某種最小尺寸不能在不損害其性能的情況下隨意地將所述變壓器小型化。因此，所述變壓器是比較昂貴并且其體積比較大的元件。結果，根據先有技術的混頻電路不適用于低成本應用場合、例如消費電子設備領域。先有技術的混頻電路也不適合于小型的應用場合，例如便攜式接收器。
根據本發(fā)明，二極管混頻電路包括用來產生第一、第二、第三和第四驅動信號的驅動電路。每一種驅動信號都是第一和第二輸入信號的組合。所述第一和第二輸入信號(LO,RF)在所述第一、第二、第三和第四驅動信號中分別具有如下的符號+/+,+/-,-/+和-/-。此外，有包括第一、第二、第三和第四二極管的一組二極管。為了分別傳送所述第一、第二、第三和第四驅動信號，這些二極管耦合到輸出端。第一和第四二極管相對于所述輸出端具有相同的極性。第二和第三二極管相對于所述輸出端也具有相同的極性，但是，是與第一和第四二極管的相反的極性。
可以在不利用變壓器的情況下實現(xiàn)所述驅動電路。例如，可以僅僅利用晶體管、電阻和電容來實現(xiàn)所述驅動電路。所述一組二極管可以在沒有這種變壓器的介入的情況下連接到輸出端。因此，與根據先有技術的混頻電路不一樣，根據本發(fā)明的混頻電路不需要變壓器。結果，根據本發(fā)明的二極管混頻電路可以用于根據先有技術的混頻電路由于包含變壓器而不能用于其中的那些應用場合。因此，本發(fā)明使種類更多的應用成為可能的。
更具體地說，可以以集成電路的形式來實現(xiàn)根據本發(fā)明的二極管混頻器，而對于先有技術來說，這實際上是不可能的。例如，由于成本和/或尺寸的原因，某些應用場合要求以集成電路的形式來實現(xiàn)混頻電路。因此，本發(fā)明允許把二極管混頻電路用于這種應用場合。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點如下。二極管混頻電路能夠實現(xiàn)比較優(yōu)良的性能，特別是在噪聲和失真方面。如上所述，本發(fā)明允許把二極管混頻電路用于根據先有技術的混頻電路不適合于其中的應用場合。因此，本發(fā)明使這樣的應用場合受益于包含在其中的混頻電路的優(yōu)良性能。
本發(fā)明可以有利地用于接收器中。通常通過把輸入信號與來自振蕩器的信號混頻來變換接收器的輸入信號的頻率。本發(fā)明使得即使在接收器要比較便宜和/或比較小的情況下也可以借助于二極管混頻電路實現(xiàn)這種頻率變換。如上所述，二極管混頻電路能夠實現(xiàn)低的噪聲電平和低的失真電平。因此，本發(fā)明使得有可能在不太大地影響輸入信號的情況下進行所述頻率變換。關于頻率變換的輸入信號的處理通常在很大程度上影響接收器的性能。因此，本發(fā)明可以顯著地有助于實現(xiàn)接收器的令人滿意的性能水平。
將參考下文所述的實施例闡明本發(fā)明的這些和其它方面，并且從中明白本發(fā)明的這些和其它方面。
附圖中圖1舉例說明本發(fā)明的基本特征，圖2和3舉例說明本發(fā)明的其它特征，以及圖4顯示根據本發(fā)明的混頻電路的實施例。
以下的陳述涉及參考符號。在所有圖中，用相同字母的參考符號表示相似的實體。在一個圖中可能出現(xiàn)幾個相似的實體。在那種情況下，在所述字母參考符號上加上數字以便區(qū)分相似的實體。為了方便起見，可以省略所述數字。這適用于本說明書和權利要求書。
圖1以實線說明本發(fā)明的基本特征。二極管混頻電路MIX接收待混頻的第一和第二輸入信號LO,RF。二極管混頻電路MIX包括驅動電路DRIV和一組二極管D1-D4。
驅動電路DRIV產生第一、第二、第三和第四驅動信號DS1,DS2,DS3,DS4。每一個驅動信號是具有以下符號的第一和第二輸入信號LO,RF的組合DS1:+LO+RF,DS2:+LO-RF,DS3-LO+RF,DS4:-LO-RF。
所述一組二極管包括第一、第二、第三和第四二極管D1,D2,D3和D4。為了分別傳送所述第一、第二、第三和第四驅動信號DS1,DS2,DS3,DS4，這些二極管耦合到輸出端O1。第一和第四二極管D1,D4相對于所述輸出端具有相同的極性。第二和第三二極管D2,D3相對于所述輸出端也具有相同的極性，但是，是與第一和第四二極管D1,D4的相反的極性。
二極管混頻電路MIX按照下面的方式工作。輸入信號LO的極性決定了二極管D1,D2,D3和D4中哪些是導通的以及哪些是不導通的。如果輸入信號LO是正的，則第一和第三二極管D1,D3是導通的，而第二和第四二極管D2和D4是不導通的。在那種情況下，將在輸出端O1上出現(xiàn)具有“+”符號的輸入信號RF。另一方面，如果輸入信號LO是負的，則第二和第四二極管D2,D4是導通的，而第一和第三二極管D1和D3是不導通的。在那種情況下，將在輸出端O1上出現(xiàn)具有“-”符號的輸入信號RF。因此，在輸出端O1上將出現(xiàn)其符號與輸入信號LO合拍地交替的輸入信號RF。這對應于輸入信號RF和輸入信號LO的乘積。因此，在輸出端O1上將出現(xiàn)兩種輸入信號的混合的信號。
應當說，原則上，所述兩種輸入信號中沒有一種信號出現(xiàn)在二極管混頻電路MIX的輸出端O1。首先，不存在這樣的通路，輸入信號RF可以通過該通路連續(xù)地流向輸出端O1總是存在周期性的符號交替。其次，所述兩個導通的二極管都接收相反極性的輸入信號LO，這兩個二極管是第一和第三二極管D1,D3或者第二和第四二極管D2,D4。因此，輸入信號LO在兩個導通的二極管之間的點上衰落。結果，在輸出端O1基本上不存在輸入信號LO的殘余。
圖1用虛線表示本發(fā)明的另一個方面。二極管混頻電路MIX構成接收器REC的一部分，所述接收器還包括輸入電路INP、振蕩器OSC和中頻電路IFC。輸入電路INP處理接收到的信號。振蕩器OSC產生差拍信號?；祛l電路MIX將由輸入電路INP處理的接收到的信號與由振蕩器OSC產生的差拍信號混合，從而獲得中頻信號。此后，中頻電路IFC處理所述中頻信號IF。
圖2顯示用來有利地應用本發(fā)明的另外的特征?；祛l電路MIX包括另外一組二極管D5-D8。所述另外一組二極管包含第五、第六、第七和第八二極管(D5,D6,D7和D8)。為了傳送第一、第二、第三和第四驅動信號(DS1,DS2,DS3,DS4)，這些二極管耦合到另一個輸出端(O2)。第五、第六、第七和第八二極管(D5,D6,D7和D8)分別以相對于第一、第二、第三和第四二極管(D1,D2,D3和D4)的相反的方式耦合。
考慮關于這些另外的特征的下面各方面。為了在輸出端O1一點也不留下輸入信號RF和LO的殘余，要滿足下面的條件。在所有驅動信號DS1,DS2,DS3,DS4中，輸入信號RF或者LO的那部分的幅度要完全相同。實際上，幾乎不可能滿足這種要求，尤其是由于構成驅動電路DRIV的元件的公差。
如果應用圖2中舉例說明的特征，則在輸出端O1和輸出端O2之間獲得差分輸出信號。如果由于如上所述的驅動信號DS1,DS2,DS3,DS4的不完善而在輸出端O1上出現(xiàn)輸入信號的殘余，則將在輸出端O2上出現(xiàn)基本上相同的殘余。結果，在所述差分輸出信號中將有較少的殘余。因此，圖2中舉例說明的特征允許比較低的殘余電平。
圖2中舉例說明的特征的另一個優(yōu)點如下。二極管D1-D8形成驅動電路DRIV的負載阻抗。如果輸入信號LO的極性是正的，則二極管D1和D3導通并且確定了產生驅動信號DS1和DS3的驅動電路DRIV的所述各輸出端之間的負載阻抗。如果輸入信號LO的極性是負的，則二極管D5和D7導通并且確定了所述驅動電路DRIV的所述相同的各輸出端之間的負載阻抗。因此，驅動電路DRIV提供驅動信號DS1和DS3的各輸出端之間的負載阻抗連續(xù)不斷地由兩個導通的二極管形成。這也適用于提供驅動信號DS2和DS4的各輸出端之間的負載阻抗。因此，如果應用圖2中所示的特征，則驅動電路DRIV連接到比較穩(wěn)定的負載阻抗。另一方面，如果驅動電路DRIV連接到隨著驅動信號的幅度而顯著地變化的負載阻抗上，則這可能對所述混頻電路的性能有害。因此，圖2中所示的特征有助于實現(xiàn)令人滿意的性能。
圖3顯示用來有利地應用本發(fā)明的另外的特征。驅動電路DRIV能夠分別在第一和第三二極管D1、D3之間以及第二和第四二極管D2、D4之間產生偏壓Vbias1,Vbias2。
已經考慮與這些附加的特征有關的以下各方面。如上所述，輸入信號LO使混頻電路的所述各二極管交替地導通和不導通。可以這樣理解這意味著接連地存在其間二極管導通的某種時間周期以及隨后的其間二極管不導通的某種時間周期。如這兩種周期不同，則將在輸出端O1上出現(xiàn)輸入信號RF的殘余。此外，所述混頻電路的有效性與所述兩種周期之間的差別成比例地減小。因此，希望其間二極管分別導通和不導通的各周期基本上相等。
如果應用圖3中所示的特征，則二極管D1,D3經歷輸入信號LO的重疊以及偏壓Vbias1的重疊。如果這種重疊的電平高于適合于二極管D1,D3的一定的閾值，則二極管D1,D3將導通，并且，如果所述電平低于這種閾值，則二極管D1,D3將不導通。偏壓Vbias1確定了以下事實在輸入信號LO的什么電平下到達所述閾值并且因此而發(fā)生導電性的轉換。由于存在輸入信號LO的電平和時間之間的固定的比例，所以，二極管D1,D3的導通和不導通周期隨著偏壓Vbias1而變化。同樣，二極管D2,D4的導通和不導通周期隨著偏壓Vbias2而變化。因此，偏壓Vbias1,Vbias2使得有可能使二極管D1,D2,D3和D4的導通和不導通周期均等。這樣，圖3中所示的特征有助于實現(xiàn)混頻電路的令人滿意的性能，尤其是在少的殘余和高效率方面。
圖4顯示根據本發(fā)明的二極管混頻電路MIX的實施例。本實施例包含圖1至3中所示的、上面已經參考這些附圖描述的特征。在本實施例中，輸入信號RF和LO是不同的信號。驅動信號DS1-DS4中的每一個存在兩種形式，分別用加上“+”和“-”符號來表示這兩種形式。用它們的直流電壓電平來區(qū)分所述兩種形式。所述“+”形式的直流電壓電乎高于所述“-”形式的直流電壓電平。
驅動電路DRIV包括分別具有電流源I1,I2,I3和I4的T1a/T1b,T2a/T2b,T3a/T3b和T4a/T4b的四個差分晶體管對。此外，驅動電路DRIV包括具有二極管結構的四個晶體管TD1,TD2,TD3和TD4以及四個電阻R1,R2,R3和R4。晶體管TD和電阻R形成差分晶體管對的負載阻抗。
驅動電路DRIV按照以下的方式工作。差分對T1a/T1b和T2a/T2b接收輸入信號RF并且通過集電極以電流的形式輸送該信號。差分對T3a/T3b和T4a/T4b進行關于輸入信號LO的同樣的操作。其參考符號以“a”結束的每一個晶體管把有關的輸入信號的符號從“-”變成“+”，而其參考符號以“b”結束的每一個晶體管把有關的輸入信號的符號從“+”變成“-”。
具有電流形式的輸入信號RF和LO易于組合。這一方面是通過差分對T1a/T1b和T2a/T2b的集電極之間的連接、另一方面是通過差分對T3a/T3b和T4a/T4b的集電極之間的連接來實現(xiàn)的。所述連接是這樣的，使得它們產生四種組合，在這四種組合中，輸入信號LO和RF分別具有如下符號+/+,+/-,-/+和-/-。這四種組合分別形成驅動信號DS1,DS2,DS3和DS4。
把具有電流形式的輸入信號LO和RF的每一種組合一方面直接加到二極管D1-D8中的一個，另一方面經由以二極管的形式配置的晶體管TD加到二極管D1-D8中的一個。直接施加的所述組合形成驅動信號DS中的所述“-”形式，而經由晶體管TD施加的所述組合形成所述“+”形式。這樣獲得二極管D1和D3，二極管D2和D4，二極管D5和D7以及二極管D6和D8之間的偏壓。所述各偏壓由晶體管TD的基極-發(fā)射極結、電阻R的相應的值和電流源I提供的直流電流確定。如果最后所述的電流相等并且所有電阻R具有相同的值，則所述偏壓將使所有基極-發(fā)射極結上的電壓均等，所述基極-發(fā)射極結電壓通常在0.6伏和0.8伏之間。
如果以集成電路的形式實現(xiàn)所述二極管混頻電路，則所述集成電路的基片最好是電絕緣的。這種選擇是與下面考慮的幾個方面聯(lián)系在一起的。
實際上，在二極管已經不導通之后，不能使它瞬時地導通，反之亦然?？梢赃@樣理解這意味著存在一定的轉換延遲，在這延遲期間所述二極管是半導通的。當二極管半導通時，它產生比較大的噪聲。這可能是對所述混頻電路在噪聲方面的性能的損害，尤其是當輸入信號是高頻信號時。如果輸入信號是高頻輸入信號，則導電性的轉換以快速的順序的形式發(fā)生。因此，在所考慮的一部分時間內，所述二極管將是有噪聲的。
如果包括二極管混頻器的集成電路具有非導電的基片，則在二極管和基片之間就不存在寄生電容。另一方面，如果象大多數集成電路那樣，所述基片是半導電的，則在二極管和基片之間將存在相當大的寄生電容。所述寄生電容的值越小，用于由所述二極管的導電性進行的充電的速度越快，因此，所述二極管產生噪聲的周期越短。因此，非導電的基片有助于實現(xiàn)所述混頻電路在噪聲方面、尤其在高頻噪聲方面的令人滿意的性能。
此外，二極管D最好是肖特基型的。這種類型的二極管可以以比較短的時間周期改變導電性。因此，如果所述混頻電路中的二極管是肖特基型的，則這些二極管的噪聲周期將是比較短的。因此，根據在本發(fā)明的混頻電路中使用肖特基二極管也有助于實現(xiàn)噪聲方面、尤其是高頻噪聲方面的優(yōu)良的性能。
以上附圖以及對它們的描述是說明本發(fā)明的而不是對本發(fā)明的限制。顯然，存在許多可供選擇的方案，它們都在所附的權利要求書的范圍內。就本發(fā)明表示幾點明確的意見。
可以按照許多不同的方式配置所述實體或者功能。在這方面應當指出，所述附圖是高度地概括的，每一個圖僅僅表示本發(fā)明的一個實施例。例如，關于圖1，完全可以認為它具有包括二極管混頻電路MIX和振蕩器OSC的單一的集成電路。所述輸入電路INP也被或者完全地或者部分地包含在這種集成電路中。以上所述也適用于中頻電路IFC。
雖然圖1舉例說明了根據本發(fā)明的二極管混頻電路MIX在接收器中的應用，但是，這不排除在其它實體中的應用。例如，根據本發(fā)明的二極管混頻電路也可以用于把兩種數字信號混合的數字處理器。
雖然圖4舉例說明了基于差分晶體管對而形成的驅動電路DRIV，但是，這不排除其它實施例。例如，所述驅動電路也可以基于運算放大器或者基于各單獨的晶體管來實現(xiàn)。
雖然圖4舉例說明用二極管配置的晶體管TD可以用于產生偏壓，但是，這不排除把其它元件用于此目的。例如，電阻也可以用于產生偏壓。
最后，不要把任何權利要求中括號之間的參考符號看成是限制性的。
權利要求
1．一種用于把第一和第二輸入信號(LO,RF)混頻的二極管混頻電路，其特征在于二極管混頻電路包括用來產生第一、第二、第三和第四驅動信號(DS1,DS2,DS3,DS4)的驅動電路(DRIV)，每一種驅動信號都是所述第一和所述第二輸入信號(LO,RF)的組合。所述第一和所述第二輸入信號(LO,RF)在所述第一、第二、第三和第四驅動信號中分別具有如下的符號+/+(DS1:+LO+RF),+/-(DS2:+LO-RF),-/+(DS3:-LO+RF)和-/-(DS4:-LO-RF)；包括第一、第二、第三和第四二極管(D1,D2,D3,D4)的一組二極管(D1-D4)，為了分別傳送所述第一、第二、第三和第四驅動信號(DS1,DS2,DS3,DS4)，這些二極管耦合到輸出端，第一和第四二極管(D1,D4)相對于所述輸出端(O1)具有相同的極性，而第二和第三二極管(D2,D3)相對于所述輸出端(O1)也具有相同的極性，但是，是與所述第一和第四二極管(D1,D4)的相反的極性。
2．權利要求1的二極管混頻電路，其特征在于所述混頻電路包括另外一組二極管(D5-D8)，所述另外一組二極管包含第五、第六、第七和第八二極管(D5,D6,D7,D8),為了傳送第一、第二、第三和第四驅動信號(DS1,DS2,DS3,DS4)，這些二極管耦合到另一個輸出端(O2)，所述第五、第六、第七和第八二極管(D5,D6,D7,D8)分別以相對于第一、第二、第三和第四二極管(D1,D2,D3,D4)的相反的方式耦合。
3．權利要求1的二極管混頻電路，其特征在于所述驅動電路(DRIV)包括用來分別在所述第一和第三二極管(D1,D3)之間以及所述第二和第四二極管(D2,D4)之間產生偏壓(Vbias1,Vbias2)的裝置(TD1-TD4)。
4．一種接收器包括用來處理接收到的信號的輸入電路(INP),用來產生差拍信號的振蕩器(OSC)，權利要求1中的混頻電路(MIX)，它是這樣耦合的、以便將由所述輸入電路(INP)處理的接收到的信號與由所述振蕩器(OSC)產生的差拍信號混合，從而獲得中頻信號(IF)，以及用來處理所述中頻信號(IF)的中頻電路(IFC)。
全文摘要
二極管混頻電路中驅動電路DRIV產生第一,第二,第三和第四驅動信號DS1,DS2,DS3,DS4。每一種驅動信號是第一和第二輸入信號LO,RF的組合,具有如下的符號:DS1:+LO+RF,DS2:+LO－RF,DS3:－LO+RF,DS4:－LO+RF。第一、第二、第三和第四二極管D1,D2,D3,D4分別傳送第一、第二、第三和第四驅動信號到輸出端O1。第一和第四二極管相對于輸出端有相同的極性,而第二和第三二極管相對于輸出端也有相同的極性,但是是與第一和第四二極管的相反的極性。
文檔編號H03B19/16GK1224948SQ98123239
公開日1999年8月4日 申請日期1998年12月15日 優(yōu)先權日1998年12月15日
發(fā)明者E·F·斯提沃特, P·G·M·鮑爾特斯, A·M·H·湯姆彼爾 申請人:皇家菲利浦電子有限公司