本發(fā)明屬于交流電機傳動技術(shù)領(lǐng)域，涉及永磁同步電機無位置傳感器控制方法，具體涉及一種基于方波注入的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置時延補償方法估算方法，是一種在低開關(guān)頻率下利用空間矢量脈寬調(diào)制并基于方波電壓注入的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置估計方法。

背景技術(shù)：

永磁同步電機因效率高、功率密度大及寬調(diào)速范圍等優(yōu)點，近年來受到軌道交通行業(yè)的密切關(guān)注。由于與牽引電機為一體，惡劣的環(huán)境導(dǎo)致位置傳感器的故障率一直較高，造成機破、降速行駛等安全問題。無位置傳感器控制是解決這一問題的關(guān)鍵技術(shù)。在傳統(tǒng)功率變頻器的控制系統(tǒng)設(shè)計中，通常把pwm調(diào)制環(huán)節(jié)使用padé近似簡化為一階慣性環(huán)節(jié)；其前提是：pwm調(diào)制的開關(guān)頻率較高，其延時相對較小，可以忽略此延時對控制系統(tǒng)的影響。而大功率變頻裝置的開關(guān)器件受開關(guān)損耗以及散熱的限制，最高開關(guān)頻率一般不超過1khz，pwm調(diào)制環(huán)節(jié)的延時顯著增大，使得電流環(huán)帶寬受限、系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)能力下降，且由此產(chǎn)生較大的數(shù)字控制延時將加劇dq軸電流的交叉耦合程度，從而造成在使用信號注入法時高頻響應(yīng)電流發(fā)生畸變，影響位置估計精度。另一方面，傳統(tǒng)的正弦電壓注入法在高頻信號解調(diào)和位置估計時需要使用較多濾波器，會極大限制電流環(huán)和速度環(huán)的帶寬，且開關(guān)頻率較低時由于采樣點數(shù)較少，正弦電壓信號會發(fā)生嚴重失真，導(dǎo)致響應(yīng)電流出現(xiàn)畸變。而方波電壓信號的形式?jīng)Q定了其更加適用于低開關(guān)頻率下的諧波注入。

目前，國內(nèi)外關(guān)于永磁同步電機無位置傳感器控制的研究主要集中在開關(guān)頻率較高的情況下，而關(guān)于消除低開關(guān)頻率下脈沖生成環(huán)節(jié)的信號延遲均是通過重新設(shè)計電流控制器來實現(xiàn)對定子電流磁化分量和轉(zhuǎn)矩分量的有效解耦，并沒有分析pwm信號滯后及電流耦合程度加劇對位置估計精度的影響。

低開關(guān)頻率下傳統(tǒng)的高頻注入法會存在以下兩個特殊問題：1)正弦信號在低采樣頻率下由于采樣點過少會出現(xiàn)嚴重失真，導(dǎo)致高頻響應(yīng)信號出現(xiàn)嚴重畸變。2)pwm信號出現(xiàn)滯后，隨著電機轉(zhuǎn)速上升，交叉耦合加劇，進一步影響了高頻響應(yīng)電流包絡(luò)線的正弦度，帶來位置估計誤差。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

要解決的技術(shù)問題

為了避免現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，本發(fā)明提出一種方波注入的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置時延補償方法估算方法，一方面選擇方波電壓作為注入諧波，簡化了高頻信號處理過程。另一方面引入了一種時延補償算法消除pwm信號滯后帶來的影響，改善低開關(guān)頻率造成的電流耦合現(xiàn)象，降低高頻響應(yīng)電流畸變率。

技術(shù)方案

一種方波注入的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置時延補償方法估算方法，其特征在于：

通過pi電流調(diào)節(jié)器控制輸出ud、uq電壓矢量的大小，在電機靜止時向估計d軸注入方波電壓信號，閉環(huán)完成初始定位，使n極收斂到真實d軸。電機起動后，通過bpf消除負載高頻分量，獲取q軸高頻響應(yīng)電流，通過位置觀測單元估算轉(zhuǎn)子位置。

計算低開關(guān)頻率下數(shù)字控制系統(tǒng)的采樣延時時間tdelay≈1.5ts,其中ts為載波周期，并建立考慮tdelay下的pi電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)；針對得到的轉(zhuǎn)子位置估算值，計算低開關(guān)頻率下的時延相位δ及q軸電流時延誤差補償增益。

具體步驟如下：

步驟1：向估計d軸注入如下式所示的方波電壓信號

其中，符號“∧”代表對應(yīng)量的估計值，uh為注入方波電壓的幅值。注入頻率ωh設(shè)置為開關(guān)頻率的一半；

步驟2：計算轉(zhuǎn)子位置估算誤差

其中，θr為轉(zhuǎn)子位置真實值，為轉(zhuǎn)子位置估算值；

步驟3：獲取q軸載波電流

步驟4：對進行采樣，并計算解調(diào)后的載波電流

其中，為轉(zhuǎn)子位置誤差系數(shù)；作為位置觀測單元的輸入即獲取轉(zhuǎn)子位置估算值

步驟5：計算考慮相位滯后的實際三相電流值

其中，isdel為實際采樣的電流峰值，δ為pwm延遲造成的實際系統(tǒng)電流的滯后相位；

步驟6：交直軸電流給定為通過a/d采樣得到的三相電流通過坐標變換得到idqdel，則補償增益值為

步驟7：通過補償增益，得到參與pi電流調(diào)節(jié)器的補償電流idqmc：

步驟8：當δ′＝δ時，則系統(tǒng)延時得到補償，聯(lián)立推導(dǎo)得：

其中，δ′為估計的延時相位；

步驟9：位置誤差信號通過觀測器獲得補償前的位置估計值補償后的轉(zhuǎn)子位置角和補償后的dq軸反饋電流為：

其中，為最終獲得時延補償后的轉(zhuǎn)子位置估計值，idmc和iqmc為補償后的dq軸反饋電流值。

有益效果

本發(fā)明提出的一種方波注入的永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置時延補償方法估算方法，通過pi電流調(diào)節(jié)器控制輸出ud、uq電壓矢量的大小，在電機靜止時向估計d軸注入方波電壓信號，閉環(huán)完成初始定位，使n極迅速收斂到真實d軸。電機順利起動后，考慮到在動態(tài)過程中負載分量的快速變化會產(chǎn)生高頻分量，從而限制位置觀測器帶寬，影響位置估計精度，本發(fā)明通過bpf來消除負載高頻分量，獲取q軸高頻響應(yīng)電流，并通過位置觀測器估計轉(zhuǎn)子位置和速度。同時，基于q軸電流誤差延時補償算法消除pwm信號滯后帶來的高頻響應(yīng)電流畸變。

本發(fā)明方法的控制原理框圖如圖1所示。其中，高頻電流信號通過帶通濾波器提取，濾波得到的高頻電流信號通過信號解調(diào)及位置觀測器完成轉(zhuǎn)速和位置的估計，給定交直軸電流與補償后的反饋電流idqmc之差通過pi電流調(diào)節(jié)器進行輸出電壓udq的計算，并通過空間矢量調(diào)制(spacevectormodulation,svm)方法控制三相全橋逆變器的輸出，驅(qū)動永磁同步電機，實現(xiàn)pmsm在低開關(guān)頻率下的無位置起動。

本發(fā)明所述的永磁同步電機無位置傳感器控制具有以下優(yōu)點：1)選用方波電壓作為注入諧波，免除了位置估計環(huán)節(jié)大量濾波器的使用，提高了控制系統(tǒng)帶寬；2)采用基于q軸電流誤差補償?shù)姆椒?，消除了低開關(guān)頻率下pwm信號滯后帶來的影響，降低了響應(yīng)電流畸變率，提高了位置估計精度。3)考慮負載電流分量對位置估計精度的影響，在閉環(huán)模型的高頻信號提取環(huán)節(jié)通過bpf濾除負載高頻分量，進一步改善了位置估計效果。

附圖說明

圖1：本發(fā)明方法原理框圖

圖2：位置觀測器

圖3：傳動系統(tǒng)數(shù)字控制時序

圖4：數(shù)字延時電壓矢量示意圖

圖5：考慮等效延時的同步電流pi矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

圖6：開關(guān)頻率變化時的零極點圖

圖7：時延補償算法框圖

圖8：系統(tǒng)硬件電路結(jié)構(gòu)框圖

圖9：注入的方波電壓信號及采樣時刻

圖10：方波電壓信號的施加形式

圖11：空載時永磁同步電機a相電流波形對比

圖12：空載時永磁同步電機位置估計波形對比

圖13：空載時永磁同步電機位置估計誤差對比

具體實施方式

現(xiàn)結(jié)合實施例、附圖對本發(fā)明作進一步描述：

本發(fā)明是一種通過方波電壓注入實現(xiàn)永磁同步電機位置估計的無位置傳感器控制策略，考慮到低開關(guān)頻率帶來的pwm信號滯后及注入諧波頻率降低造成的位置估計誤差，通過分析低開關(guān)頻率下pwm信號滯后機理及時延對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，提出了一種時延補償算法，建立了一種適用于低開關(guān)頻率的無位置傳感器閉環(huán)控制模型，旨在實現(xiàn)對定子電流磁化分量和轉(zhuǎn)矩分量的有效解耦，從而改善低開關(guān)頻率下的響應(yīng)電流畸變率，提高位置估計精度。最終通過pi電流調(diào)節(jié)器輸出電壓矢量，再以svpwm控制兩電平通用變頻器。包括以下幾方面：

(1)dsp計算及pwm輸出延時和數(shù)字控制時序有關(guān)，典型的傳動系統(tǒng)數(shù)字控制時序如圖3所示，主要包括采樣、矢量控制算法計算、中斷下溢重載、pwm更新?？紤]在數(shù)字控制時序中，延時主要包括控制算法計算延時和pwm輸出延時，則低開關(guān)頻率下的數(shù)字控制系統(tǒng)的延時時間可表示為：

tdelay＝tcal+tpwm≈1.5ts(1)

其中，ts為電流采樣周期，tcal為計算延時，tpwm為pwm輸出延時。

(2)通過復(fù)矢量法來分析低開關(guān)頻率對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，主要包括：

a)對pmsm采用磁鏈定向的矢量控制，在復(fù)數(shù)坐標系{1，j}上定義復(fù)變量udq＝ud+juq,idq＝id+jiq,旋轉(zhuǎn)坐標系下pmsm的電壓方程為

ud＝rsid+ldpid-ωrlqiq(2)

uq＝rsiq+lqpiq+ωr(ldid+ψf)(3)

其中，ud和uq為d、q軸電壓分量；id和iq為d、q軸電流分量，lq和ld分別為交直軸同步電感，rs為定子電阻，ωr為轉(zhuǎn)子電角速度。為了簡化分析過程，取表貼式永磁同步電機，令lq＝ld＝ls，則復(fù)平面內(nèi)矢量形式表示的永磁同步電機d-q坐標系電壓方程為

udq＝rsidq+lspidq+jωr(lsidq+ψf)(4)

b)考慮系統(tǒng)等效延時，基于同步電流pi調(diào)節(jié)器的矢量控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。

若把反電勢當作一個擾動，則由圖5易得到系統(tǒng)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為

其中tdelay為系統(tǒng)采樣延時，在進行轉(zhuǎn)速估算后，可根據(jù)上式分析在tdelay變化時的系統(tǒng)零極點分布，從而發(fā)現(xiàn)開關(guān)頻率變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。

(3)由于pwm輸出延時造成電流出現(xiàn)相位滯后，使用估計的位置角參與坐標變換，矢量控制時實際的三相電流可表示為

其中，isdel為實際采樣的電流峰值，δ為pwm延遲造成的實際系統(tǒng)電流的滯后相位。由于永磁體勵磁恒定，若能控制q軸電流誤差，估算實際系統(tǒng)延時帶來的滯后相位，估算值為δ′，然后控制估計的同步旋轉(zhuǎn)矩陣位移角同時補償幅值衰減，即可消除系統(tǒng)延時帶來的幅值和相位影響。補償計算包括以下各式：

式(8)～(12)所體現(xiàn)的補償流程如圖7所示，根據(jù)誤差電流iqerr，利用pi控制器實時調(diào)節(jié)系統(tǒng)延時，從而控制估計的轉(zhuǎn)子位移角達到對整個無位置矢量控制系統(tǒng)中存在的各種延時的補償，而不必局限于采樣濾波、pwm更新、計算處理等部分延時的分析補償，擴大了延時補償?shù)膽?yīng)用范圍，提高了無位置控制系統(tǒng)的動靜態(tài)性能和穩(wěn)定性。所設(shè)計的變量包括：幅值補償后的dq軸電流idqmc，q軸電流誤差iqerr，交直軸電流給定

(4)向估計d軸注入方波電壓信號后，通過對q軸電流進行信號處理來估計轉(zhuǎn)子位置。注入的電壓形式為：

其中，uh為注入方波電壓的幅值，注入的方波電壓與載波的對應(yīng)關(guān)系如圖9所示。圖10給出了實驗條件下注入的方波電壓信號，其參數(shù)設(shè)定依賴于電機和逆變器參數(shù)，此時開關(guān)頻率為1khz，方波電壓頻率500hz，注入電壓幅值15v。

(5)在對高頻信號解調(diào)時，選擇對q軸響應(yīng)電流進行處理，對經(jīng)過bpf后的q軸電流進行采樣可得到采樣值則可通過下式進行解調(diào)

其中，為轉(zhuǎn)子位置誤差系數(shù)，則解調(diào)后的轉(zhuǎn)子位置誤差信息可通過圖2所示的位置觀測器進行轉(zhuǎn)子位置和速度的估計。

本發(fā)明實施例的系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)如圖8所示，包括：整流電路、濾波電路、三相全橋逆變器、電流和電壓檢測電路、中央控制器。本系統(tǒng)采用旋轉(zhuǎn)變壓器來進行真實位置信號的采集，并與估計位置作對比，構(gòu)成永磁同步電機無位置傳感器控制系統(tǒng)。為驗證本發(fā)明方法，采用rtlab作為主控制器，利用一臺3.7kw的永磁同步電機搭建了驗證平臺。

實施例包含的具體步驟如下：

1.基于rtlab控制器搭建方波注入的基礎(chǔ)模型；

2.通過q軸高頻響應(yīng)電流解算位置信號，包括以下步驟：

(2.1).通過電流傳感器以及相應(yīng)的信號處理電路從交流供電的逆變器電路中測得pmsm三相電流ia、ib、ic，其中iabc＝iabcf+iabch；

(2.2).由下式計算永磁同步電機定子電流在靜止兩相坐標系αβ軸下的分量：

(2.3).由下式計算永磁同步電機定子電流在旋轉(zhuǎn)兩相坐標系下的分量：

(2.4).由下式提取q軸響應(yīng)電流

(2.5).轉(zhuǎn)子位置誤差信息由下式計算

(2.6).位置和轉(zhuǎn)速的估計由圖2所示的位置觀測器完成。

3.通過以下步驟分析低開關(guān)頻率下延時對系統(tǒng)穩(wěn)定性及位置估計精度的影響：

(3.1).數(shù)字控制系統(tǒng)中根據(jù)電壓得到的開通關(guān)斷時間即占空比d(k)，需要等到(k+1)周期才能加載，中間存在ts的時間延遲，由圖4所示，在第k個周期中估計的位置角通過矢量控制、坐標變換得到ud(k)和uq(k)，受延時影響，ud(k)和uq(k)需要等到k+1個周期才能作用到電機上，這一個周期內(nèi)的轉(zhuǎn)子位置角變化可表示為

(3.2).不考慮數(shù)字延時影響，作用在電機上的兩項靜止電壓矢量可表示為

考慮數(shù)字延時影響，結(jié)合圖3，可以得到兩項靜止電壓計算方程

上式中，故在數(shù)字延時影響電壓矢量有效值在相位和幅值上都出現(xiàn)偏差，且開關(guān)頻率越低偏差越大。

(3.3).取延遲時間為tdelay，考慮信號采樣的延遲和pwm控制的慣性特性，本發(fā)明用1階系統(tǒng)來近似模擬，則dq坐標系下的電壓輸入輸出關(guān)系為

上式中，為pi電流調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的參考電壓矢量，tdelay為pwm控制和采樣的慣性時間，則延遲環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為

(3.4).考慮pi環(huán)節(jié)，則電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為

圖6為開關(guān)頻率變化時的系統(tǒng)零極點圖，當開關(guān)頻率降低(即tdelay變大)，延時環(huán)節(jié)的極點向?qū)嵼S靠近，對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響加大。

(3.5).使用方波電壓，注入實際dq軸的高頻電壓為

在估計dq坐標系下由注入方波電壓信號產(chǎn)生的電流波動為

可由下式計算

(3.6).考慮到低開關(guān)頻率下pwm信號滯后帶來的影響，實際注入的高頻電壓信號會畸變?yōu)?/p>

則轉(zhuǎn)子位置估計誤差的計算值為

其中，可以看出pwm信號滯后所造成的電壓畸變也影響到了高頻信號的位置估計誤差，進一步會影響解調(diào)后的位置估計精度。4.搭建延時補償算法模型，通過以下步驟實現(xiàn)對dq軸反饋電流的幅值補償和系統(tǒng)相位延時補償：

(4.1).由以下步驟完成對dq反饋電流的幅值補償：

(4.1.1).交直軸電流給定為通過a/d采樣得到的三相電流通過坐標變換得到idqdel，則補償增益值為：

(4.1.2).通過補償增益，可得到參與pi電流調(diào)解的補償電流idqmc

(4.2).由以下步驟完成對系統(tǒng)相位延時的計算：

(4.2.1).通過交軸電流給定交軸補償電流iqmc，獲得交軸電流誤差：

(4.2.2).當δ′＝δ時，則系統(tǒng)延時得到補償，聯(lián)立推導(dǎo)可得

通過pi調(diào)節(jié)延時相位誤差，即可得到估計的延時相位δ′。

所述的pmsm無位置傳感器控制實施例中，圖8所示的硬件系統(tǒng)中三相全橋逆變器輸出端接入pmsm定子三相繞組，在估計出轉(zhuǎn)子初始位置后，控制pmsm實現(xiàn)啟動并工作在低速狀態(tài)。圖11至圖13即為電機在圖8所示硬件系統(tǒng)的控制下，使用延時補償算法后a相電流、位置估計波形、位置估計誤差與未補償時的對比。