本發(fā)明涉及信息與通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及聯(lián)合峰均比抑制與脈沖熄滅的OFDM系統(tǒng)脈沖干擾抑制技術(shù)。

背景技術(shù)：

正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種多載波調(diào)制技術(shù)，它可以有效地克服高速無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)通信帶來(lái)的頻率選擇性衰落。相對(duì)于單載波通信系統(tǒng)，OFDM系統(tǒng)具有頻譜利用率高、調(diào)制解調(diào)實(shí)現(xiàn)方便、信道均衡簡(jiǎn)單等諸多優(yōu)點(diǎn)，因此OFDM傳輸方案廣泛應(yīng)用于數(shù)字視頻廣播(DVB)、數(shù)字音頻廣播(DAB)、無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)、電力線(xiàn)通信系統(tǒng)(PLC)、第四代陸地移動(dòng)通信系統(tǒng)(LTE)與航空移動(dòng)通信系統(tǒng)(L-DACS)。

在OFDM接收機(jī)中，受無(wú)線(xiàn)傳播環(huán)境中脈沖干擾的影響，OFDM接收機(jī)接收到的信號(hào)常常包含脈沖噪聲。常見(jiàn)的脈沖噪聲包括：汽車(chē)點(diǎn)火噪聲、電力線(xiàn)脈沖噪聲、測(cè)距儀脈沖噪聲等。由于脈沖噪聲的統(tǒng)計(jì)特性與普通高斯白噪聲差異非常大，因此針對(duì)高斯白噪聲設(shè)計(jì)的常規(guī)OFDM接收機(jī)在脈沖干擾環(huán)境下性能顯著下降。針對(duì)脈沖噪聲對(duì)單載波通信系統(tǒng)性能的影響，Mathur A等人設(shè)計(jì)并分析了背景噪聲為Nakagami-m類(lèi)，脈沖噪聲為Middleton Class-A的PLC通信系統(tǒng)的比特差錯(cuò)性能；Tepedelenlioulu C等人分析給出了脈沖噪聲環(huán)境下空時(shí)塊編碼(STBC)多輸出多出系統(tǒng)的差錯(cuò)性能。Ghosh M研究指出相對(duì)于單載波通信系統(tǒng)，當(dāng)脈沖噪聲強(qiáng)度較低時(shí)，由于OFDM符號(hào)周期較長(zhǎng)，且接收機(jī)通過(guò)快速傅立葉變換(FFT)將脈沖噪聲的能量擴(kuò)散到多個(gè)子信道，因此OFDM系統(tǒng)具有更優(yōu)異的脈沖干擾抑制性能；但當(dāng)脈沖噪聲強(qiáng)度較高時(shí)，OFDM系統(tǒng)的性能將顯著下降。因此針對(duì)高強(qiáng)度脈沖干擾，開(kāi)展OFDM接收機(jī)脈沖干擾抑制方法研究至關(guān)重要。

針對(duì)脈沖干擾抑制方法的研究，Haffenden等人首次提出脈沖熄滅消除干擾的方法；針對(duì)脈沖熄滅方法，Zhidkov采用了伯努利～高斯模型對(duì)脈沖噪聲進(jìn)行建模，在AWGN信道下定量分析了OFDM接收機(jī)脈沖熄滅器輸出信噪比(SNR)的計(jì)算方法，并給出脈沖熄滅器最佳門(mén)限的設(shè)置方法，Zhidkov進(jìn)一步對(duì)比分析了非線(xiàn)性脈沖干擾抑制方法包括，脈沖熄滅，脈沖限幅，聯(lián)合脈沖熄滅與脈沖限幅；為應(yīng)用脈沖熄滅法消除脈沖干擾，Epple U等人提出一種脈沖干擾位置的檢測(cè)方法。為解決脈沖干擾統(tǒng)計(jì)特性未知時(shí)，OFDM接收機(jī)脈沖熄滅門(mén)限設(shè)置問(wèn)題，Epple U在AWGN信道環(huán)境下提出了基于信干噪比最大化準(zhǔn)則的自適應(yīng)門(mén)限設(shè)置方法，此外，假設(shè)接收機(jī)精確知曉脈沖噪聲出現(xiàn)的位置，Epple U在加性高斯白噪聲信道下分析給出脈沖熄滅OFDM接收機(jī)輸出信噪比的計(jì)算方法。以上傳統(tǒng)的非線(xiàn)性處理方法，并沒(méi)有考慮到由于OFDM信號(hào)具有較高的峰均比，在接收機(jī)門(mén)限檢測(cè)脈沖干擾位置時(shí)，具有一定的錯(cuò)誤檢測(cè)概率，對(duì)OFDM有用信號(hào)造成較大的損失，導(dǎo)致傳輸?shù)拿}沖熄滅，脈沖限幅方法在干擾抑制性能方面并不理想。

Khaled M.Rabie等人考慮OFDM信號(hào)的較高峰均比影響接收機(jī)脈沖干擾位置檢測(cè)的問(wèn)題，將傳統(tǒng)的峰均比抑制方法結(jié)合到脈沖熄滅法進(jìn)行干擾消除，包括選擇映射方案(SLM)，部分傳輸序列方法(PTS)，但是SLM和PTS具有較高運(yùn)算復(fù)雜度，并且，雖然能夠以較低的峰均比進(jìn)行傳輸，但是SLM和PTS算法本身會(huì)在一定程度上惡化OFDM系統(tǒng)的符號(hào)差錯(cuò)性能。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明是為了解決現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)脈沖干擾抑制的以下問(wèn)題：

1)、脈沖干擾嚴(yán)重惡化OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能；

2)、傳統(tǒng)非線(xiàn)性干擾消除方法錯(cuò)誤熄滅概率高，對(duì)OFDM有用信號(hào)造成損失大；

從而提出了一種聯(lián)合峰均比抑制與脈沖熄滅的OFDM系統(tǒng)脈沖干擾抑制的方法。

聯(lián)合峰均比抑制與脈沖熄滅的OFDM系統(tǒng)脈沖干擾抑制的方法，它包括以下步驟：

步驟A、在發(fā)射機(jī)對(duì)OFDM發(fā)射信號(hào)進(jìn)行峰均比抑制處理，具體為：

步驟A1、計(jì)算OFDM信號(hào)的峰均比，計(jì)算方法為：

其中，{s[n],n＝0,...,K-1}代表OFDM時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列，K代表OFDM子載波個(gè)數(shù)，E[·]代表求期望函數(shù)；

步驟A2、設(shè)置峰均比檢測(cè)門(mén)限T_h，峰均比低于或等于峰均比檢測(cè)門(mén)限T_h的發(fā)送序列直接傳輸，峰均比高于T_h的發(fā)送序列進(jìn)行擾碼處理；

其中，S＝[S₀,...,S_k,...,S_K-1]^T代表OFDM頻域發(fā)送信號(hào)矢量，s＝[s₀,...,s_n,...,s_K-1]^T代表OFDM時(shí)域發(fā)送信號(hào)矢量，x＝[x₀,...,x_n,...,x_K-1]^T代表峰均比擾碼后的OFDM時(shí)域發(fā)送信號(hào)矢量，F(xiàn)^-1代表IFFT變換矩陣，W＝diag(w₀,...,w_k,...,w_K-1)代表相位擾碼權(quán)值矩陣，W·W^H＝I_K×K，I_K×K代表K×K的單位矩陣；

步驟A3、迭代檢測(cè)步驟A2中擾碼后的發(fā)送序列x的峰均比，選擇低于T_h的序列發(fā)送；

步驟B、在接收機(jī)利用脈沖熄滅法消除脈沖干擾，具體為：

步驟B1、設(shè)置脈沖熄滅門(mén)限T_b；

步驟B2、在接收機(jī)利用脈沖熄滅門(mén)限T_b檢測(cè)接收采樣信號(hào)中的脈沖干擾，對(duì)高于脈沖熄滅門(mén)限T_b的樣值信號(hào)進(jìn)行脈沖熄滅：

其中，{r_n,n＝0,...,K-1}代表時(shí)域接收采樣信號(hào)序列，{y_n,n＝0,...,K-1}代表脈沖熄滅后的接收信號(hào)，{x_n,n＝0,...,K-1}代表具有較低峰均比的OFDM時(shí)域發(fā)送信號(hào)序列，代表脈沖熄滅法消除脈沖干擾后第n個(gè)接收信號(hào)y_n中包括的等效干擾項(xiàng)。

最優(yōu)脈沖熄滅門(mén)限T_opt的設(shè)置方法：

基于輸出信噪比最大化準(zhǔn)則的最優(yōu)脈沖熄滅門(mén)限計(jì)算為：

本發(fā)明具有以下特點(diǎn)和顯著進(jìn)步：

1、本發(fā)明在發(fā)射機(jī)采用的峰均比抑制方法可將OFDM發(fā)射信號(hào)有效控制在檢測(cè)門(mén)限以下，有效降低OFDM傳輸信號(hào)的峰均比，該方法對(duì)OFDM系統(tǒng)差性能不會(huì)造成損失，并且該方法容易實(shí)現(xiàn)，算法復(fù)雜度低。

2、本發(fā)明在接收機(jī)利用脈沖熄滅消除脈沖干擾，聯(lián)合發(fā)射機(jī)峰均比抑制方法，具有較低的峰均比的發(fā)射信號(hào)可有效降低脈沖干擾錯(cuò)誤熄滅概率，從而提升OFDM系統(tǒng)鏈路傳輸可靠性，并且基于最大輸出信噪比的脈沖熄滅門(mén)限與峰均比抑制門(mén)限有關(guān)。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明中低峰均比OFDM發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明中脈沖熄滅OFDM接收機(jī)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3是本發(fā)明中峰均比抑制方法實(shí)現(xiàn)流程圖；

圖4是本發(fā)明中OFDM信號(hào)峰均比的CCDF仿真示意圖；

圖5本發(fā)明所設(shè)計(jì)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)錯(cuò)誤熄滅概率分布函數(shù)仿真示意圖；

圖6脈沖熄滅OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能曲線(xiàn)仿真示意圖；

圖7峰均比檢測(cè)門(mén)限對(duì)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能的影響仿真示意圖；

具體實(shí)施方式

具體實(shí)施方式一、本發(fā)明的設(shè)計(jì)思想為：為提升脈沖噪聲環(huán)境中高強(qiáng)度脈沖噪聲惡化OFDM鏈路傳輸可靠性的問(wèn)題，在接收機(jī)采用脈沖熄滅法抑制脈沖干擾，提高OFDM系統(tǒng)傳輸性能；為降低OFDM信號(hào)較高的峰均比導(dǎo)致接收機(jī)脈沖熄滅門(mén)限干擾檢測(cè)失誤率較高的問(wèn)題，在發(fā)射機(jī)通過(guò)門(mén)限檢測(cè)采用迭代擾碼對(duì)OFDM信號(hào)進(jìn)行峰均抑制，使得OFDM信號(hào)發(fā)射信號(hào)以較低的峰均比進(jìn)行傳輸，降低脈沖熄滅門(mén)限檢測(cè)干擾失誤率。

圖1給出本發(fā)明低峰均比OFDM發(fā)射機(jī)。比特發(fā)送序列I經(jīng)過(guò)調(diào)制器生成調(diào)制符號(hào)分組S＝[S₀,...,S_k,...,S_K-1]^T，其中，調(diào)制符號(hào)分組S經(jīng)過(guò)IFFT完成OFDM調(diào)制，IFFT輸出時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列s＝[s₀,...,s_n,...,s_K-1]^T表示為：

s＝F^-1·S (1)

為抑制OFDM較高的峰均比，利用本發(fā)明所設(shè)計(jì)峰均比抑制方法對(duì)OFDM信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理，峰均比抑制后的OFDM時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列表示為x：

式(2)表明，當(dāng)檢測(cè)到峰均比低于門(mén)限T_h時(shí)，該發(fā)送序列不做處理直接輸出，當(dāng)檢測(cè)到峰均比高于門(mén)限T_h時(shí)，擾碼器生成相位權(quán)值矩陣W＝diag(w₀,...,w_k,...,w_K-1)，原OFDM頻域發(fā)送符號(hào)矢量乘上相位權(quán)值矩陣W，然后再進(jìn)行檢測(cè)，重復(fù)此過(guò)程使得時(shí)域發(fā)送序列峰均比低于門(mén)限。

預(yù)處理后的OFDM時(shí)域發(fā)送符號(hào)x添加循環(huán)前綴后，經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號(hào)x(t)，模擬基帶信號(hào)進(jìn)一步通過(guò)射頻前端轉(zhuǎn)換為射頻信號(hào)，并通過(guò)天線(xiàn)送入信道。

圖2給出了脈沖熄滅OFDM接收機(jī)。射頻前端接收到的模擬基帶信號(hào)r(t)表示為：

r(t)＝x(t)+n(t)+i(t) (3)

其中，x(t)代表模擬基帶發(fā)射信號(hào)，n(t)代表信道輸入高斯白噪聲，i(t)代表接收機(jī)接收到的脈沖噪聲。r(t)經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換為接收采樣信號(hào)r表示為：

r＝x+n+i (4)

其中，x＝[x₀,...,x_n,...,x_K-1]^T代表峰均比抑制后的時(shí)域OFDM發(fā)送符號(hào)矢量，n＝[n₀,...,n_n,...,n_K-1]^T代表信道輸入高斯白噪聲矢量，其中n_n代表復(fù)高斯隨機(jī)變量i＝[i₀,...,i_n,...,i_K-1]^T代表脈沖噪聲矢量，i_n建模為伯努利～復(fù)高斯脈沖噪聲模型，

i_n＝b_n·g_n (5)

其中，b_n為伯努利隨機(jī)變量，脈沖噪聲出現(xiàn)概率表示為Pr(b_n＝1)＝p，g_n建模為復(fù)高斯隨機(jī)變量

接收采樣信號(hào)進(jìn)一步送入脈沖熄滅單元進(jìn)行脈沖干擾抑制，脈沖熄滅器輸出信號(hào)矢量y＝[y₀,...,y_n,...,yK_-1]^T，其中y_n表示為：

其中，T_b為脈沖熄滅門(mén)限，代表脈沖熄滅法消除脈沖干擾后第n個(gè)接收信號(hào)y_n中包括的等效干擾項(xiàng)。

脈沖熄滅器輸出信號(hào)矢量y通過(guò)FFT完成OFDM解調(diào)，F(xiàn)FT輸出頻域觀測(cè)信號(hào)矢量Y：

Y＝F·y (7)

頻域觀測(cè)信號(hào)矢量Y通過(guò)相位補(bǔ)償?shù)玫筋l域發(fā)送符號(hào)矢量的估計(jì)值Z表示為：

Z＝W^H·Y (8)

頻域發(fā)送符號(hào)矢量的估計(jì)值Z經(jīng)過(guò)解調(diào)器得到比特發(fā)送序列的估計(jì)值

圖3給出本發(fā)明設(shè)計(jì)峰均比抑制方法實(shí)現(xiàn)流程圖，比特發(fā)送序列經(jīng)過(guò)數(shù)字調(diào)制得OFDM頻域發(fā)送符號(hào)序列，OFDM頻域發(fā)送符號(hào)序列進(jìn)一步經(jīng)過(guò)IFFT完成OFDM調(diào)制生成OFDM時(shí)域符號(hào)序列，利用設(shè)置的門(mén)限檢測(cè)OFDM時(shí)域符號(hào)序列的峰均比，當(dāng)檢測(cè)到峰均比低于設(shè)置的門(mén)限時(shí)，該符號(hào)直接進(jìn)行發(fā)送，當(dāng)檢測(cè)到峰均比低于設(shè)置的門(mén)限時(shí)，OFDM頻域發(fā)送符號(hào)與隨機(jī)生成的相位權(quán)值相乘，變形后頻域發(fā)送符號(hào)序列重新送入IFFT單元，然后再進(jìn)行峰均比檢測(cè)，重復(fù)上述步驟，最終發(fā)送出去OFDM符號(hào)序列的峰均比均小于設(shè)置的門(mén)限，實(shí)際上，少量的迭代次數(shù)即可達(dá)到門(mén)限以下。

此外，由OFDM信號(hào)峰均比的互補(bǔ)累積概率分布函數(shù)(CCDF)可知，具有較高峰均比的概率小，例如從圖4觀察可知，傳統(tǒng)OFDM信號(hào)的峰均比超過(guò)9dB的概率約為0.05，超過(guò)8dB的概率約為0.2，因此本身已經(jīng)具有較低峰均比的OFDM信號(hào)占有較大概率，在本發(fā)明所述方法中對(duì)于檢測(cè)門(mén)限以下的OFDM信號(hào)不加處理，而只針對(duì)具有小概率的峰均比高于檢測(cè)門(mén)限的OFDM信號(hào)進(jìn)行迭代擾碼處理，相較于SLM對(duì)每個(gè)OFDM信號(hào)均處理的方法，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的通過(guò)門(mén)限檢測(cè)采用迭代擾碼的方法具有更低的算法復(fù)雜度，并且門(mén)限檢測(cè)法易于實(shí)現(xiàn)。

圖4給出本發(fā)明OFDM信號(hào)峰均比概率分布函數(shù)，橫軸代表峰均比的dB形式，縱軸代表OFDM信號(hào)峰均比的概率分布函數(shù)，仿真采用子載波個(gè)數(shù)為128，調(diào)制方式為QPSK。OFDM符號(hào)峰均比超出某一特定值λ的概率分布函數(shù)表示為：

P₀{PAPR>λ}＝1-(1-e^-λ)^K (9)

其中，K為OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，假設(shè)在OFDM接收機(jī)采用門(mén)限Th進(jìn)行檢測(cè)，峰均比超出門(mén)限Th的OFDM符號(hào)序列，經(jīng)過(guò)u次迭代后峰均比的概率分布函數(shù)表示為：

P_c{PAPR>λ}＝(1-(1-e^-λ)^K)^u (10)

則峰均比抑制后的OFDM時(shí)域發(fā)送符號(hào)的峰均比的概率分布函數(shù)表示為：

圖4中共有5條曲線(xiàn)，分別代表代表傳統(tǒng)OFDM發(fā)射發(fā)送的OFDM時(shí)域符號(hào)序列的峰均比的CCDF和本發(fā)明所設(shè)計(jì)方案峰均比檢測(cè)門(mén)限設(shè)置為7dB，7.5dB，8dB,8.5dB時(shí)，通過(guò)門(mén)限檢測(cè)采用迭代擾碼處理后的OFDM符號(hào)序列的峰均比的CCDF，仿真結(jié)果表明，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的峰均比抑制方法可有效降低OFDM發(fā)送符號(hào)序列的峰均比至門(mén)限以下。

圖5給出脈沖熄滅OFDM接收機(jī)錯(cuò)誤熄滅概率分布函數(shù)，橫軸代表脈沖熄滅門(mén)限值，縱軸代表錯(cuò)誤熄滅概率。脈沖熄滅OFDM接收機(jī)錯(cuò)誤熄滅概率分布函數(shù)定義為：

P_eb＝P(A_r＝|y_n|>T_b|b_n＝0) (12)

即：接收采樣信號(hào)不包含脈沖干擾但由于其幅值超過(guò)脈沖熄滅檢測(cè)門(mén)限而被錯(cuò)誤熄滅的概率。

圖5中包含五條曲線(xiàn)，分別表示脈沖噪聲出現(xiàn)概率為p＝0.2時(shí)，傳統(tǒng)脈沖熄滅的錯(cuò)誤熄滅概率和峰均比抑制門(mén)限設(shè)置為T(mén)h＝7dB,7.5dB,8dB,8.5dB時(shí)的錯(cuò)誤熄滅概率，從圖中可以看出，具有較小的峰均比的OFDM發(fā)送符號(hào)序列具有較小的錯(cuò)誤熄滅概率。

圖6給出了峰均比檢測(cè)門(mén)限對(duì)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比的影響，其中橫縱代表脈沖熄滅門(mén)限，縱軸代表OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比。仿真參數(shù)設(shè)置為：OFDM子載波個(gè)數(shù)為128，調(diào)制方式為QPSK，信噪比為30dB，信干比為-25dB，脈沖干擾出現(xiàn)概率p＝0.1，AWGN信道。

圖6中共有5條曲線(xiàn)，分別代表傳統(tǒng)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比和峰均比檢測(cè)門(mén)限設(shè)置為6dB、7dB、7.5dB、8dB時(shí)的脈沖熄滅OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比。仿真結(jié)果表明，隨著峰均比檢測(cè)門(mén)限的降低，脈沖熄滅OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比越大，這是由于峰均比檢測(cè)門(mén)限越小，OFDM信號(hào)發(fā)送符號(hào)序列具有更小的峰均比，脈沖干擾錯(cuò)誤熄滅的概率越小，進(jìn)而脈沖熄滅對(duì)OFDM有用信號(hào)造成的損失越小，因此隨著峰均比檢測(cè)門(mén)限降低OFDM接收機(jī)解調(diào)器具有較高的輸出信噪比。但是，脈沖熄滅OFDM接收機(jī)輸出信噪比并不會(huì)隨著峰均比檢測(cè)門(mén)限的降低而無(wú)限增大，當(dāng)檢測(cè)門(mén)限取值設(shè)置極小時(shí)，峰值功率趨近于OFDM信號(hào)平均功率，此時(shí)脈沖熄滅門(mén)限檢測(cè)干擾失誤率將會(huì)達(dá)到極限，因此OFDM接收機(jī)解調(diào)器輸出信噪比不會(huì)無(wú)限增大。此外，隨著峰均比檢測(cè)門(mén)限的取值變小，需要擾碼處理的OFDM信號(hào)的概率越大，并且迭代次數(shù)會(huì)越多，算法復(fù)雜度也會(huì)上升。

圖7給出了脈沖熄滅OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能曲線(xiàn)，其中橫軸表示脈沖熄滅門(mén)限，縱軸表示符號(hào)差錯(cuò)概率，仿真參數(shù)設(shè)置為：OFDM子載波個(gè)數(shù)為128，調(diào)制方式為QPSK，信噪比為信干比為-25dB，峰均比檢測(cè)門(mén)限為7dB，AWGN信道。

圖7中共包含四組曲線(xiàn)，分別代表脈沖干擾出現(xiàn)概率為0.05、0.1、0.15、0.2時(shí)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)的符號(hào)差錯(cuò)性能曲線(xiàn)，其中藍(lán)色四條曲線(xiàn)代表傳統(tǒng)脈沖熄滅OFDM接收機(jī)的符號(hào)差錯(cuò)性能曲線(xiàn)，紅色曲線(xiàn)代表本發(fā)明所設(shè)計(jì)聯(lián)合峰均比抑制與脈沖熄滅的OFDM接收機(jī)符號(hào)差錯(cuò)性能曲線(xiàn)。對(duì)比圖中兩組曲線(xiàn)表明，本發(fā)明所設(shè)計(jì)方法具有更低的最優(yōu)脈沖熄滅門(mén)限，并且在最優(yōu)脈沖熄滅門(mén)限的設(shè)置下，OFDM接收機(jī)具有更優(yōu)的符號(hào)差錯(cuò)性能。驗(yàn)證了本發(fā)明所設(shè)計(jì)方法的有效性。

該發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)為：在峰均比抑制階段，在發(fā)射機(jī)通過(guò)門(mén)限檢測(cè)采用迭代擾碼處理的方法，根據(jù)相位擾碼權(quán)值W的設(shè)置，該方法是一種無(wú)損的OFDM發(fā)射信號(hào)預(yù)處理方法，能夠以較低的峰均比發(fā)射傳輸且不會(huì)降低OFDM系統(tǒng)符號(hào)差錯(cuò)性能，并且算法實(shí)現(xiàn)容易，較于經(jīng)典SLM具有更低的復(fù)雜度；在接收機(jī)干擾消除階段給出脈沖熄滅最優(yōu)熄滅門(mén)限設(shè)置方法，相對(duì)于傳傳統(tǒng)脈沖熄滅方法來(lái)說(shuō)，可以更準(zhǔn)確地檢測(cè)到脈沖干擾位置，顯著降低接收機(jī)干擾消除階段錯(cuò)誤熄滅概率，提升脈沖干擾環(huán)境中OFDM系統(tǒng)的符號(hào)差錯(cuò)性能。