本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種頻率估計方法及定位接收機。

背景技術(shù)：

近年來，lbs(locationbasedservice，簡稱位置服務(wù))已融入我們的日常生活中。lbs是由移動通信網(wǎng)絡(luò)和衛(wèi)星定位系統(tǒng)結(jié)合在一起，通過定位技術(shù)獲得移動終端的位置信息的業(yè)務(wù)。目前，gnss(globalnavigationsatellitesystem，全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng))可以實現(xiàn)lbs，但仍存在覆蓋死角。基站定位系統(tǒng)能夠彌補gnss覆蓋不到的地方。

tc-ofdm(基于時分的cdma-ofdm(碼分多址-正交頻分復(fù)用)疊加信號體制)的基站定位系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)廣域室內(nèi)外無縫米級定位。但基于tc-ofdm的定位接收機中的現(xiàn)有殘留載波頻率估計方法具有計算量大和估計精度低等缺點。

tc-ofdm接收機實現(xiàn)定位解算的第一階段為捕獲處理階段。tc-ofdm信號由兩個不同長度的prn(偽隨機噪聲)碼組成。由于載波頻率對短碼相關(guān)結(jié)果的影響不大，捕獲處理可以通過直接判斷tc-ofdm信號中的短碼與生成的本地生成碼之間的相關(guān)性來獲得碼相位。通過使用剝離tc-ofdm信號長碼來獲取殘留載波頻率。由于捕獲處理獲得的這些參數(shù)將傳遞到跟蹤處理過程中。因此，捕獲精度直接影響到接收機跟蹤性能。

為了在tc-ofdm信號定位接收過程的捕獲階段提高殘留載波估計的精度，現(xiàn)有技術(shù)采用一步法，對接收的tc-ofdm信號進(jìn)行相關(guān)運算處理，其中包括時域相關(guān)和頻域循環(huán)相關(guān)運算處理。但是，由于殘留載波頻率精度會隨著相關(guān)數(shù)據(jù)長度的增加而增加，所以，這種方法的處理時間很長且計算量也很大。

為了提高上述殘留載波估計精度，現(xiàn)有技術(shù)還提出了一種由粗到精法。該方法先使用一段短時間接收到的tc-ofdm信號粗略估計輸入信號的碼相位和載波頻率。然后，使用剝離好長prn(偽隨機噪聲)碼的信號來準(zhǔn)確地獲取殘留載波頻率。在傳統(tǒng)的由粗到精法中，有的方法由于使用fft(快速傅里葉變換)來處理剝離好長prn碼的信號，所以導(dǎo)致計算量很大，還有的方法由于采用fll(鎖頻環(huán))，所以，在fll轉(zhuǎn)換到pll之前，fll需要很長時間才能夠穩(wěn)定，由此造成運算時間很長。

由此可見，傳統(tǒng)的由粗到精法在tc-ofdm信號定位接收過程的捕獲階段中，為了獲得高精度的頻率估計，卻付出了處理時間很長的代價。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明實施例的目的在于提供一種用于定位接收機的頻率估計方法，以解決如何在確保高精度地估計頻率的同時縮短處理時間的技術(shù)問題。

為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供以下技術(shù)方案：

一種用于定位接收機的頻率估計方法，該方法可以包括：

接收基于時間的碼分多址-正交頻分復(fù)用tc-ofdm信號，其中，所述tc-ofdm信號包括載波頻率；

對所述tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率；

以所述初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本；

從所述多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本；其中，所述m取正整數(shù)；

基于所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定所述m個候選頻率樣本的權(quán)值；

根據(jù)所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，確定所述tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差；

根據(jù)所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，確定滿足所述頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量；

基于所述數(shù)量的所述候選頻率樣本及其權(quán)值，計算所述待估計頻率。

進(jìn)一步地，所述對所述tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率，具體包括：

對所述tc-ofdm信號進(jìn)行濾波，得到數(shù)字零中頻信號；

對所述數(shù)字零中頻信號進(jìn)行粗捕獲處理，得到粗碼相位；

利用所述粗碼相位，對所述數(shù)字零中頻信號進(jìn)行長碼剝離處理，得到射頻數(shù)據(jù)；

對所述射頻數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率。

進(jìn)一步地，所述以所述初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本，具體包括：

根據(jù)下式計算頻率分辨率：

fft_resolution＝fs/nfft

其中，fft_resolution表示fft分辨率；fs表示采樣頻率；nfft表示進(jìn)行快速傅里葉運算時所述tc-ofdm信號的數(shù)量；

根據(jù)所述fft分辨率，確定fft點間隔；

以所述初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，確定所述候選頻率樣本的頻率：

其中，fm表示候選頻率樣本的頻率；finit表示初始?xì)埩糨d波頻率；δf表示候選頻率樣本頻率間隔；fd表示所述fft點間隔；m＝0,…,m-1；m表示候選頻率樣本的數(shù)量；

基于所述候選頻率樣本的頻率，根據(jù)下式確定候選頻率樣本：

其中，p2m(n)、p2m+1(n)分別表示所述候選頻率樣本中的偶數(shù)樣本、奇數(shù)樣本；n表示時隙。

進(jìn)一步地，所述基于所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定所述m個候選頻率樣本的權(quán)值，具體包括：

對所述m個候選頻率樣本進(jìn)行格拉姆施密特正交化處理，得到正交頻率序列；

計算所述正交頻率序列的均方誤差，得到第一中間參數(shù)；

將所述tc-ofdm信號的載波頻率與所述正交頻率序列相乘，再求平均，得到第二中間參數(shù)；

將所述第二中間參數(shù)與所述第一中間參數(shù)之比確定為第三中間參數(shù)；

將所述m個候選頻率樣本與所述正交頻率序列相乘，再求平均，得到第四中間參數(shù)；

將所述第四中間參數(shù)與所述第一中間參數(shù)之比確定為第五中間參數(shù)；

根據(jù)下式計算第六中間參數(shù)：

其中，vi表示第六中間參數(shù)，vm＝1；αir表示所述第五中間參數(shù)；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；

根據(jù)下式計算所述m個候選頻率樣本的權(quán)值：

其中，am表示所述m個候選頻率樣本的權(quán)值；gi表示所述第三中間參數(shù)。

進(jìn)一步地，所述根據(jù)所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，確定滿足所述頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量，具體包括：

計算所述頻率誤差的均方誤差；

將所述第一中間參數(shù)與所述第三中間參數(shù)的平方之積，確定為所述均方誤差的減少量；

將所述減少量與減少量閾值進(jìn)行比較；

將滿足所述減少量小于減少量閾值時所述減少量的項數(shù)，確定為所述滿足所述頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。

進(jìn)一步地，所述減少量閾值通過以下任一方式確定：

(1)所述均方誤差與所述載波頻率的均方根值之比小于預(yù)設(shè)閾值，所述預(yù)設(shè)閾值滿足以下條件：允許利用快速正交搜索方法對所述定位接收機的殘留載波頻率進(jìn)行建模而拒絕對噪聲建模的頻率項；

(2)基于所述m，以使得適合構(gòu)建以下關(guān)系式：

其中，y(n)表示當(dāng)前時刻的殘留載波頻率；pm(n)表示所述候選頻率樣本；ε(n)表示所述頻率誤差；

(3)向所述關(guān)系式中添加一候選頻率樣本所產(chǎn)生的均方誤差減少量小于向所述關(guān)系式中添加一高斯白噪聲所產(chǎn)生的均方誤差減少量，其中，所述高斯白噪聲通過以下方式生成：使用一組和tc-ofdm信號不同的碼與所述tc-ofdm信號進(jìn)行相關(guān)處理。

進(jìn)一步地，所述基于所述數(shù)量的所述候選頻率樣本及其權(quán)值，計算所述待估計頻率，具體包括：

將所述數(shù)量的所述候選頻率樣本分別與其權(quán)值相乘；

將各乘積進(jìn)行求和，得到所述待估計頻率。

為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，還提供了以下技術(shù)方案：

一種定位接收機，包括：

接收模塊，用于接收基于時間的碼分多址-正交頻分復(fù)用tc-ofdm信號，其中，所述tc-ofdm信號包括載波頻率；

處理模塊，用于對所述tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率；

劃分模塊，用于以所述初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本；

選取模塊，用于從所述多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本；其中，所述m取正整數(shù)；

第一計算模塊，用于基于所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定所述m個候選頻率樣本的權(quán)值；

第一確定模塊，用于根據(jù)所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，確定所述tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差；

第二確定模塊，用于根據(jù)所述tc-ofdm信號的載波頻率和所述m個候選頻率樣本，確定滿足所述頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量；

第二計算模塊，用于基于所述數(shù)量的所述候選頻率樣本及其權(quán)值，計算所述待估計頻率。

進(jìn)一步地，所述第一計算模塊具體包括：

正交化單元，用于對所述m個候選頻率樣本進(jìn)行格拉姆施密特正交化處理，得到正交頻率序列；

第一計算單元，用于計算所述正交頻率序列的均方誤差，得到第一中間參數(shù)；

第二計算單元，用于將所述tc-ofdm信號的載波頻率與所述正交頻率序列相乘，再求平均，得到第二中間參數(shù)；

第三計算單元，用于將所述第二中間參數(shù)與所述第一中間參數(shù)之比確定為第三中間參數(shù)；

第四計算單元，用于將所述m個候選頻率樣本與所述正交頻率序列相乘，再求平均，得到第四中間參數(shù)；

第五計算單元，用于將所述第四中間參數(shù)與所述第一中間參數(shù)之比確定為第五中間參數(shù)；

第六計算單元，用于根據(jù)下式計算第六中間參數(shù)：

其中，vi表示第六中間參數(shù)，vm＝1；αir表示所述第五中間參數(shù)；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；

第七計算單元，用于根據(jù)下式計算所述m個候選頻率樣本的權(quán)值：

其中，am表示所述m個候選頻率樣本的權(quán)值；gi表示所述第三中間參數(shù)。

進(jìn)一步地，所述第二確定模塊具體包括：

第八計算單元，用于計算所述頻率誤差的均方誤差；

第九計算單元，用于將所述第一中間參數(shù)與所述第三中間參數(shù)的平方之積，確定為所述均方誤差的減少量；

比較單元，用于將所述減少量與減少量閾值進(jìn)行比較；

確定單元，用于將滿足所述減少量小于減少量閾值時所述減少量的項數(shù)，確定為所述滿足所述頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。

本發(fā)明實施例提供一種用于定位接收機的頻率估計方法及定位接收機。其中，該方法可以包括：接收基于時間的碼分多址-正交頻分復(fù)用tc-ofdm信號，其中，tc-ofdm信號包括載波頻率；對tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率；以初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本；從多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本；其中，m取正整數(shù)；基于tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定m個候選頻率樣本的權(quán)值；根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差；根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量；基于數(shù)量的候選頻率樣本及其權(quán)值，計算待估計頻率。在該技術(shù)方案中，通過對tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到多個候選頻率樣本，然后，基于tc-ofdm信號的載波頻率和候選頻率樣本，確定tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差，接著，確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量，最后，基于該數(shù)量的候選頻率樣本及其權(quán)值，計算待估計頻率。也就是說，該方案實現(xiàn)了對tc-ofdm信號的載波頻率進(jìn)行去噪的過程，達(dá)到了平衡頻率估計精度與處理時間之間關(guān)系的目的，在確保高精度地估計頻率的同時縮短了處理時間，提高了捕獲效率，降低了硬件資源消耗。

本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發(fā)明而得以體現(xiàn)。本發(fā)明的目的和其他優(yōu)點可通過在說明書、權(quán)利要求書以及附圖中所特別指出的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)和獲得。

當(dāng)然，實施本發(fā)明的任一產(chǎn)品或方法并不一定需要同時達(dá)到以上所述的所有優(yōu)點。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為根據(jù)本發(fā)明實施例的tc-ofdm信號結(jié)構(gòu)的示意圖；

圖2為根據(jù)本發(fā)明實施例的用于定位接收機的頻率估計方法的流程示意圖；

圖3為根據(jù)本發(fā)明實施例的獲取相關(guān)值的過程示意圖；

圖4為根據(jù)本發(fā)明實施例的候選頻率樣本的頻率與初始?xì)埩糨d波頻率關(guān)系的示意圖；

圖5為根據(jù)本發(fā)明實施例的定位接收機的結(jié)構(gòu)示意圖之一；

圖6為根據(jù)本發(fā)明實施例的定位接收機結(jié)構(gòu)的示意圖之二。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

下面示例性地對本發(fā)明實施例所應(yīng)用的tc-ofdm系統(tǒng)進(jìn)行說明。

tc-ofdm系統(tǒng)是一種導(dǎo)航和通信信號融合的系統(tǒng)。圖1示例性地示出了tc-ofdm信號結(jié)構(gòu)。該tc-ofdm信號結(jié)構(gòu)包括信號幀和時隙結(jié)構(gòu)。tc-ofdm信號基于原始o(jì)fdm的數(shù)字廣播信號，導(dǎo)航信號包括兩個不同長度類型的prn碼。這兩個prn碼在相同頻帶中通過疊加被復(fù)用，并由數(shù)字廣播基站廣播發(fā)射。為了不影響通信，將tc-ofdm信號中的短碼插入每個數(shù)字廣播信號時隙的開頭，短碼的功率與數(shù)字廣播信號的強度一樣強，示例性地，長碼功率低于數(shù)字廣播信號20db。其中，prn碼率例如可以為5mhz，導(dǎo)航電文的數(shù)據(jù)速率例如可以為40hz。

第n個基帶信號時隙可以表示成以下形式：

其中，表示第n個基帶信號時隙；sofdm(·)表示ofdm信號；表示prn碼短碼；表示prn碼長碼；i表示基站編號；n表示時隙數(shù)量；t表示時間。

基于公式(1)，基站發(fā)射的射頻信號可以表示成以下形式：

其中，s⁽ⁱ⁾(t)表示基站發(fā)射的射頻信號；表示導(dǎo)航電文；fc表示載波頻率；θ表示初相位。

在實際應(yīng)用中，為了解決如何在確保高精度地估計頻率的同時縮短處理時間的技術(shù)問題，本發(fā)明實施例提供一種用于定位接收機的頻率估計方法。如圖2所示，該方法可以通過步驟s200至步驟s270來實現(xiàn)。

s200：接收基于時間的碼分多址-正交頻分復(fù)用tc-ofdm信號，其中，tc-ofdm信號包括載波頻率。

s210：對tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率。

在一些可選的實施例中，本步驟步驟具體可以包括：

s211：對tc-ofdm信號進(jìn)行濾波，得到數(shù)字零中頻信號。

其中，數(shù)字零中頻信號可以通過定位接收機的射頻模塊獲得。

s212：對數(shù)字零中頻信號進(jìn)行粗捕獲處理，得到粗碼相位。

具體地，本步驟可以包括：

步驟a1：選取數(shù)字零中頻信號時隙內(nèi)的最大和次最大相關(guān)值。

步驟a2：判斷最大和次最大相關(guān)值的比值是否大于閾值；若是，則執(zhí)行步驟a3；否則，執(zhí)行步驟a4。

步驟a3：獲取粗碼相位并進(jìn)行精細(xì)捕獲處理。

步驟a4：進(jìn)行捕獲操作。

其中，本發(fā)明實施例可以使用基于短碼caf(交叉模糊函數(shù))的粗捕獲方法來獲得粗碼相位。

圖3示例性地示出了獲取相關(guān)值的過程。其中，i(n)和q(n)表示輸入信號；i(n)和q(n)表示中間信號；cn-1......c0表示本地短碼產(chǎn)生器，n取正整數(shù)；n-1,n-2......,0表示短碼的位。

在粗捕獲過程中，相關(guān)值可以通過下式獲得：

其中，v(n)表示相關(guān)值；a(·)表示包含未知導(dǎo)航電文的信號幅度；rs(·)表示短碼的自相關(guān)函數(shù)；τ表示碼相位延遲；sinc(·)表示sinc函數(shù)；tcoh表示相干積分時間；fe表示殘留載波頻率；w(·)表示均值為0的高斯白噪聲。

s213：利用粗碼相位，對數(shù)字零中頻信號進(jìn)行長碼剝離處理，得到射頻數(shù)據(jù)。

示例性地，本步驟可以以粗碼相位為起始相位，生成本地長碼，將本地生成的長碼與數(shù)字零中頻信號相乘，以剝離長碼，得到n時長的射頻數(shù)據(jù)(也即載波信號)。其中，n根據(jù)fft分辨率(即快速傅里葉變換分辨率)來確定。舉例來說，通常，跟蹤環(huán)的寬度小于10hz。因此，可以考慮將fft分辨率設(shè)置為100hz。為了尋找到100hz分辨率，需要10ms剝離長碼后的射頻數(shù)據(jù)。

s214：對射頻數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率。

沿用上例，對n時長的射頻數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換，可以得到初始?xì)埩糨d波頻率。該初始?xì)埩糨d波頻率為粗頻率。

s220：以初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本。

在本步驟中，以初始?xì)埩糨d波頻率為中心，可以在頻域的左右兩個方向上，進(jìn)行頻率間隔劃分，得到非正交候選頻率函數(shù)序列，也就是多個候選頻率樣本。其中，每個候選頻率樣本為一對奇偶頻率樣本。

圖4示例性地示出了候選頻率樣本的頻率與初始?xì)埩糨d波頻率關(guān)系的示意圖。

如圖4所示，在一些可選的實施例中，本步驟具體可以包括：

s221：根據(jù)下式計算頻率分辨率：

fft_resolution＝fs/nfft；

其中，fft_resolution表示fft分辨率；fs表示采樣頻率；nfft表示進(jìn)行快速傅里葉運算時tc-ofdm信號的數(shù)量。

s222：根據(jù)fft分辨率，確定fft點間隔。

s223：以初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，確定候選頻率樣本的頻率：

其中，fm表示候選頻率樣本的頻率；finit表示初始?xì)埩糨d波頻率；δf表示候選頻率樣本頻率間隔；fd表示fft點間隔；m＝0,…,m-1；m表示候選頻率樣本的數(shù)量。

本步驟中，由于fos候選頻率比fft頻率有更高的分辨率，可以更好地實現(xiàn)去噪效果。所以，例如，可以考慮將候選頻率樣本頻率間隔設(shè)置為fft頻率的數(shù)量級。通常，跟蹤環(huán)的寬度小于10hz。因此，可以考慮將fft分辨率設(shè)置為100hz，將候選頻率樣本頻率間隔設(shè)置為10hz。所以，為了尋找到100hz分辨率，需要10ms剝離長碼后的射頻數(shù)據(jù)。

s224：基于候選頻率樣本的頻率，根據(jù)下式確定候選頻率樣本：

其中，p2m(n)、p2m+1(n)分別表示候選頻率樣本中的偶數(shù)樣本、奇數(shù)樣本；n表示時隙。

s230：從多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本；其中，m取正整數(shù)。

本發(fā)明實施例所采用的fos方法的目標(biāo)是通過從所有候選頻率樣本中選擇最佳基的樣本，來估計當(dāng)前時刻的殘留載波頻率。所以，本步驟從多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本，用于后續(xù)殘留載波頻率的估計。

s240：基于tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定m個候選頻率樣本的權(quán)值。

在一些可選的實施例中，本步驟具體可以包括：

s241：對m個候選頻率樣本進(jìn)行格拉姆施密特正交化處理，得到正交頻率序列。

本步驟利用格拉姆·施密特正交方法將非正交的候選頻率樣本處理成兩兩正交的函數(shù)序列。

s242：計算正交頻率序列的均方誤差，得到第一中間參數(shù)。

s243：將tc-ofdm信號的載波頻率與正交頻率序列相乘，再求平均，得到第二中間參數(shù)。

s244：將第二中間參數(shù)與第一中間參數(shù)之比確定為第三中間參數(shù)。

s245：將m個候選頻率樣本與正交頻率序列相乘，再求平均，得到第四中間參數(shù)。

s246：將第四中間參數(shù)與第一中間參數(shù)之比確定為第五中間參數(shù)。

s247：根據(jù)下式計算第六中間參數(shù)：

其中，vi表示第六中間參數(shù)，vm＝1；αir表示第五中間參數(shù)；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m。

s248：根據(jù)下式計算m個候選頻率樣本的權(quán)值：

其中，am表示m個候選頻率樣本的權(quán)值；gi表示第三中間參數(shù)。

下面以一優(yōu)選實施例來詳細(xì)說明得到m個候選頻率樣本的權(quán)值的過程。

s300：對m個候選頻率樣本進(jìn)行格拉姆施密特正交化處理，得到正交頻率序列。

s301：基于候選頻率樣本和正交頻率序列計算正交系數(shù)。

例如：可以通過下式來遞歸計算正交系數(shù)：

其中，m'取1,......,m；pm'(n)表示；表示pm'(n)與pr(n)相乘再求平均；wr(n)表示正交頻率序列；表示對wr(n)求取均方差；αm'r表示正交系數(shù)。

s302：基于候選頻率樣本和正交頻率序列構(gòu)建以下關(guān)系式：

其中，m'取1,......,m；pm'(n)表示；w(·)表示正交頻率序列，r取1,......,m，wm'(n)與wr(n)表示m'、r項的正交頻率，下角標(biāo)m'、r表示項數(shù)；αri表示正交系數(shù)，其與αm'r表示相同的物理意義，下角標(biāo)ri和m'r表示項數(shù)。

s303：基于tc-ofdm信號的載波頻率、候選頻率樣本、正交頻率序列和正交系數(shù)，根據(jù)下式來遞歸計算正交頻率序列的權(quán)值：

其中，y(n)表示tc-ofdm信號的載波頻率；表示對y(n)求平均；m取0,......m；gm表示正交頻率序列的權(quán)值。

s304：基于正交系數(shù)和正交頻率序列的權(quán)值，根據(jù)下式遞歸計算m個候選頻率樣本的權(quán)值：

其中，i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；gi表示正交頻率序列的權(quán)值，下角標(biāo)i表示項數(shù)；am表示m個候選頻率樣本的權(quán)值。

s250：根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差。

其中，頻率誤差是個變量，且與m有關(guān)。本發(fā)明實施例的目的是使得本步驟確定的頻率誤差最小。

s260：根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。

為了縮短處理時間，本發(fā)明實施例考慮確定盡可能少的候選頻率樣本，以此來進(jìn)行頻率估計。進(jìn)一步地，本發(fā)明實施例通過頻率誤差的均方差減少量來確定最下的頻率誤差。

在一些可選的實施例中，本步驟具體可以包括：

s261：計算頻率誤差的均方誤差。

s262：將第一中間參數(shù)與第三中間參數(shù)的平方之積，確定為均方誤差的減少量。

沿用前述例子，可以基于tc-ofdm信號的載波頻率、正交頻率序列及其權(quán)值和根據(jù)下式來確定均方誤差的減少量：

其中，y(n)表示tc-ofdm信號的載波頻率；gm表示正交頻率序列的權(quán)值；wm(m)表示正交頻率序列。

在實際應(yīng)用中，上式可以表示成以下形式來計算均方誤差的減少量：

其中，qm表示均方誤差的減少量。

s263：將減少量與減少量閾值進(jìn)行比較。

其中，減少量閾值可以通過以下方式來確定：將定位接收機接收到的接收碼與本地碼進(jìn)行相關(guān)處理，然后再求平均，得到某一個時刻的閾值結(jié)果。最后，將每個時刻的閾值結(jié)果相乘，再將各個乘積相加。最終，將相加后的結(jié)果除以時刻的個數(shù)，從而可以得到減少量閾值。在求取減少量閾值的過程中，需要確定選取多少個時刻的閾值結(jié)果進(jìn)行計算。所以，本發(fā)明實施例考慮fos確定閾值的方法。為此，在一些可選的實施例中，該減少量閾值可以通過以下任一方式確定：

(1)均方誤差與載波頻率的均方根值之比小于預(yù)設(shè)閾值，預(yù)設(shè)閾值滿足以下條件：允許利用快速正交搜索方法對定位接收機的殘留載波頻率進(jìn)行建模而拒絕對噪聲建模的頻率項；

(2)基于m，以使得適合構(gòu)建以下關(guān)系式：

其中，y(n)表示當(dāng)前時刻的殘留載波頻率；pm(n)表示候選頻率樣本；ε(n)表示頻率誤差；

(3)向關(guān)系式中添加一候選頻率樣本所產(chǎn)生的均方誤差減少量小于向關(guān)系式中添加一高斯白噪聲所產(chǎn)生的均方誤差減少量，其中，高斯白噪聲通過以下方式生成：使用一組和tc-ofdm信號不同的碼與tc-ofdm信號進(jìn)行相關(guān)處理。

s264：將滿足減少量小于減少量閾值時該均方誤差減少量的項數(shù)，確定為滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。

沿用前述例子，如果計算得到的q1大于減少量閾值，則繼續(xù)計算q2，如果q2小于減少量閾值，此時該減少量的項數(shù)為2，則確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量為2。

s270：基于該數(shù)量的候選頻率樣本及其權(quán)值，計算待估計頻率。

在一些可選的實施例中，本步驟具體可以包括：

s271：將數(shù)量的候選頻率樣本分別與其權(quán)值相乘；

s272：將各乘積進(jìn)行求和，得到待估計頻率。

本實施例基于選取的最佳候選頻率樣本，將各個最佳的候選頻率樣本分別與其權(quán)值相乘，再將各個乘積的結(jié)果相加。最后，將這個相加后的結(jié)果作為當(dāng)前時刻定位接收機接收到的實際的殘留載波頻率的估計頻率。從信號處理的角度來說，這一過程相當(dāng)于對定位接收機接收到的實際的殘留載波頻率進(jìn)行濾波而得到去噪的殘留載波頻率的過程。

綜上所述，本發(fā)明實施例通過對tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到多個候選頻率樣本，然后，基于tc-ofdm信號的載波頻率和候選頻率樣本，確定tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差，接著，確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量，最后，基于該數(shù)量的候選頻率樣本及其權(quán)值，計算待估計頻率。該方案實現(xiàn)了對tc-ofdm信號的載波頻率進(jìn)行去噪的過程，達(dá)到了平衡頻率估計精度與處理時間之間關(guān)系的目的，在確保高精度地估計頻率的同時縮短了處理時間，提高了捕獲效率，降低了硬件資源消耗。

基于與方法實施例相同的技術(shù)構(gòu)思，本發(fā)明實施例還提供一種定位接收機。該定位接收機可以執(zhí)行上述方法實施例。如圖5所示，該定位接收機可以包括：接收模塊51、處理模塊52、劃分模塊53、選取模塊54、第一計算模塊55、第一確定模塊56、第二確定模塊57和第二計算模塊58。其中，接收模塊51用于接收基于時間的碼分多址-正交頻分復(fù)用tc-ofdm信號，其中，tc-ofdm信號包括載波頻率。處理模塊52用于對tc-ofdm信號進(jìn)行處理，得到初始?xì)埩糨d波頻率。劃分模塊53用于以初始?xì)埩糨d波頻率為中心，進(jìn)行頻域間隔劃分，得到多個候選頻率樣本。選取模塊54用于從多個候選頻率樣本中選取m個候選頻率樣本；其中，m取正整數(shù)。第一計算模塊55用于基于tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，通過快速正交搜索方法，進(jìn)行遞歸計算，確定m個候選頻率樣本的權(quán)值。第一確定模塊56用于根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定tc-ofdm信號的載波頻率與待估計頻率之間的頻率誤差。第二確定模塊57用于根據(jù)tc-ofdm信號的載波頻率和m個候選頻率樣本，確定滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。第二計算模塊58用于基于數(shù)量的候選頻率樣本及其權(quán)值，計算待估計頻率。

在一些可選的實施例中，第一計算模塊具體可以包括：正交化單元、第一計算單元、第二計算單元、第三計算單元、第四計算單元、第五計算單元、第六計算單元和第七計算單元。其中，正交化單元用于對m個候選頻率樣本進(jìn)行格拉姆施密特正交化處理，得到正交頻率序列。第一計算單元用于計算正交頻率序列的均方誤差，得到第一中間參數(shù)。第二計算單元用于將tc-ofdm信號的載波頻率與正交頻率序列相乘，再求平均，得到第二中間參數(shù)。第三計算單元用于將第二中間參數(shù)與第一中間參數(shù)之比確定為第三中間參數(shù)。第四計算單元用于將m個候選頻率樣本與正交頻率序列相乘，再求平均，得到第四中間參數(shù)。第五計算單元用于將第四中間參數(shù)與第一中間參數(shù)之比確定為第五中間參數(shù)。第六計算單元用于根據(jù)下式計算第六中間參數(shù)：

其中，vi表示第六中間參數(shù)，vm＝1；αir表示第五中間參數(shù)；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m。第七計算單元用于根據(jù)下式計算m個候選頻率樣本的權(quán)值：

其中，am表示m個候選頻率樣本的權(quán)值；gi表示第三中間參數(shù)。

在一些可選的實施例中，第二確定模塊具體可以包括：第八計算單元、第九計算單元、比較單元和確定單元。其中，第八計算單元用于計算頻率誤差的均方誤差。第九計算單元用于將第一中間參數(shù)與第三中間參數(shù)的平方之積，確定為均方誤差的減少量。比較單元用于將減少量與減少量閾值進(jìn)行比較。確定單元用于將滿足減少量小于減少量閾值時該減少量的項數(shù)，確定為滿足頻率誤差最小的情況下候選頻率樣本的數(shù)量。

本發(fā)明實施例提供的定位接收機通過采用上述各個技術(shù)方案，達(dá)到了平衡頻率估計精度與處理時間之間關(guān)系的目的，在確保高精度地估計頻率的同時縮短了處理時間，提高了捕獲效率，降低了硬件資源消耗。

本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)能理解，如圖6所示，上述定位接收機實施例還可以還包括一些公知的部件，例如：處理器61、存儲器63、通信接口62和通信總線64等。其中，通信總線64可以是外設(shè)部件互連標(biāo)準(zhǔn)(peripheralcomponentinterconnect，簡稱pci)總線或擴(kuò)展工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)結(jié)構(gòu)(extendedindustrystandardarchitecture，簡稱eisa)總線等。該通信總線64可以分為地址總線、數(shù)據(jù)總線、控制總線等。為便于表示，圖中僅用一條粗線表示，但并不表示僅有一根總線或一種類型的總線。通信接口62用于上述定位接收機與其他設(shè)備之間的通信。存儲器63可以包括隨機存取存儲器(randomaccessmemory，簡稱ram)，也可以包括非易失性存儲器(non-volatilememory)，例如至少一個磁盤存儲器?？蛇x的，存儲器63還可以是至少一個位于遠(yuǎn)離前述處理器的存儲裝置。上述的處理器61可以是通用處理器，包括中央處理器(centralprocessingunit，簡稱cpu)、網(wǎng)絡(luò)處理器(networkprocessor，簡稱np)等；還可以是數(shù)字信號處理器(digitalsignalprocessing，簡稱dsp)、專用集成電路(applicationspecificintegratedcircuit，簡稱asic)、現(xiàn)場可編程門陣列(field－programmablegatearray，簡稱fpga)或者其他可編程邏輯器件、分立門或者晶體管邏輯器件、分立硬件組件。

需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關(guān)系術(shù)語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區(qū)分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關(guān)系或者順序。而且，術(shù)語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設(shè)備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設(shè)備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設(shè)備中還存在另外的相同要素。

本說明書中的各個實施例均采用相關(guān)的方式描述，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處。尤其，對于系統(tǒng)實施例而言，由于其基本相似于方法實施例，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見方法實施例的部分說明即可。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍內(nèi)。