專利名稱：無線通信裝置以及跳頻方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將多個信道頻分復(fù)用發(fā)送的無線通信裝置以及跳頻方法。
背景技術(shù)：
作為成為LTE (Long Term Evolution,長期演進(jìn))的后繼的移動通信系統(tǒng)， 在3GPP(Generation Partnership ftx)ject，第三代合作伙伴計劃)中正在研究高級 LTE(LTE-advanced)的標(biāo)準(zhǔn)化。在高級LTE中，作為上行線路(UL=Uplink)無線訪問方式， 決定采用在LTE中也被采用的使用DFT (Discrete Fourier ^Transform，離散傅立葉變換) 預(yù)編碼的 DFT 擴(kuò)頻(spread) OFDM(DFT-S-OFDM)或者 SC-FDMA(Single-carrier Frequency Division Multiple Access，單載波頻分多址)。在使用SC-FDMA的LTE的UL傳輸中，為了在保持能夠?qū)崿F(xiàn)高覆蓋的發(fā)送信號的低 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰值平均功率比)特性的同時改善傳輸質(zhì)量，作為傳輸數(shù)據(jù)信號以及控制信號的UL物理信道(物理上行共享信道(PUSCH =Physical Uplink Shared Channel)、物理上行控制信道(PUCCH =Physical Uplink Control Channel))的頻率資源分配以及映射方法，采用以下的方法。[關(guān)于 PUSCH]將進(jìn)行了 DFT擴(kuò)頻的各終端裝置(User Equipment，以下簡稱為“終端”或 “UE”)的數(shù)據(jù)信號(或者控制信號，或者對數(shù)據(jù)信號和控制信號進(jìn)行了復(fù)用的信號)局部 (localized)映射到PUSCH區(qū)域的連續(xù)頻帶中。進(jìn)而，還有將映射到PUSCH區(qū)域的連續(xù)頻帶中的信號，在PUSCH區(qū)域中通過將1子幀分為兩個所構(gòu)成的兩個的前半時隙與后半時隙中進(jìn)行跳頻(時隙間跳頻)的資源分配方法。[關(guān)于 PUCCH]通過CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation，十亙定巾畐度零自才目關(guān)) 序列進(jìn)行了擴(kuò)頻的控制信號，在定義于系統(tǒng)頻帶的兩端的PUCCH區(qū)域中通過將1子幀分為兩個所構(gòu)成的兩個的前半時隙與后半時隙中進(jìn)行跳頻(時隙間跳頻)。[關(guān)于 PUCCH 以及 PUSCH]各終端將映射數(shù)據(jù)信號等的PUSCH和映射控制信號的PUCCH不進(jìn)行同時發(fā)送。即， 將PUSCH和PUCCH不進(jìn)行頻率復(fù)用發(fā)送。因此，在控制信號與數(shù)據(jù)信號同時產(chǎn)生的情況下， 采用將兩個信號復(fù)用而成為了一個信號序列后，進(jìn)行DFT擴(kuò)頻，并映射到PUSCH區(qū)域的連續(xù)頻帶的方法。如上所述，LTE的UL物理信道中的頻率資源分配以及映射方法(1)通過將信號局部映射到連續(xù)頻帶中，維持UL的SC-FDMA信號的低PAI^R特性；并且(2)通過使用時隙間跳頻，能夠提高頻率分集效應(yīng)和其他小區(qū)干擾抑制效果。例如，專利文獻(xiàn)1中公開了以LTE中的UL SC-FDMA方式為對象的、上行物理信道 (上行鏈路控制信道、上行鏈路共享信道等)中的時隙間跳頻方法。
但是，由于上述的PUSCH以及PUCCH的頻率資源分配、映射方法中的限制的影響， 存在著UL的頻率資源分配的靈活性低的問題等，因此在高級LTE的UL SC-FDMA傳輸中，正在研究以下方法(參照非專利文獻(xiàn)1以及非專利文獻(xiàn)2)。[關(guān)于 PUCCH 以及 PUSCH]將映射數(shù)據(jù)信號等的PUSCH和映射控制信號(例如L1/L2控制信號)的PUCCH同時發(fā)送的方法。即，將每個終端的PUSCH和PUCCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的方法。圖1中表示一例將PUSCH和PUCCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的終端的、1子幀內(nèi)的PUCCH 以及PUSCH的時間-頻率資源映射。映射控制信號的PUCCH在時隙間從系統(tǒng)頻帶的兩端跳頻。另一方面，通過在PUCCH區(qū)域中插入的PUSCH區(qū)域中，映射數(shù)據(jù)信號等的PUSCH被分配給在1子幀內(nèi)頻率方向以及時間方向上連續(xù)的資源，由此實現(xiàn)PUSCH和PUCCH的同時發(fā)送。由此，能夠避免在同時產(chǎn)生了控制信號以及數(shù)據(jù)信號的情況下的LTE的UL物理信道中的映射方法，即對于通過復(fù)用兩方的信號而生成的信號序列實施了 DFT擴(kuò)頻后，映射到PUSCH的連續(xù)頻帶的方法中的以下問題。S卩，能夠避免如下問題在同時產(chǎn)生了控制信號和數(shù)據(jù)信號的情況下，對它們進(jìn)行復(fù)用并映射到PUSCH區(qū)域中，由此，(1)控制信號未被映射到所分配的PUCCH中，因此PUCCH 的資源利用效率降低，以及O)PUSCH的頻率資源內(nèi)能夠傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量減少，因此數(shù)據(jù)的吞吐量降低。現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)1 特開2009-49541號公報非專利文獻(xiàn)非專利文獻(xiàn)1:3GPP TR 36.814 v. 1. 0. 0, "Further Advancements for E-UTRA Physical Layer Aspects, "March. 2009非專利文獻(xiàn)2:Rl-090611,"Concurrent PUSCH and PUCCH transmissions, "3GPP RAN WGl #56, Feb 2009非專禾Ij文獻(xiàn) 3 :3GPP TS 36.211 v. 8. 9. 0, "Physical Channels and Modulation(Release 8), "December. 2009

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題但是，在使用了上述以往技術(shù)的情況下，在1子幀(lTTlCTransmission Time hterval，傳輸時間間隔))內(nèi)，PUCCH的時隙間的映射位置發(fā)生變化，由此時域的發(fā)送信號波形的瞬時功率分布特性(例如，PAPR的互補累積分布函數(shù)((XDF Complementary Cumulative Distribution Function)特性)在時隙間發(fā)生變化。因此，產(chǎn)生這樣的課題 在前半時隙與后半時隙中，由功率放大器(PA=Power Amplifier)的輸入輸出特性的非線性起因而產(chǎn)生的發(fā)送信號的失真特性發(fā)生變化。以下對上述問題進(jìn)行補充。為了避免由PA的輸入輸出特性的非線性產(chǎn)生的發(fā)送信號的失真并且提高PA的功效，一般而言，從PA的輸入輸出特性的線性-非線性區(qū)域的變化點起，根據(jù)發(fā)送信號波形的瞬時功率變動幅度，在留了余量后的某個值(動作點)附近使PA動作較為理想(參照圖2)。但是，在使用了上述以往技術(shù)的情況下，由于頻域中的PUCCH的映射位置在前半時隙與后半時隙是不同的，所以如圖2所示，產(chǎn)生與前半時隙(時隙#0)中的發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率變動幅度相比，后半時隙(時隙#1)中的發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率變動幅度變大的情況(例如，PAPR的CCDF為( = ΙΟ"2)的PAPR的值變大的情況)。其結(jié)果，在前半時隙和后半時隙中，發(fā)送SC-FDMA信號的失真特性發(fā)生變化。例如，如圖2所示，在前半時隙的瞬時功率變動幅度小，后半時隙的瞬時功率變動幅度大的情況下，與前半時隙的發(fā)送SC-FDMA信號的失真比較，后半時隙的發(fā)送SC-FDMA信號的失真大。上述中，在1子幀(ITTI)內(nèi)使用相同的發(fā)送格式(例如使用相同的 MCS (Modulation and channel Coding Scheme，調(diào)制和信道編碼方式)集或者發(fā)送功率指令等由基站裝置(以下簡稱為“基站”)指示的某個發(fā)送功率控制值)，使AMC (Adaptive Modulation and Coding，自適應(yīng)調(diào)制和編碼)控制或者發(fā)送功率控制進(jìn)行動作以滿足某個所需質(zhì)量的情況下，產(chǎn)生以下課題接收質(zhì)量因后半時隙的SC-FDMA信號的失真特性而產(chǎn)生劣化，不能滿足所需質(zhì)量，無法正確接收由兩個時隙構(gòu)成的1子幀整體的數(shù)據(jù)信號。在 LTE中，利用對下行線路(DL=Down Link)的每個子幀通知的下行線路控制信道(PDCCH Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道)的指示，控制UL的由兩個時隙構(gòu)成的整個1子幀的發(fā)送格式(MCS集或者發(fā)送功率控制值)。因此，如果考慮時隙間的 SC-FDMA信號的失真特性的變化，終端對每個時隙改變MCS集，則基站無法正確識別UL的每個時隙的發(fā)送格式，有可能無法正確接收整個1子幀的數(shù)據(jù)信號。并且，在無法正確接收整個1子幀的數(shù)據(jù)信號的情況下，牽扯出產(chǎn)生重發(fā)、產(chǎn)生延遲等問題。另外，在使用PA的同時并用補償PA的非線性失真的預(yù)失真的情況下，若在前半時隙與后半時隙中SC-FDMA的失真特性發(fā)生變化，則還會產(chǎn)生前半時隙中的預(yù)失真的最佳控制在后半時隙中不成立的問題。本發(fā)明的目的在于，提供在頻分復(fù)用多個信道的情況下能夠抑制發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率分布特性的變化的無線通信裝置以及跳頻方法。解決問題的方案本發(fā)明的無線通信裝置采用的結(jié)構(gòu)包括配置單元，在以規(guī)定的發(fā)送格式傳輸?shù)牡谝粫r隙以及第2時隙的頻率資源中配置第一信道的信號，并且在從所述第一時隙的頻率資源中配置所述第一信道的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔的頻率資源中配置第2信道的信號；傅立葉逆變換單元，對所述第一信道以及所述第2信道中所配置的信號進(jìn)行離散傅立葉逆變換(IDFT Jnverse Discrete Fourier Transform)或者快速傅立葉逆變換 (IFFT =InverseFast Fourier ^Transform)，所述配置單元通過維持所述規(guī)定的頻率間隔， 并且在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地進(jìn)行頻移，將所述第一信道以及所述第2信道的信號配置到所述第2時隙的頻率資源中，使所述第一信道以及所述第2信道在所述第一時隙和所述第2時隙間進(jìn)行跳頻。本發(fā)明的跳頻方法包括配置步驟，在以規(guī)定的發(fā)送格式傳輸?shù)牡谝粫r隙以及第 2時隙的頻率資源中配置第一信道的信號，并且在從所述第一時隙的頻率資源中配置所述第一信道的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔的頻率資源中配置第2信道的信號；變換步驟，對所述第一信道以及所述第2信道中所配置的信號進(jìn)行離散傅立葉逆變換(IDFT Inverse Discrete Fourier Transform)或者快速傅立葉逆變換(IFFT Inverse Fast Fourier Transform)，在所述配置步驟中，通過維持所述規(guī)定的頻率間隔，并且在IDFT或 IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地進(jìn)行頻移，將所述第一信道以及所述第2信道的信號配置到所述第2時隙的頻率資源中，使所述第一信道以及所述第2信道的信號在所述第一時隙和所述第2時隙間進(jìn)行跳頻。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，通過頻分復(fù)用并發(fā)送多個信道，能夠抑制頻率利用效率以及吞吐量的下降，在以規(guī)定的發(fā)送格式(MCS集或者發(fā)送功率控制值)傳輸?shù)囊?guī)定時間區(qū)間中，能夠抑制發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率分布特性的變化。


圖1是用于說明PUCCH和PUSCH的同時發(fā)送(頻分復(fù)用發(fā)送)的圖。圖2是表示時隙間發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率變動幅度發(fā)生變化的情形的圖。圖3是表示本發(fā)明實施方式1的基站的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖4是表示實施方式1的終端的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖5是表示一例“時隙間跳頻模式#1”的圖。圖6是用于說明頻率間隔的定義的圖。圖7是表示一例頻分復(fù)用的信道數(shù)為3以上的情況下的時隙間跳頻模式的圖。圖8是表示將具有不同統(tǒng)計性質(zhì)的信號進(jìn)行了頻分復(fù)用的例子的圖。圖9是表示一例進(jìn)行時隙間跳頻的情況下的控制步驟的時序圖。圖10是表示另一例進(jìn)行時隙間跳頻的情況下的控制步驟的時序圖。圖11是表示另一例進(jìn)行時隙間跳頻的情況下的控制步驟的時序圖。圖12是表示另一例進(jìn)行時隙間跳頻的情況下的控制步驟的時序圖。圖13是用于說明循環(huán)頻移量的通知方法的時序圖。圖14是用于說明循環(huán)頻移量的通知方法的時序圖。圖15是表示一例“時隙間跳頻模式#2” (每單位頻帶的PUCCH(兩個PUCCH)的頻分復(fù)用)的圖。圖16是表示另一例“時隙間跳頻模式#2” (每單位頻帶的PUSCH(兩個PUSCH)的頻分復(fù)用)的圖。圖17是表示又一例“時隙間跳頻模式#2” (PUCCH在不同單位頻帶間進(jìn)行時隙間跳頻的情況)的圖。圖18是表示--例‘‘時隙間跳頻模式#3’’的圖。
圖19是表示--例‘‘時隙間跳頻模式#4，’的圖。
圖20是表示--例‘‘時隙間跳頻模式#5’’的圖。
圖21是表示--例‘‘時隙間跳頻模式#6，’的圖。
圖22是表示-一例‘‘時隙間跳頻模式#8，’的圖。圖23是表示實施方式1的終端的其他結(jié)構(gòu)的圖。圖M是表示一例多個信道被映射到連續(xù)的頻率資源的情況下的時隙間跳頻模式的圖。圖25是表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-0”的圖。圖沈是表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-1”的、距離系統(tǒng)頻帶兩端以及系統(tǒng)頻帶的中心頻率的頻率距離和頻率間隔B以及頻率間隔B的最大值(閾值)的對應(yīng)表的圖。圖27是表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”的圖。圖28是表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”的、距離系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離和頻率間隔B(或頻率間隔B的最大值)的對應(yīng)表的圖。圖四是表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-3”的圖。圖30是表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-3”的、距離系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離、頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率、以及頻率間隔B(頻率間隔B的最大值)的對應(yīng)表的圖。圖31是表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-3”的、距離系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離、構(gòu)成頻分復(fù)用信號的多個信道中的任一個信道的發(fā)送功率、以及頻率間隔B (頻率間隔B的最大值)的對應(yīng)表的圖。圖32是表示配置PUCCH的頻率資源的資源號m與物理信道資源的位置之間的對應(yīng)關(guān)系的圖。
圖33是表示一例“時隙間跳頻模式#9”的圖。 圖34是表示另一例“時隙間跳頻模式#9”的圖。 圖35是表示一例作為比較對照的時隙間跳頻模式的圖。 圖36是表示一例“時隙間跳頻模式#10”的圖。 圖37是表示另一例“時隙間跳頻模式#10”的圖。
圖38是表示本發(fā)明的實施方式4的校正項以及跳頻頻帶內(nèi)的循環(huán)頻移量的圖。 圖39是表示一例“時隙間跳頻模式#11”的圖。 圖40是表示一例“時隙間跳頻模式#12”的圖。 圖41是表示一例“時隙間跳頻模式#13”的圖。 圖42是用于實現(xiàn)基于“時隙間跳頻模式#13”的時隙間跳頻的流程圖。 圖43是表示一例“時隙間跳頻模式#14”的圖。 圖44是表示一例“時隙間跳頻模式#15”的圖。 標(biāo)號說明 100基站
101,201發(fā)送接收天線端口 102,202無線接收處理單元 103 SC-FDMA信號解碼單元
104、204解碼單元
105、205信道解碼單元 106質(zhì)量測量單元
107跳頻控制單元
108調(diào)度單元
109控制信息生成單元
8
111-1,111-2,209-1,209-2 調(diào)制單元112 OFDM信號調(diào)制單元113,215無線發(fā)送處理單元200,200A 終端203 OFDM信號解調(diào)單元206控制信息提取單元207控制單元210 DFT 單元211擴(kuò)頻單元212映射單元213 IFFT 單元214 CP插入單元216頻譜分割單元
具體實施例方式以下，參照附圖詳細(xì)地說明本發(fā)明的實施方式。本發(fā)明的發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，在將PUCCH、PUSCH等多個信道進(jìn)行頻分復(fù)用，并且使這些信道進(jìn)行時隙間跳頻的情況下，如果能夠?qū)⑻l方法對頻分復(fù)用后的信號的時間波形(多個信道的合成時間波形)的變化產(chǎn)生的影響僅限定于相位分量，則在時隙間發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)不發(fā)生變化，進(jìn)而完成了本發(fā)明。另外，在以下的說明中，在通過將1子幀分為兩個而構(gòu)成的兩個時隙中，將前半時隙稱為第1時隙，將后半時隙稱為2第2時隙。(實施方式1) 在本實施方式中，在分配到第1時隙中的第1信道和第2信道的、IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform,離散傅立葉逆變換)或者 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform,快速傅立葉逆變換)頻帶內(nèi)的頻率間隔為B時，在第2時隙中將第2信道在IDFT 或者IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地分配到從第1信道起隔開了 B的頻率資源中。這里，IDFT或者IFFT頻帶有時稱為“系統(tǒng)(單位頻帶)頻帶(帶域)”。另外，在 LTE-A系統(tǒng)中，為了同時實現(xiàn)LTE系統(tǒng)傳輸速度的數(shù)倍的超高速傳輸速度的通信以及對LTE 系統(tǒng)的向后兼容性(Backward Compatibility)，面向LTE-A系統(tǒng)的頻帶劃分為LTE系統(tǒng)的支持帶寬即20MHz以下的“單位頻帶”。即，“單位頻帶”例如是具有最大20MHz寬度的頻帶， 被定義為通信頻帶的基本單位。另外，“單位頻帶”在3GPP高級LTE(LTE-Advanced)中有時以英語記載為Component Carrier (s)(分量載波)。圖3表示本實施方式的接收上行線路數(shù)據(jù)的基站的主要部分的結(jié)構(gòu)。另外，為了避免說明變得復(fù)雜，在圖3中，表示與本發(fā)明密切相關(guān)的接收上行線路數(shù)據(jù)、以及以下行線路發(fā)送對該上行線路數(shù)據(jù)的應(yīng)答信號所涉及的結(jié)構(gòu)單元，省略發(fā)送下行線路數(shù)據(jù)所涉及的結(jié)構(gòu)單元的圖示以及說明?；?00包括發(fā)送接收天線端口 101、無線接收處理單元102、SC_FDMA信號解調(diào)單元103、解調(diào)單元104、信道解碼單元105、質(zhì)量測量單元106、跳頻控制單元107、調(diào)度單元108、控制信息生成單元109、信道編碼單元110-1、110-2、調(diào)制單元111-1、111-2、OFDM信號調(diào)制單元112、以及無線發(fā)送處理單元113。無線接 收處理單元102將以發(fā)送接收天線端口 101接收到的、從發(fā)送上行線路數(shù)據(jù)的發(fā)送側(cè)的終端發(fā)送的、多個信道(PUSCH、PUCCH等)被頻分復(fù)用的UL SC-FDMA信號轉(zhuǎn)換為基帶信號。這里，UL SC-FDMA信號是如后所述不同的多個信道被頻分復(fù)用的多載波 (MC :Multi-carrier)信號，是與LTE中的單載波FDMA信號相比PAI3R較大的信號。因此，本實施方式中的ULSC-FDMA信號與以低PAPR為特征的LTE的單載波FDMA信號的用語的意思多少會有些差異，但為了簡單起見，以下將進(jìn)行了頻率復(fù)用的多個信道的信號稱為SC-FDMA 信號并進(jìn)行說明。SC-FDMA信號解調(diào)單元103在內(nèi)部包括CP (Cyclic Pref ix，循環(huán)前綴)去除單元、FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立葉變換)單元、解映射單元、FDE(Frequency domain Equalization，頻域均衡化)單元、以及IDFT單元，進(jìn)行以下的處理。CP去除單元去除在SC-FDMA信號的頭部附加的CP，并將去除CP后的SC-FDMA信號輸入到FFT單元。FFT 單元對于去除CP后的SC-FDMA信號適用FFT，由此從時域變換為頻域的副載波分量(正交頻率分量)，并將FFT后的副載波分量輸出到解映射單元。另外，在FFT后的副載波分量為參考信號的情況下，F(xiàn)FT單元將該副載波分量輸出到質(zhì)量測量單元106。解映射單元基于從調(diào)度單元108輸入的各終端的資源分配信息(后述)，對映射到對象終端使用的頻率資源的各副載波(正交頻率分量)上的數(shù)據(jù)以及控制信號進(jìn)行解映射，并輸出到FDE單元。FDE單元根據(jù)各終端_基站間的頻率信道增益的估計值計算FDE權(quán)重，在頻域中對接收數(shù)據(jù)以及控制信號進(jìn)行均衡，并將數(shù)據(jù)信號輸出到IDFT單元，將控制信號輸出到解擴(kuò)單元。IDFT單元對FDE后的頻域的數(shù)據(jù)信號進(jìn)行IDFT而轉(zhuǎn)換為時域的數(shù)據(jù)信號，并輸出到解調(diào)單元104。 解擴(kuò)單元對于FDE后的控制信號進(jìn)行解擴(kuò)處理，并輸出到解調(diào)單元104。解調(diào)單元104對于均衡后的接收數(shù)據(jù)以及控制信號，基于從調(diào)度單元108輸入的 MCS信息進(jìn)行QPSK調(diào)制等的解調(diào)，并將解調(diào)后的數(shù)據(jù)以及控制信號輸出到信道解碼單元 105。信道解碼單元105對于解調(diào)后的數(shù)據(jù)以及控制信號，基于從調(diào)度單元108輸入的 MCS信息，進(jìn)行了 Turbo解碼(斐特比解碼，Viterbi Decording)等解碼處理后，復(fù)原數(shù)據(jù)以及控制信號。另外，信道解碼單元105將經(jīng)復(fù)原的控制信號中包含的PUSCH以及PUCCH 的資源分配請求信息輸出到跳頻控制單元107以及調(diào)度單元108。質(zhì)量測量單元106使用從FFT后的副載波分量中提取出的全部終端的參考信號，測量頻域中的各終端的信道質(zhì)量，例如各終端的每個副載波的 SINR(Signal-to-Interference plus Noise power Ratio，信號對干擾加噪聲功率比)，將信道質(zhì)量作為CQI (Channel Quality Indicator，信道質(zhì)量指示符)，輸出到跳頻控制單元 107以及調(diào)度單元108。對跳頻控制單元107輸入各終端的CQI、業(yè)務(wù)類型、PUSCH以及PUCCH的資源分配請求信息，跳頻控制單元107判斷是否進(jìn)行時隙間跳頻。例如，跳頻控制單元107在PUSCH 以及PUCCH(或者多個PUSCH、或者多個PUCCH)的資源分配請求同時產(chǎn)生的情況下，判斷為適用時隙間跳頻。跳頻控制單元107將表示對于對象終端是否有時隙間跳頻的適用的適用的有否的適用信息(跳頻適應(yīng)信息)通知給調(diào)度單元108以及控制信息生成單元109。另夕卜，在適用跳頻的情況下，跳頻控制單元107將循環(huán)頻移量的信息通知給控制信息生成單元 109。另外，上述中描述了基于來自終端的PUSCH以及PUCCH的資源分配請求信息的有否，基站100判斷對于該終端是否適用時隙間跳頻的情況，但基站100也可以基于來自終端的PHR(P0Wer Head Room，功率上升空間)等通知信息或者終端的移動速度等，進(jìn)行是否適用時隙間跳頻的判斷。調(diào)度單元108將基于CQI決定的MCS (調(diào)制方式、編碼率等)的信息輸出到控制信息生成單元109、SC-FDMA信號解調(diào)單元103、解調(diào)單元104、以及信道解碼單元105另外，調(diào)度單元108基于輸入的各終端的QoS(請求數(shù)據(jù)速率、所需差錯率、延遲等)、CQI、PUSCH以及PUCCH的資源分配請求信息、以及跳頻適用信息，例如，通過進(jìn)行時間_頻率的二維調(diào)度，對PUSCH以及PUCCH分配時間-頻率資源。調(diào)度單元108將對PUSCH 以及PUCCH所分配的資源(時間、頻率)的信息(資源分配信息)輸出到控制信息生成單元109以及SC-FDMA信號解調(diào)單元103?？刂菩畔⑸蓡卧?09將輸入的終端的MCS信息、PUSCH以及PUCCH的資源分配信息、跳頻適用信息以及時隙間跳頻的循環(huán)頻移量等控制信息轉(zhuǎn)換為用于通知給終端的二值的控制比特序列，并將轉(zhuǎn)換后的控制比特序列輸出到信道編碼單元110-1。信道編碼單元110-1對于控制比特序列以規(guī)定的編碼率進(jìn)行了卷積編碼那樣的糾錯編碼之后，將編碼比特序列輸出到解調(diào)單元111-1。信道編碼單元110-2對于發(fā)送數(shù)據(jù)序列以規(guī)定的編碼率進(jìn)行了特播(Turbo)編碼那樣的糾錯編碼之后，將編碼比特序列輸出到解調(diào)單元111-2。調(diào)制單元111-1、111_2對編碼比特序列以QPSK等進(jìn)行了調(diào)制后，將得到的控制以及數(shù)據(jù)碼元序列輸出到OFDM信號調(diào)制單元112。OFDM信號調(diào)制單元112在內(nèi)部包括S/P單元、映射單元、IFFT單元、P/S單元、以及 CP插入單元，在將所輸入的控制以及數(shù)據(jù)碼元序列復(fù)用之后，進(jìn)行串并聯(lián)轉(zhuǎn)換(S/P轉(zhuǎn)換)、 向副載波的映射、IFFT (Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立葉逆變換)、并串行轉(zhuǎn)換(P/S轉(zhuǎn)換)、以及CP插入的處理，并輸出到無線發(fā)送處理單元113。無線發(fā)送處理單元113將基帶信號轉(zhuǎn)換為RF (Radio Frequency，射頻)信號，并使用功率放大器(PA)進(jìn)行功率放大后，由發(fā)送接收天線端口 101發(fā)送。在圖4中示出本實施方式的終端的主要部分的結(jié)構(gòu)。另外，為了避免說明變得復(fù)雜，在圖4中，表示與本發(fā)明密切相關(guān)的發(fā)送上行線路數(shù)據(jù)、以及以下行線路接收對該上行線路數(shù)據(jù)的應(yīng)答信號所涉及的結(jié)構(gòu)單元，省略有關(guān)接收下行線路數(shù)據(jù)的結(jié)構(gòu)單元的圖示以及說明。終端200包括發(fā)送接收天線端口 201、無線接收處理單元202、0FDM信號解調(diào)單元 203、解調(diào)單元204、信道解碼單元205、控制信息提取單元206、控制單元207、信道編碼單元 208-1、208-2、調(diào)制單元209-l、209-2、DFT單元210、擴(kuò)頻單元211、映射單元212、IFFT單元 213、CP插入單元214、以及無線發(fā)送處理單元215。無線接收處理單元202將以發(fā)送接收天線端口 201接收到的、從基站100發(fā)送的
信號轉(zhuǎn)換為基帶信號。OFDM信號解調(diào)單元203對于基帶信號進(jìn)行了 CP去除、S/P轉(zhuǎn)換、FFT、FDE處理、解映射、P/S轉(zhuǎn)換處理之后，將控制以及數(shù)據(jù)碼元序列輸出到解調(diào)單元204。解調(diào)單元204對于控制以及數(shù)據(jù)信號序列進(jìn)行QPSK調(diào)制等的解調(diào)處理，并將解調(diào)后的控制以及數(shù)據(jù)序列輸出到信道解碼單元205。信道解碼單元205對于解調(diào)后的控制以及數(shù)據(jù)序列使用特播(Turbo)解碼等進(jìn)行糾錯解碼，復(fù)原為控制信號以及數(shù)據(jù)信號。控制信息提取單元206從經(jīng)復(fù)原的控制信號以及數(shù)據(jù)信號中，提取終端200的 PUSCH以及PUCCH的資源分配信息、跳頻適用信息、以及時隙間跳頻的循環(huán)頻移量(以下稱為“時隙間跳頻信息”)，并將提取出的這些時隙間跳頻信息輸出到控制單元207。另外，控制信息提取單元206將上述時隙間跳頻信息以外的MCS信息(調(diào)制級別(調(diào)制多值數(shù))、編碼率等)的控制信息分別輸出到信道編碼單元208-1、208-2、以及調(diào)制單元209-1、209-2。控制單元207使用輸入的發(fā)往本終端的終端的時隙間跳頻信息，在子幀內(nèi)的第1 以及第2時隙中，設(shè)定使PUSCH以及PUCCH在時隙間跳頻映射的時間以及頻率資源，并將所設(shè)定的時間以及頻率資源(資源映射)的信息(以下稱為“資源映射信息”)輸出到映射單元 212。發(fā)送數(shù)據(jù)的信道編碼單元208-1對從高層輸入的發(fā)送數(shù)據(jù)的信息比特序列(傳輸塊、碼字)進(jìn)行了特播(Turbo)編碼那樣的糾錯編碼之后，基于從基站100通知的MCS集 (set)的編碼率，通過速率匹配算法，對于該傳輸塊生成某種編碼率的編碼比特序列，并輸出到調(diào)制單元209-1。發(fā)送數(shù)據(jù)的調(diào)制單元209-1基于從基站100通知的MCS集的調(diào)制方式，對于某個傳輸塊以QPSK等的同一調(diào)制級別進(jìn)行了調(diào)制之后，將得到的發(fā)送數(shù)據(jù)碼元序列輸出到DFT 單元210。通過這些信道編碼以及調(diào)制處理，生成在發(fā)送信息比特序列的傳輸塊(碼字) 內(nèi)具有同一發(fā)送格式(MCS集)的碼元序列。另外，也可以在調(diào)制單元209-1與DFT單元 210之間設(shè)置復(fù)用單元，在信道編碼以及調(diào)制處理之后，復(fù)用單元對發(fā)送數(shù)據(jù)碼元序列復(fù)用 CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation，恒定幅度零自相關(guān))那樣的參考信號。DFT單元210對于發(fā)送數(shù)據(jù)碼元序列進(jìn)行DFT，轉(zhuǎn)換為頻域的各副載波分量(正交頻率分量)，并輸出到映射單元212?？刂茢?shù)據(jù)(PUSCH、PUCCH的資源分配請求信息(調(diào)度請求(SR Scheduling Request)等)、對 DL 發(fā)送的 ACK/NACK、DL 信道的 CQI 以及 CSI (Channel State Information，信道狀態(tài)信息)等)的信道編碼單元208-2對于控制數(shù)據(jù)的控制比特序列， 基于從基站100通知的MCS集的編碼率，進(jìn)行了卷積編碼那樣的糾錯編碼之后，將編碼比特序列輸出到調(diào)制單元209-2?？刂茢?shù)據(jù)的調(diào)制單元209-2基于從基站100通知的MCS集的調(diào)制方式，以QPSK等的調(diào)制級別進(jìn)行了調(diào)制之后，將得到的控制數(shù)據(jù)碼元序列輸出到擴(kuò)頻單元211。 通過這些信道編碼以及調(diào)制處理，生成在發(fā)送控制比特序列中也具有同一發(fā)送格式的控制數(shù)據(jù)碼元序列。另外，也可以在調(diào)制單元209-2與擴(kuò)頻單元211之間設(shè)置復(fù)用單元，在信道編碼以及調(diào)制處理之后，復(fù)用單元對控制數(shù)據(jù)碼元序列復(fù)用CAZAC那樣的參考信號。
擴(kuò)頻單元211對于控制 數(shù)據(jù)碼元序列，以CAZAC序列等的在時域以及頻域中具有恒定振幅特性的序列對碼元進(jìn)行擴(kuò)頻，并將擴(kuò)頻后的控制數(shù)據(jù)碼元序列輸出到映射單元 212。映射單元212對于從DFT單元210以及擴(kuò)頻單元211輸入的、同一發(fā)送格式的、DFT 擴(kuò)頻(預(yù)編碼)后的發(fā)送數(shù)據(jù)碼元序列以及以CAZAC序列擴(kuò)頻后的控制數(shù)據(jù)碼元序列，基于從控制單元207輸入的資源映射信息，分別向1子幀內(nèi)的PUSCH區(qū)域或PUCCH區(qū)域的時間以及頻率資源映射(控制信號和數(shù)據(jù)信號的頻分復(fù)用)，并將映射后的控制信號以及數(shù)據(jù)信號輸出到IFFT單元213。此外，所謂資源映射信息，是指映射為了在時隙間跳頻而分配的PUSCH以及PUCCH的時間以及頻率資源的信息。IFFT單元213在分配給了本終端的頻率資源以外的副載波中插入了零之后，通過進(jìn)行IFFT，生成將PUSCH以及PUCCH進(jìn)行了頻分復(fù)用的、時域的SC-FDMA信號，并將所生成的SC-FDMA信號輸出到CP插入單元214。CP插入單元214將ISC-FDMA塊的后方的樣本作為循環(huán)前綴(CP)附加到塊的開頭，并將附加CP后的SC-FDMA信號輸出到無線發(fā)送處理單元215。在無線發(fā)送處理單元215中，將附加CP后的SC-FDMA信號的基帶信號轉(zhuǎn)換為RF 信號，并由功率放大器(PA)進(jìn)行功率放大之后，通過發(fā)送接收天線端口 201發(fā)送。接著，說明本實施方式中的時隙間跳頻的跳頻模式(以下稱為“時隙間跳頻模式”)。另外，控制單元207將該時隙間跳頻模式作為資源分配規(guī)則保持在內(nèi)部，將基于資源分配規(guī)則的資源映射信息輸出到映射單元212。并且，映射單元212基于該資源映射信息， 將PUSCH以及PUCCH映射到時間以及頻率資源。[時隙間跳頻模式#1]圖5是表示一例本實施方式中的PUSCH以及PUCCH的時隙間跳頻模式#1的圖。 在圖5所示的例子中，表示將映射有數(shù)據(jù)信號(控制信號、或者控制信號以及數(shù)據(jù)信號)的 PUSCH和映射有控制信號的PUCCH作為一個塊，在維持頻率間隔B的同時，在IFFT頻帶內(nèi)在同一方向(圖5中是從低頻向高頻的方向)上循環(huán)地進(jìn)行頻移，由此進(jìn)行時隙間跳頻的情形。圖5所示的PUSCH以及PUCCH都橫跨1子幀，分別以規(guī)定的發(fā)送格式傳輸。即，如圖5所示，在將1子幀分為第1時隙(前半時隙)與第2時隙(后半時隙)的兩個時隙中， 對PUSCH以及PUCCH分別分配同一發(fā)送格式的信號。另外，圖5中表示對12個數(shù)據(jù)信號或控制信號分別以序列長度為3的DFT(3X3 的DFT矩陣)或者CAZAC序列進(jìn)行擴(kuò)頻，由此，擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)信號以及控制信號的序列長分別為12X3 = 36(0 35)的例子。如圖5所示，將該信號序列分為兩個，在第1時隙(前半時隙)以及第2時隙(后半時隙)的各個資源中，按照從頻率方向到時間方向的順序，將該信號序列以連續(xù)的3資源元素為單位進(jìn)行映射。沒有映射該信號序列的部分的資源的值為零。因此，在同一 SC-FDMA碼元內(nèi)，將映射在PUSCH以及PUSCH區(qū)域中的DFT擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)信號、以CAZAC序列擴(kuò)頻后的控制信號進(jìn)行頻分復(fù)用。從圖5可知，在1子幀內(nèi)的第1時隙中，在存在于IFFT頻帶的低頻中的PUCCH區(qū)域中被映射的PUCCH和PUSCH之間的頻率差為+B。并且，在1子幀內(nèi)的第2時隙中，在存在于IFFT頻帶的高頻中的PUCCH區(qū)域中進(jìn)行了時隙間跳頻的PUCCH和同樣地進(jìn)行了時隙間跳頻的PUSCH，在IFFT頻帶內(nèi)循環(huán)地維持頻率間隔+B。如圖5，通過將PUSCH與PUCC H進(jìn)行頻分復(fù)用的同時，維持在IDFT或IFFT頻域內(nèi)的頻率間隔而進(jìn)行時隙間跳頻，從而能夠得到由跳頻產(chǎn)生的頻率分集效應(yīng)，并且能夠防止時隙間的頻分復(fù)用信號的時間波形的功率分布特性的變化。以下說明其理由。即，使用本實施方式中的時隙間跳頻模式#1的時隙間跳頻不會使頻分復(fù)用信號的時間波形的瞬時功率分布特性產(chǎn)生變化，即，對于頻分復(fù)用了 PUCCH以及PUSCH的信號的時間波形的變化產(chǎn)生的影響能夠僅限定于相位分量，進(jìn)行詳細(xì)描述。在將PUSCH以及PUCCH進(jìn)行了頻分復(fù)用之后，通過進(jìn)行IFFT生成的、時隙間跳頻前的、第1時隙(時隙#0)中的NXl的時域SC-FDMA信號矢量Cltl如式⑴所示。另外，在式(1)中，為了簡單起見，用插入CP前的發(fā)送信號表現(xiàn)形式示出dQ。d0 — F (D0, PUSCH+D0, PUCCH)= d0,PUSCH+d0,PUCCH (1)在式(1)中，F(xiàn)表示 NXN 的 DFT 矩陣，N 表示 FFT(DFT)的點數(shù)。D0jPUSCH(d0jPUSCH)表示僅在PUSCH區(qū)域中映射數(shù)據(jù)信號，在除此之外的資源中插入了零的情況下，即僅發(fā)送未進(jìn)行頻分復(fù)用的PUSCH的情況下的，時隙間跳頻前的NX 1的頻域(時域)SC-FDMA信號矢量。同樣，Dchpura(C^pura)表示僅在PUCCH區(qū)域中映射控制信號，在除此之外的資源中插入了零的情況下，即僅發(fā)送未進(jìn)行頻分復(fù)用的PUCCH的情況下的，時隙間跳頻前的NX 1 的頻域(時域)SC-FDMA信號矢量。另一方面，在IFFT頻帶內(nèi)，將PUSCH以及PUCCH作為塊在同一方向上循環(huán)地頻移S 副載波，由此進(jìn)行了時隙間跳頻后的、第2時隙(時隙#1)中的NX 1的時域SC-FDMA信號矢量Cl1如式⑵所示。Cl1 = F-1Ttei (Dupus^Dupucch)=F-1T(S)F (Cl1, PuscJd1, PUCCH)= diag(l, eJ2吧· · ·，e叫峰)(C^puschMjcch) (2)在式(2)中 ，diag (a0，a10，· · ....，％<)表示對角分量上具有 a〇，，......，&N-1 1 r
為元素的對角矩陣。另外，T(S)是表示IFFT頻帶內(nèi)S副載波的循環(huán)頻移的NXN的循環(huán)頻移矩陣，通過式⑶給出。在進(jìn)行大于N的S( > N)副載波(資源元素)的循環(huán)頻移的情況下，進(jìn)行相當(dāng)于T(Sm°dN)的循環(huán)頻移即可。這里，mod表示模運算。
^O ...... 0 10 ··· 0、
0 "·. "·. 0 T(S) = 1 '·.'·. 1
O "·. "·.0
v0 ··· 0 1 0 ...... oj⑶ 如式(3)所示，T(s)的第0列矢量由從第0行至第S-I行的元素以及從第S+1行至第N-I行的元素為零，僅第S行的元素為1的矢量構(gòu)成。另外，T(s)的其他的列矢量由將第 0列矢量進(jìn)行了循環(huán)移位所得的矢量構(gòu)成。
從式(1)以及式⑵可知，在IFFT頻帶內(nèi)，對于PUCCH以及PUSCH在同一方向上施加同一循環(huán)頻移的操作，即在維持PUCCH與PUSCH之間的頻率差的同時對它們進(jìn)行時隙間跳頻的動作，能夠?qū)︻l分復(fù)用的信號的時間波形的變化產(chǎn)生的影響僅限定在相位分量。 艮口，可知本實施方式中的時隙間跳頻對第1時隙以及第2時隙的時域SC-FDMA信號的振幅大小不產(chǎn)生影響。因此，1子幀內(nèi)的發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率的分布特性在第1時隙和第2時隙中不發(fā)生變化。另外，如式(4)所示，也可以使用通過對式(3)的循環(huán)頻移矩陣T(s)乘以絕對值為 1的某個常數(shù)C而生成的T’(s)，進(jìn)行時隙間跳頻。例如，C = eXp(jD)(這里D為某實數(shù)) 等為常數(shù)。將式⑵的T(s)置換為T’(s)后可知，在使用了 T’(s)的時隙間跳頻中，1子幀內(nèi)的發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率的分布特性在第1時隙與第2時隙中也不發(fā)生變化。
^O ...... 0 10 ··· 0、
0 "·. "·. 0
T'(s) = CT(S) = C 1 '·.'·. 1
ο "·. "·.0
v0 ··· 0 1 0 ...... oj ⑷因此，在橫跨第1時隙以及第2時隙以同一發(fā)送格式傳輸發(fā)送信號的情況下，能夠使由于PA的非線性產(chǎn)生的發(fā)送信號失真在第1時隙與第2時隙中相同，能夠避免由于在第 1時隙以及第2時隙以同一發(fā)送格式傳輸?shù)陌l(fā)送信號所受到的非線性失真特性在時隙間變化而產(chǎn)生的接收質(zhì)量的劣化。另外，使用同一發(fā)送格式傳輸?shù)陌l(fā)送信號所受到的非線性失真特性在第1時隙與第2時隙中相同，因而能夠從第1時隙至第2時隙穩(wěn)定地進(jìn)行預(yù)失真的最佳控制。如上所述，在本實施方式中，映射單元212在第1時隙的頻率資源中配置PUCCH， 在從第1時隙的頻率資源中配置PUCCH的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔B的頻率資源中配置PUSCH，在第2時隙的頻率資源中，維持規(guī)定的頻率間隔B，并且將PUCCH以及PUSCH 在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)進(jìn)行循環(huán)地頻移配置，使PUCCH以及PUSCH在第1時隙與第2時隙間跳頻。由此，能夠取得由時隙間跳頻產(chǎn)生的頻率分集效應(yīng)，并且防止時隙間的頻分復(fù)用信號的時間波形的瞬時功率分布特性的變化。因此，能夠使由于PA的非線性產(chǎn)生的發(fā)送信號失真在第1時隙與第2時隙中相同，能夠避免由于在第1時隙以及第2時隙以同一發(fā)送格式傳輸?shù)陌l(fā)送信號所受到的非線性失真特性在時隙間變化而產(chǎn)生的接收質(zhì)量的劣化。另夕卜，能夠橫跨第1以及第2時隙穩(wěn)定地進(jìn)行預(yù)失真的最佳控制。另外，分配給第1時隙的第1信道與第2信道的頻率間隔B只要是IFFT頻帶內(nèi)循環(huán)連續(xù)的頻率間隔，如圖6所示，可以是Btl或B1中的任一個。另外，頻分復(fù)用發(fā)送的信道數(shù)可 以是3以上。如圖7所示，在分配3個信道的情況下，在第1時隙中的第1信道與第2信道的頻率間隔為+Btl，第2信道與第三信道的頻率間隔為+B1時，在第2時隙中，將第2信道在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)分配到從第1信道起隔開了 +Btl的頻率資源中，并將第三信道在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)分配到從第2信道隔開了 +B1的頻率資源中即可。由此，在對3以上信道進(jìn)行頻分復(fù)用以及時隙間跳頻的情況下， 也能得到與2信道的情況相同的效果。另外，在以上說明中，敘述了在IFFT頻帶內(nèi)，將PUSCH以及PUCCH在同一方向上循環(huán)頻移S副載波的情況，但循環(huán)頻移量可以是+S和-S副載波中的任一個。由于-S mod N =(N-S)mod N，所以也就是說，-S( < 0)副載波的循環(huán)頻移與(N-S) ( > 0)的循環(huán)頻移等價。因此，從式(2)可知，無論循環(huán)頻移量是+S還是-S ，對第2時隙的時域SC-FDMA信號產(chǎn)生的影響均僅為相位分量(在-S副載波的循環(huán)頻移的情況下，僅將式(2)的S置換為 (N-S))，對振幅大小不產(chǎn)生影響。由此，取得與上述相同的效果。另外，圖5所示的時隙間跳頻模式可以說是在第1時隙中從分配了 PUSCH的頻率資源到分配了 PUCCH的頻率資源為止的頻率差為+B (-B)時，在第2時隙中將PUCCH在IDFT 或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地分配到從PUSCH起隔開了 +B(-B)的頻率資源。在映射到時隙內(nèi)的PUSCH以及PUCCH的多個信號中，包含使用CAZAC序列的參考信號那樣的某種特定的信號序列(=確知信號(deterministic signal))以及如數(shù)據(jù)信號或控制信號(CQI、CSI、ACK/NACK等)那樣隨機地變化的信號序列(隨機信號(stochastic signal))，在確知信號之間(例如參考信號之間)、隨機信號之間、以及確知信號及隨機信號在同一 SC-FDMA信號內(nèi)被頻分復(fù)用的情況下，通過適用圖5所示的時隙間跳頻模式，能夠得到上述效果。圖8表示該情況下的頻分復(fù)用例。圖8是對具有不同統(tǒng)計性質(zhì)的信號進(jìn)行了頻分復(fù)用的例子。圖8表示在第1時隙的PUCCH的第2、3SC-FDMA碼元、第2時隙的PUCCH的第8、 9SC-FDMA碼元、第1時隙的PUSCH的第3SC-FDMA碼元、以及第2時隙的PUSCH的第9SC-FDMA 碼元中映射CAZAC序列等的參考信號(確知信號)，在PUSCH以及PUCCH中的除映射了參考信號的部分之外的資源中分別映射互不相同的數(shù)據(jù)信號(控制信號)等隨機信號的情況。 因此，表示在第0、1、4、5、6、7、10、11SC-FDMA碼元中數(shù)據(jù)信號等(隨機信號)之間被頻分復(fù)用，在第2、8SC-FDMA碼元中數(shù)據(jù)信號(隨機信號)與參考信號(確知信號)被頻分復(fù)用發(fā)送，在第3、9SC-FDMA碼元中參考信號(確知信號)之間被頻分復(fù)用發(fā)送的情況。接著，說明進(jìn)行本實施方式中的時隙間跳頻的情況下的控制步驟。圖9是表示一例控制步驟的時序圖。<1>終端200發(fā)送(多個)PUCCH以及(多個)PUSCH資源的分配請求的雙方。<2>基站100基于這些分配請求，決定(I)PUSCH以及PUCCH的跳頻的適用的有否，(2)在進(jìn)行跳頻的情況下，PUSCH以及PUCCH的時隙間跳頻的循環(huán)頻移量，以及(3)UL的 PUSCH以及PUCCH分配資源。<3>并且，基站100將這些信息(時隙間跳頻信息)以DL的控制信道(PDCCH等) 通知給終端200。<4>終端200基于所通知的PUCCH以及PUSCH的資源分配信息、時隙間跳頻的循環(huán)頻移量等，對UL的PUCCH以及PUSCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送。另外，進(jìn)行時隙間跳頻的情況下的控制步驟不限于上述步驟，也可以采用以下步
馬聚ο[PDCCH中使用的(邏輯)控制信道的索引號與PUCCH的資源號關(guān)聯(lián)的情況]例如，LTE的UL的ACK/NACK發(fā)送的情況相當(dāng)于這種情況。使用圖10、圖11說明該情況下的控制步驟。<1>終端200發(fā)送(多個)PUSCH資源的分配請求。<2>基站100基于分配請求，決定(I)PUSCH以及PUCCH的跳頻的適用的有否，(2) 在進(jìn)行跳頻的情況下，PUSCH以及PUCCH的時隙間跳頻的循環(huán)頻移量，以及(3)UL的PUSCH 以及PUCCH資源分配。

另外，作為決定(3)UL的PUSCH以及PUCCH資源分配的方法，舉出以下兩種方法。·基站100按PUCCH資源、PUSCH資源的順序決定資源(參照圖10)。具體而言，從與PDCCH中使用的DL(邏輯)控制信道的索引號關(guān)聯(lián)的、用于頻分復(fù)用發(fā)送的PUCCH的資源號中，選擇滿足本實施方式中的資源分配規(guī)則的PUSCH?！せ?00按照PUSCH資源、PUCCH資源的順序決定資源(參照圖11)。具體而言，決定要進(jìn)行跳頻的PUSCH的資源分配，基于分配了 PUSCH的資源，選擇滿足本實施方式中的資源分配規(guī)則的PUCCH資源，并計算與該資源號關(guān)聯(lián)的DL (邏輯)控制信道的索引號。<3>基站100以發(fā)送用于DL傳輸?shù)目刂菩畔⒓?或)用于UL傳輸?shù)目刂菩畔⒌摹?與DL(邏輯)控制信道的某個索引號對應(yīng)的控制信道(PDCCH)，發(fā)送DL/UL傳輸?shù)目刂菩偶?、?lt;4>終端200通過將多個DL (邏輯)控制信道的候選進(jìn)行多個盲解碼，檢測發(fā)往本終端的DL/UL控制信號。對是否有發(fā)往本終端的判斷為利用本終端固有的識別號、或者用識別號進(jìn)行了屏蔽處理的CRC(Cyclic Redundancy Check，循環(huán)冗余校驗)等。并且，終端200從使用盲解碼檢測出的DL (邏輯)控制信道的索引號中，檢測所分配的PUCCH資源號。另外，提取以DL控制信道通知的PUSCH資源的信息。另外，終端200在檢測出發(fā)往本終端的控制信號的情況下，利用與該DL(邏輯) 控制信道的索引號關(guān)聯(lián)的、多個子幀后的UL(邏輯)控制信道(或者UL物理控制信道 (PUCCH))的資源，以該UL控制信道發(fā)送控制信息(對DL數(shù)據(jù)傳輸?shù)腁CK/NACK等)。<5>終端200對UL的PUCCH以及PUSCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送。[UL PUCCH的資源被預(yù)約的情況]在對于某個終端200，UL PUCCH的資源事先被預(yù)約、被分配的情況下，可以使用以下所示的控制步驟。使用圖12說明該情況下的控制步驟。<1>終端200發(fā)送(多個)PUSCH資源的分配請求。<2>基站100基于分配請求，決定(I)PUSCH以及PUCCH的跳頻的適用的有否。進(jìn)而，基站100基于預(yù)約的PUCCH的資源(以及該資源的跳頻模式信息)，計算滿足資源分配規(guī)則的PUSCH資源，并分配PUSCH的跳頻模式(循環(huán)頻移量、PUSCH的資源)((2)、(3))。<3>基站100使用DL (邏輯)控制信道，對終端200通知UL的PUSCH的資源分配、 PUSCH以及PUCCH的跳頻的適用的有否、以及PUSCH以及PUCCH的時隙間跳頻的循環(huán)頻移量的信息(時隙間跳頻信息)。<4>終端200計算所分配的PUSCH資源以及預(yù)約的PUCCH的資源。<5>終端200使用計算出的PUSCH資源以及預(yù)約的PUCCH的資源，對UL的PUCCH 以及PUSCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送。接著，說明以控制步驟通知的時隙間跳頻信息中包含的各信息。
在上述控制步驟的例子中，說明了基站100通過明示或暗示地對終端200通知以下的時隙間跳頻信息，從而進(jìn)行適用了 UL的時隙間跳頻的頻分復(fù)用傳輸?shù)那闆r。[1JPUCCH以及PUSCH的資源分配信息(參照圖9)，PUSCH的資源分配信息以及與 DL(邏輯)控制信道關(guān)聯(lián)的PUCCH的資源分配信息(參照圖10、圖11)，或者PUSCH的資源分配信息以及預(yù)約的PUCCH的資源分配信息(參照圖12)[2]PUSCH以及PUCCH的時隙間跳頻中使用的循環(huán)頻移量[3] PUSCH以及PUCCH的跳頻適用的有否 以下，詳細(xì)描述這些通知信息。[1]關(guān)于資源分配信息的通知在圖9的控制步驟中，作為PUSCH以及PUCCH的資源分配信息，例如只需通知第1 時隙中的映射PUSCH以及PUCCH的頻率資源即可。另外，第2時隙的PUSCH以及PUCCH的頻率資源分配信息能夠通過對第1時隙的頻率資源施加后述的循環(huán)頻移量而算出。例如， 在循環(huán)頻移量為S的情況下，能夠表示為第2時隙的頻率資源號[al，bl，cl]=第1時隙的分配頻率資源號[a0, bO, c0]+循環(huán)頻移量[S，S，S] = [aO+S, bO+S, cO+S]。另外，如圖10、圖11所示，在DL(邏輯)控制信道的索引號與PUCCH的資源號(以及時隙間跳頻模式)關(guān)聯(lián)的情況下，或者如圖12所示，在PUCCH的資源(以及時隙間跳頻模式)事先被預(yù)約分配的情況下，例如直接地(明示地)僅通知第1時隙中的PUSCH的資源分配信息，PUCCH的資源分配信息通過DL(邏輯)控制信道間接地(暗示地)通知即可。 另外，第2時隙的頻率資源計算方法與圖9的情況相同，能夠通過對第1時隙的頻率資源施加后述的循環(huán)頻移量而算出。[2]關(guān)于循環(huán)頻移量的通知在圖9的情況下，作為用于通知PUSCH以及PUSCH的時隙間跳頻中使用的循環(huán)頻移量的信息，只需通知分配給第1時隙的PUCCH以及PUSCH各自的頻率資源以及跳頻后的分配給第2時隙的PUCCH以及PUSCH各自的頻率資源的頻率差(循環(huán)頻移量)。本發(fā)明的特征是在維持PUCCH與PUCCH的頻率間隔的同時，在時隙間進(jìn)行同一頻移，由此進(jìn)行跳頻， 因此作為PUCCH以及PUSCH各自的循環(huán)頻移量，分別發(fā)送同一值即可。并且，終端基于被通知的兩個(PUCCH以及PUSCH)的同一循環(huán)頻移量，進(jìn)行PUSCH以及PUCCH的時隙跳頻即可。 由此，能夠確保與作為獨立地控制PUCCH以及PUSCH的跳頻的結(jié)構(gòu)的LTE的向后兼容性。另夕卜，在終端中，通過將所接收的兩個指示循環(huán)頻移量的信號進(jìn)行合成，能夠接收可靠性更高的控制信號。圖13表示該情況下的控制信息的時序圖。另外，只要利用本發(fā)明的特征，即時隙間的PUCCH的循環(huán)頻移量與時隙間的PUSCH 的循環(huán)頻移量相同這一點，也可以采用僅通知PUSCH以及PUCCH共同的循環(huán)頻移量(即任一方的循環(huán)頻移量)的結(jié)構(gòu)。由此，能夠削減與PUSCH以及PUSCH的循環(huán)頻移量有關(guān)的控制信息量。圖14中表示該情況下的控制信號的時序圖。另外，如圖10或圖11所示，在DL(邏輯)控制信道的索引號與PUCCH的資源號 (以及時隙間跳頻模式)關(guān)聯(lián)的情況下，或者如圖12所示，在PUCCH的資源(以及時隙間跳頻模式)事先被預(yù)約分配的情況下，與上述相同，作為PUCCH以及PUSCH的循環(huán)頻移量，可以分別通知同一值。另外，也可以利用PUCCH的循環(huán)頻移量以及PUSCH的循環(huán)頻移量相同這一點，僅通知PUSCH以及PUCCH共同的循環(huán)頻移量(即任一方的循環(huán)頻移量)。
進(jìn)而，除了 PUCCH的資源號以外，DL(邏輯)控制信道的索引號與PUCCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移量)關(guān)聯(lián)的情況下，或者在PUCCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移量) 事先被預(yù)約的情況下，將該PUCCH的時隙間的循環(huán)頻移量作為PUSCH的循環(huán)頻移量設(shè)定即可，因此除了 PUCCH的資源號以及循環(huán)頻移量以外，也可以不通知PUSCH的循環(huán)頻移量。由此，能夠進(jìn)一步削減控制信息量。另外，通過在小區(qū)固有的多個用戶中共同地設(shè)定對PUCCH以及PUSCH共同的循環(huán)頻移量，例如將循環(huán)頻移量與小區(qū)的識別號關(guān)聯(lián)并設(shè)定，則對于進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的多個用戶同時且簡單地獲得本發(fā)明的效果，同時能夠進(jìn)一步削減與循環(huán)頻移量有關(guān)的控制信息
Mo [3]關(guān)于時隙間跳頻的適用的有否的通知與上述循環(huán)頻移量的通知的情況同樣，由于本發(fā)明維持PUSCH與PUCCH的頻率間隔，并且PUSCH以及PUCCH同時地進(jìn)行跳頻，因此通過使PUSCH以及PUSCH的時隙間跳頻的適用的有否識別號共同化，也能夠削減控制信息。(其他變形)以下說明時隙間跳頻模式的其他變形。[時隙間跳頻模式#2]圖15 圖17表示一例“時隙間跳頻模式#2”。在前面所說明的圖7中，示出了對PUCCH映射一個信道，對PUSCH映射兩個信道的例子(即，PUSCH與PUCCH的頻分復(fù)用發(fā)送的情況)。除了這樣的映射以外，在以匯總多個單位頻帶進(jìn)行傳輸而提高傳輸速率為目的，使用圖15 圖17所示的載波聚合(Carrier aggregation)技術(shù)的情況下，也可以適用本發(fā)明，能獲得與以“時隙間跳頻模式#1”敘述的效果相同的效果?！ざ鄠€PUCCH的頻分復(fù)用發(fā)送(參照圖15)對于對每個單位頻帶定義的兩個PUCCH區(qū)域，在維持頻率差+Btl的同時，進(jìn)行時隙間跳頻。但是，每個單位頻帶的PUCCH在定義于單位頻帶內(nèi)的PUCCH區(qū)域中進(jìn)行時隙間跳頻。另外，圖15是在單位頻帶#0以及#1的各個頻帶中，PUCCH區(qū)域定義在該單位頻帶的兩端的例子?！ざ鄠€PUSCH的頻分復(fù)用發(fā)送(參照圖16)對于對每個單位頻帶定義的一個PUSCH區(qū)域，在維持頻率差的同時，進(jìn)行時隙間跳頻。但是，每個單位頻帶的PUSCH在對每個單位頻帶定義的PUSCH區(qū)域中進(jìn)行時隙間跳頻。另外，圖16是在單位頻帶#0以及#1的各個頻帶中，PUSCH區(qū)域定義在該單位頻帶的正中間的例子?！ざ鄠€PUCCH以及多個PUSCH的頻分復(fù)用發(fā)送(圖15以及圖16的組合)通過組合圖15以及圖16所示的例子，從而能夠在多個單位頻帶實現(xiàn)在單位頻帶內(nèi)進(jìn)行時隙間跳頻的多個PUCCH以及多個PUSCH。另外，圖15以及圖16所示的例子示出各PUCCH以及各PUSCH在單位頻帶內(nèi)進(jìn)行時隙間跳頻的情況，但如圖17所示，也可以采用PUCCH以及PUSCH在多個單位頻帶間進(jìn)行時隙間跳頻的結(jié)構(gòu)。在圖17中，示出PUCCH在單位頻帶#0和單位頻帶#1的單位頻帶間在時隙間進(jìn)行跳頻，PUSCH在單位頻帶#0內(nèi)進(jìn)行時隙間跳頻的情況。由此，能夠獲得與圖15以及圖16所示的時隙間跳頻模式相同的效果，并且能夠使將多個單位頻帶集成束而傳輸?shù)慕K端(高級LTE(LTE-Advanced)終端)與僅利用一個單位頻帶傳輸?shù)慕K端(例如LTE終端)收容于同一 PUCCH區(qū)域中。即，能夠進(jìn)一步確保與LTE的向后兼容性。另外，能夠靈活地分配存在于不同單位頻帶的多個PUCCH區(qū)域(PUSCH區(qū)域)，因此能夠避免業(yè)務(wù)集中在某個特定的單位頻帶的PUCCH區(qū)域(PUSCH區(qū)域)中。另外， 上述載波聚合中的控制步驟以及通知信息與圖9、圖10、圖11、以及圖12所示的控制步驟相同，使用DL控制信道(PDCCH)進(jìn)行UL的每個單位頻帶的控制即可。另外，圖15至圖17相當(dāng)于將本發(fā)明適用于多個單位頻帶的情況，因此各單位頻帶的PUCCH、PUSCH的時隙間的循環(huán)頻移量相同。因此，如果在多個單位頻帶的每個中，將時隙間跳頻的適用的有否或循環(huán)頻移量設(shè)定為相同，則能夠進(jìn)一步確保與對每個單位頻帶控制時隙間跳頻的LTE的控制方法的向后兼容性。另外，也可以對于多個單位頻帶，將時隙間跳頻的適用的有否以及循環(huán)頻移量都設(shè)定為相同，將該通知信息匯總作為時隙間跳頻的適用信息以及共同的循環(huán)頻移量進(jìn)行通知而控制。例如，在集中多個單位頻帶而進(jìn)行載波聚合的情況下，將多個單位頻帶中存在的各PUCCH或者各PUSCH的循環(huán)頻移量作為全頻帶共同的循環(huán)頻移量(在多個單位頻帶中定義/設(shè)定一個循環(huán)頻移量)進(jìn)行通知即可。由此，在進(jìn)行載波聚合的情況下，能夠削減以DL 控制信道通知的、與PUSCH或PUCCH的UL跳頻有關(guān)的控制信息量。進(jìn)而，如上所述，通過在小區(qū)固有的多個用戶中共同設(shè)定對PUCCH以及PUSCH共同的循環(huán)頻移量，例如將循環(huán)頻移量與小區(qū)的識別號進(jìn)行關(guān)聯(lián)并設(shè)定，則對于進(jìn)行載波聚合以及頻分復(fù)用發(fā)送的多個用戶同時且簡單地獲得本發(fā)明的效果，而且能夠進(jìn)一步削減與循環(huán)頻移量有關(guān)的控制信息量。[時隙間跳頻模式#3]圖18中表示一例“時隙間跳頻模式#3”。如圖18所示，在第1時隙中從分配了第1信道的頻率資源與分配了第2信道的頻率資源之間的頻率差為+B時，在第2時隙中將第2信道在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地分配到從第1信道起隔開了 -B的頻率資源。由此，在第1時隙中的PUCCH和PUSCH之間的頻率間隔B為定義于IFFT頻帶兩端的PUCCH的總帶寬( = XJX1)以下的情況下，根據(jù)PUCCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移量)， 能夠避免在第2時隙中PUSCH被映射到PUCCH區(qū)域的情況，在映射到PUCCH以及PUSCH的信號為隨機地變化的信號的情況下，能夠得到與以“時隙間跳頻模式#1”敘述的效果同樣的效果。另外，也可以自適應(yīng)地切換“時隙間跳頻模式#1〃所示的第1時隙中的頻率差為 +B、第2時隙中的頻率差為+B的時隙間跳頻方法，與“時隙間跳頻模式#3”所示的第1時隙中的頻率差為+B、第2時隙中的頻率差為-B的時隙間跳頻方法。由此，在將多個具有不同特性的信號(隨機信號、確知信號等)共存的信號序列映射到PUCCH以及PUSCH的情況下， 也能夠選擇時隙間的發(fā)送信號波形的瞬時功率變動的變化為最小的時隙間跳頻。[時隙間跳頻模式#4]圖19表示一例“時隙間跳頻模式#4”。設(shè)使第1信道以及第2信道的頻率間隔B為在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的PUCCH區(qū)域的總帶寬的最大值以上。圖19表示存在于IFFT頻帶的低頻的PUCCH區(qū)域#0的帶寬為Xtl,存在于IFFT頻帶的高頻的PUCCH區(qū)域#1的帶寬為X1的情況。如圖19所示，將第1時隙的PUCCH和PUSCH之間的頻率間隔B設(shè)定為在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的PUCCH區(qū)域的總帶寬(XfX1) 以上。由此，在第2時隙中，在PUCCH在PUCCH區(qū)域#1中進(jìn)行時隙間跳頻的同時，能夠避免進(jìn)行了時隙間跳頻的PUSCH被映射到為了映射控制信號而專門設(shè)置的PUCCH區(qū)域#0以及 PUCCH區(qū)域#1中。
另外，第1信道以及第2信道的頻率間隔B也可以設(shè)定為從在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的PUCCH區(qū)域的總帶寬的最大值中減去PUCCH帶寬Y所得的值(在圖19的情況下是XJX1-Y)以上。由此，第1信道以及第2信道的頻率間隔B的設(shè)定自由度變寬，因此也就是說，能夠減輕第1時隙中的第1信道以及第2信道的頻率資源分配的限制。[時隙間跳頻模式#5]圖20表示一例“時隙間跳頻模式#5”。設(shè)使第1信道以及第2信道之間的頻率間隔B為在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的、PUCCH區(qū)域及/或保護(hù)頻帶(零填充)的總帶寬以上。圖20表示存在于IFFT頻帶的低頻的、保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域0的帶寬為\， PUCCH區(qū)域#0的帶寬為Xtl,存在于IFFT頻帶的高頻的、保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域#1的帶寬為YnPUCCH區(qū)域#1的帶寬為X1的情況。如圖20所示，將第1時隙的PUCCH和PUSCH之間的頻率間隔B設(shè)定為在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域#0、 保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域#1、PUCCH區(qū)域#0、以及PUCCH區(qū)域#1的總帶寬(XfXAYc^Y1)以上。由此，在第2時隙中，PUCCH在PUCCH區(qū)域#1中進(jìn)行時隙間跳頻的同時，能夠避免進(jìn)行了時隙間跳頻的PUSCH被映射到為了映射控制信號而專門設(shè)置的PUCCH區(qū)域#0、PUCCH區(qū)域#1、保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域#0、以及保護(hù)頻帶(零填充)區(qū)域#1中。另外，在圖20中，表示PUCCH區(qū)域和保護(hù)頻帶區(qū)域相鄰的情況，但在這些區(qū)域不相鄰，PUCCH區(qū)域以及保護(hù)頻帶區(qū)域存在于多個頻帶中的情況(在非連續(xù)的頻帶中連續(xù)的情況)下，通過將頻率間隔B設(shè)定為連續(xù)的PUCCH區(qū)域及/或保護(hù)頻帶區(qū)域的最大總帶寬以上，從而能夠取得與PUCCH區(qū)域和保護(hù)頻帶區(qū)域相鄰的情況同樣的效果。例如，在使用圖15以及圖16所示的通過將多個單位頻帶集成束而實現(xiàn)高速傳輸?shù)妮d波聚合技術(shù)的情況下，在考慮了從僅由一個單位頻帶構(gòu)成的LTE系統(tǒng)對高級 LTE (LTE-advanced)系統(tǒng)的泄露干擾，以及相反地從高級LTE系統(tǒng)對LTE系統(tǒng)的泄露干擾的情況下，設(shè)想在單位頻帶間設(shè)置保護(hù)頻帶。即，在圖15以及圖16中，設(shè)想在相鄰的單位頻帶#0的PUCCH區(qū)域#0和單位頻帶#1的PUCCH區(qū)域#1之間，設(shè)置保護(hù)頻帶(使副載波分量為零的零填充)區(qū)域的情況。在這樣的情況下，與循環(huán)連續(xù)存在于IFFT頻帶兩端的單位頻帶#0的PUCCH區(qū)域#0與單位頻帶#1的PUCCH區(qū)域#1的總帶寬相比，循環(huán)連續(xù)存在于 IFFT頻帶的中央的單位頻帶#0的PUCCH區(qū)域#0、保護(hù)頻帶區(qū)域、以及單位頻帶#1的PUCCH 區(qū)域#1的總帶寬更寬。因此，在上述情況下，將頻率間隔B設(shè)定為連續(xù)的PUCCH區(qū)域及/ 或保護(hù)頻帶區(qū)域的最大總帶寬以上，即循環(huán)連續(xù)存在于IFFT頻帶的中央的單位頻帶#0的 PUCCH區(qū)域#0、保護(hù)頻帶區(qū)域、以及單位頻帶#1的PUCCH區(qū)域#1的總帶寬以上即可。另外，第1信道以及第2信道之間的頻率間隔B也可以設(shè)定為從在IFFT(IDFT)帶寬中循環(huán)連續(xù)存在的PUCCH區(qū)域及/或保護(hù)頻帶區(qū)域的最大總帶寬的最大值中減去PUCCH 帶寬Z所得的值(在圖20的情況下是XfXJYc^Y1-Z)以上。由此，第1信道以及第2信道的頻率間隔B的設(shè)定自由度變寬，因此也就是說，能夠減輕第1時隙中的第1信道以及第2 信道的頻率資源分配的限制。[時隙間跳頻模式#6]圖21表示一例“時隙間跳頻模式#6”。設(shè)時隙間跳頻后的、映射到第2時隙的第1信道 (或者第2時隙的第2信道)內(nèi)的信號為重復(fù)Otepetition，反復(fù))被映射到第1時隙的第1信道(或者第1時隙的第2信道)內(nèi)的信號而得的信號。圖21表示對于在映射到第1時隙的PUCCH區(qū)域的各分配單位的信號中的、#0 2、#6 11、#15 17的信號，維持PUCCH以及PUSCH的頻率間隔，并且適用了時隙間跳頻后，在第2時隙的PUCCH區(qū)域中也反復(fù)映射相同的信號的情形。由此，通過在維持時隙間的頻分復(fù)用信號的瞬時功率變動的分布的同時，合成第1時隙和第2時隙的重復(fù)信號，從而能夠得到頻率以及時間分集效應(yīng)。此外，以下表示一例映射到第1時隙以及第2時隙的重復(fù)信號的生成方法。[1]復(fù)制調(diào)制碼元，不進(jìn)行擴(kuò)頻，而將所復(fù)制的調(diào)制碼元直接映射到第1時隙以及第2時隙中。[2]通過將調(diào)制碼元以DFT或CAZAC序列等某一種擴(kuò)頻序列進(jìn)行擴(kuò)頻，并復(fù)制擴(kuò)頻后的信號，由此生成多個重復(fù)信號，分別映射到第1時隙以及第2時隙中。另外，也可以采用下述結(jié)構(gòu)，即，復(fù)制信道編碼前的比特序列，或者信道編碼后調(diào)制前的比特序列，對所復(fù)制的比特序列分別進(jìn)行了調(diào)制后，將調(diào)制碼元以DFT或CAZAC序列等某一種擴(kuò)頻序列分別進(jìn)行擴(kuò)頻，生成多個重復(fù)信號，分別映射到第1時隙以及第2時隙中。通過使用上述[1]以及[2]的方法生成重復(fù)信號，第1時隙和第2時隙中的 SC-FDMA的時間波形的瞬時功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)為具有了相關(guān)的(類似的)特性，因此能夠防止時隙間的瞬時功率分布特性的大幅度的變化。[3]復(fù)制調(diào)制碼元，將所復(fù)制的調(diào)制碼元以對每個時隙不同的擴(kuò)頻序列進(jìn)行擴(kuò)頻， 并將擴(kuò)頻后的信號分別映射到第1時隙以及第2時隙中。另外，也可以采用下述結(jié)構(gòu)，即，復(fù)制信道編碼前的比特序列，或者信道編碼后調(diào)制前的比特序列，對所復(fù)制的比特序列分別進(jìn)行調(diào)制后，將調(diào)制碼元以對每個時隙不同的擴(kuò)頻序列分別進(jìn)行擴(kuò)頻，生成多個重復(fù)信號， 分別映射到第1時隙以及第2時隙中。通過使用上述[3]的方法生成重復(fù)信號，能夠使第1時隙與第2時隙的被干擾(例如其他小區(qū)干擾)分量隨機化，并且在映射到PUCCH以及PUSCH的信號是隨機地變化的信號的情況下，能夠得到與以“時隙間跳頻模式#1”敘述的效果相同的效果。[時隙間跳頻模式#7]設(shè)映射到第1信道、第2信道中的至少1個信道的信號為通過DFT或CAZAC序列等某種編碼序列擴(kuò)頻的信號。例如，使用前面所說明的圖5進(jìn)行說明，對調(diào)制后的1數(shù)據(jù)碼元以3 X 3的DFT矩陣進(jìn)行擴(kuò)頻(N = 3)，將長度為3的信號序列映射到PUSCH的頻率資源(例如，第0個SC-FDMA 碼元的資源元素0 2)。同樣，對調(diào)制后的1控制碼元以序列長度為3的CAZAC序列進(jìn)行擴(kuò)頻，將擴(kuò)頻后的長度為3的信 號序列映射到PUCCH的頻率資源(例如，第O個SC-FDMA碼元的資源元素O 2)。這樣，通過將擴(kuò)頻后的各信號序列(連續(xù))映射到頻率資源，各信號序列能夠生成在相鄰頻率資源中相關(guān)高的信號序列，因此擴(kuò)頻后的各信號序列的時域信號的振幅變動幅度分別變小。因此，相當(dāng)于通過將它們合成多個而生成的信號的頻分復(fù)用信號的振幅變動幅度，與未進(jìn)行擴(kuò)頻的信號相比也變小。即，能夠?qū)⒚總€時隙的發(fā)送信號波形的瞬時功率變動幅度抑制得小，并且可以得到由時隙間跳頻產(chǎn)生的頻率分集效應(yīng)，進(jìn)而，能夠得到使時隙間的頻分復(fù)用信號的發(fā)送時間波形的瞬時功率變動分布的變化得到抑制的效果。[時隙間跳頻模式#8]設(shè)映射到進(jìn)行時隙間跳頻的多個信道中的非連續(xù)的兩個以上信道的信號為對通過DFT或CAZAC序列等編碼序列擴(kuò)頻的信號(頻譜)進(jìn)行了分割而得的信號。在前面所說明的圖5中，表示了在PUSCH中映射進(jìn)行了 DFT擴(kuò)頻的信息信號序列， 在PUCCH中映射通過由CAZAC序列進(jìn)行了擴(kuò)頻的控制信號序列的情況，但映射到第1時隙的PUSCH區(qū)域中存在的多個PUSCH上的信號可以是以下的任一種信號。[1]設(shè)映射到非連續(xù)的兩個以上信道的信號為將DFT擴(kuò)頻后的信號在頻域中頻譜分割為多個集群的信號(Cluster-SC-FDMA信號、集群SC-FDMA信號)。圖22是對調(diào)制后的1碼元以5X 5的DFT矩陣進(jìn)行擴(kuò)頻(N = 5)，將擴(kuò)頻后的長度為5的信號序列分割為3對2 (例如0 2與3 4)，分別映射到PUSCH的第2信道以及第三信道的開頭的SC-FDMA碼元的分配單位的例子。圖22是對后續(xù)的SC-FDMA碼元也進(jìn)行相同的處理之后，適用與以“時隙間跳頻模式#1中”說明的3信道的情況相同的時隙間跳頻的例子。圖23表示該情況的終端的結(jié)構(gòu)例子。另外，在圖23中，對與圖4共同的結(jié)構(gòu)部分附加與圖4相同的標(biāo)號并省略其說明。圖23的終端200A相對于圖4的終端200，采用在 DFT單元210和映射單元212之間追加了將DFT后的信號序列分割的頻譜分割單元216的結(jié)構(gòu)。[2]設(shè)映射到非連續(xù)的兩個以上信道的信號為對于兩個以上的不同傳輸塊(碼字)以不同或相同的發(fā)送格式(MCS集或發(fā)送功率控制值)進(jìn)行信道編碼或調(diào)制，對由此獨立地生成的信號序列個別地進(jìn)行了 DFT擴(kuò)頻而得的信號(NX SC-FDMA信號)。在該情況下，在前面所示的圖16中，可以在2以上的PUSCH(第1信道、第2信
道.......)中，分別映射與2以上的不同傳輸塊(碼字)對應(yīng)的、DFT擴(kuò)頻后的各個信號序列。在映射如上述[1]或[2]的信號，并在時隙間進(jìn)行跳頻，由此在非連續(xù)的兩個以上信道中映射信號的情況下，也能夠在維持頻域中的資源分配的靈活性的同時，與OFDM傳輸相比，不會導(dǎo)致PAPR的大幅增大，而能夠抑制時隙間的瞬時功率分布特性的變化。另外，通過將被映射進(jìn)行了 DFT擴(kuò)頻的序列的、非連續(xù)的兩個以上信道在頻域中等間隔地配置，從而能夠在維持更低PAPR的瞬時功率的分布特性的同時，能夠避免時隙間的瞬時功率的分布特性的變化。另外，在以上的說明中，說明了利用本發(fā)明的特征，即時隙間的PUCCH的循環(huán)頻移量與時隙間的PUSCH的循環(huán)頻移量相同這一點，通知循環(huán)頻移量的方法。具體而言，說明了將PUSCH的循環(huán)頻移量和PUCCH的循環(huán)頻移量設(shè)定為相同的值并通知兩者的循環(huán)頻移量的方法，以及僅通知PUSCH以及PUCCH共同的循環(huán)頻移量(即任一方的循環(huán)頻移量)的方法。 在將PUSCH的循環(huán)頻移量和PUCCH的循環(huán)頻移量設(shè)定為相同的值并通知這兩者的情況下， 終端通過將接收到的兩個相同的循環(huán)頻移量進(jìn)行合成，從而能夠改善該信息的接收質(zhì)量。 但是，設(shè)想使用同一分量載波(單位頻帶)或者不同的分量載波(單位頻帶)發(fā)送的、多個 PUSCH、多個PUCCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移)分別以DL在不同的時間通知，在UL的某個頻分復(fù)用發(fā)送時刻，多個信道的時隙間跳頻模式不相同的情況。在這樣的情況下，可以根據(jù)以下的方法進(jìn)行多個信道的時隙間跳頻。(1)在使用同一分量載波(component carrier)或 者不同的分量載波同時發(fā)送多個PUSCH的情況下，優(yōu)先根據(jù)以終端優(yōu)先接收并監(jiān)視的DL的主分量載波(primary component carrier) (PCC)通知的PUSCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移)，進(jìn)行全部多個 PUSCH的時隙間跳頻。由此，能夠得到與上述相同的效果。(2)在以同一 c分量載波同時發(fā)送PUSCH與PUCCH(PUCCH與PUCCH)的情況下，優(yōu)先根據(jù)被通知的(某一個)PUCCH的時隙間跳頻模式，進(jìn)行PUSCH以及PUCCH (PUCCH以及 PUCCH)的時隙間跳頻。由此，能夠得到與上述相同的效果。(3)在以同一分量載波或者不同的分量載波同時發(fā)送多個PUSCH與多個PUCCH的情況下，優(yōu)先根據(jù)以終端優(yōu)先接收并監(jiān)視的DL的主分量載波通知的PUCCH的時隙間跳頻模式(循環(huán)頻移)，進(jìn)行全部信道的時隙間跳頻。由此，能夠得到與上述相同的效果。另外，在圖18中，說明了在第1時隙中從分配了第1信道的頻率資源起與分配了第2信道的頻率資源之間的頻率差為+B時，在第2時隙中將第2信道在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)循環(huán)地分配到從第1信道起隔開了頻率差-B的頻率資源的方法。通過采用該方法，對于除了隨機信號以外，時隙(子幀)內(nèi)多個具有不同特性的信號(隨機信號、確知信號等)共存的信號序列，也能夠得到與以“時隙間跳頻模式#1”敘述的效果同樣的效果。(實施方式2)在實施方式1中，說明了基于當(dāng)分配到第1時隙的第1信道與第2信道的、在IFDT 或IFFT頻帶內(nèi)的頻率間隔為B時，在第2時隙中將第2信道在IDFT或IFFT頻帶(系統(tǒng)頻帶)帶寬內(nèi)循環(huán)地分配到從第1信道起隔開了 B的頻率資源的資源分配規(guī)則，進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的情況。本實施方式說明在該資源分配規(guī)則中，頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道的頻率間隔(頻率差)B的設(shè)定方法。另外，第2時隙中的頻率間隔B如在實施方式1中說明的那樣維持與第1時隙中的頻率間隔B相同的值。[頻率間隔設(shè)定方法#1-0]在第1時隙或第2時隙中，頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道或第2信道中至少一方的信道的頻率資源越靠近系統(tǒng)頻帶的兩端(或者越遠(yuǎn)離中心頻率)，第1信道和第2信道之間的頻率間隔B(或者頻率間隔B的最大值)設(shè)定得越窄。圖25表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-0”。如圖25所示，在“頻率間隔設(shè)定方法 #1-0”中，將在第1時隙中從分配了第1信道的頻率資源起與分配了第2信道的頻率資源之間的頻率間隔B，基于距系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離或者距中心頻率的頻率距離進(jìn)行控制。 具體而言，隨著距系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離變大，或者隨著距中心頻率的頻率距離變小，將第1信道和第2信道之間的頻率間隔(頻率間隔的最大值)B設(shè)定得窄。
一般而言，在對多個信道進(jìn)行頻分復(fù)用并同時發(fā)送的情況下，由于放大器的非線性的影響，產(chǎn)生多個信道的相互調(diào)制失真，并容易產(chǎn)生向發(fā)送頻帶外漏泄的問題。但是，通過使用“頻率間隔設(shè)定方法#1-0”，在對頻帶外的相互調(diào)制失真的影響大(頻帶外漏泄功率的影響大)的系統(tǒng)頻帶的兩端處，頻分復(fù)用的第1信道和第2信道之間的頻率間隔B被設(shè)定得窄，因而能夠減小該影響。另外，在頻帶外漏泄功率的影響小的頻帶的中央附近處，頻分復(fù)用的第1信道和第2信道之間的頻率間隔B被設(shè)定得寬(或者無限制)，因此能夠保持伴隨頻域的靈活資源分配的調(diào)度效果。即，能夠在維持實施方式1的效果的同時，還能進(jìn)一步得到上述效果。[頻率 間隔設(shè)定方法#1-1]頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源和系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離越小，第1信道和第2信道之間的頻率間隔B(頻率間隔的最大值)越窄(為閾值X[RE:ReS0Urce Element，資源元素]以下)?；蛘?，頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第 2信道中至少一個信道的頻率資源和系統(tǒng)頻帶中心頻率的頻率距離越大，第1信道和第2信道之間的頻率間隔B(頻率間隔的最大值)越窄(為閾值X[RE]以下)。圖26表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-1”的、距離系統(tǒng)頻帶兩端以及系統(tǒng)頻帶中心頻率的頻率距離與頻率間隔B以及頻率間隔B的最大值(閾值)之間的對應(yīng)表。在圖26 所示的例子中，在頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源和系統(tǒng)頻帶兩端之間的頻率距離大的情況下，對第1信道和第2信道的頻率間隔B的最大值不設(shè)置限制。在頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源和系統(tǒng)頻帶兩端之間的頻率距離小的情況下，將兩個信道的頻率差B的最大值限制為X[RE]以下。由此，在因放大器的非線性產(chǎn)生的相互調(diào)制失真造成的、頻帶外的漏泄功率的影響大的系統(tǒng)頻帶的兩端附近，頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道和第2信道之間的頻率間隔B限制為X[RE]以下，因而能夠?qū)㈩l帶外的漏泄功率的擴(kuò)散限制在某個規(guī)定值以下。[頻率間隔設(shè)定方法#1-2]在頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源進(jìn)入到從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況下，使頻率間隔B(頻率間隔的最大值)為X[RE] 以下。圖27表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”。圖27中情況(a)表示在第1時隙中頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源進(jìn)入到從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況的例子。另外，圖27中情況(b)表示在第1時隙中頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源未進(jìn)入到從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況。如圖27所示，在“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”中，在第1時隙中頻分復(fù)用發(fā)送的第1 信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源進(jìn)入從系統(tǒng)頻帶兩端開始頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況下，第1信道和第2信道之間的頻率間隔B限制為X[RE]以下。另一方面，在“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”中，在第1時隙中頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道以及第2信道中至少1 個信道的頻率資源未進(jìn)入到從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況下，對第1信道和第2信道之間的頻率間隔B不設(shè)置限制。圖28表示基于“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”的、從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離(Y[RE])和頻率間隔B(頻率間隔B的最大值)之間的對應(yīng)表。由此，從因放大器的非線性產(chǎn)生的相互調(diào)制失真造成的、頻帶外的漏泄功率的影響大的系統(tǒng)頻帶兩端起始的頻率距離為Y[RE]附近，頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道和第2 信道之間的頻率間隔B限制為X[RE]以下，因而能夠?qū)㈩l帶外的漏泄功率的擴(kuò)散限制在某個規(guī)定值以下。另一方面，從頻帶外的漏泄功率的影響大的系統(tǒng)頻帶兩端起始的頻率距離為Y[RE]以外的頻帶中，對頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道和第2信道之間的頻率間隔B是不設(shè)置限制的，因而能夠保持伴隨頻域的靈活資源分配的調(diào)度效果。[頻率間隔設(shè)定方法#1-3]
設(shè)在頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源進(jìn)入到從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率的(最大值) 比規(guī)定功率值(Z[Watt(dBm)])大的情況下，使第1信道和第2信道之間的頻率間隔B(頻率間隔的最大值)為X[RE]以下。圖29表示一例“頻率間隔設(shè)定方法#1-3”。圖29是頻分復(fù)用發(fā)送的第1信道和第2信道的發(fā)送電力相同的情況的例子，情況(a) (d)分別為以下的例子。情況(a)頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源位于從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率為ZjdBm] 以下的例子。情況(b)頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源位于從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率為ZjdBm] 以上的例子。情況(c)頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道以及第2信道中至少一個信道的頻率資源位于從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以外，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率為Z1WBm] 以上且Z2[dBm]以下的例子。情況(d)頻分復(fù)用發(fā)送而來的第1信道以及第2信道中至少1個信道的頻率資源位于從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以外，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率為Z2[dBm] 以上的例子。圖30表示基于圖29的情況(a) (d)所示的“頻率間隔設(shè)定方法#1_3”的、距系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離、頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率、以及頻率間隔B (頻率間隔B的最大值)之間的對應(yīng)表。在基于圖30所示的對應(yīng)表的情況下，第1信道和第2信道之間的頻率間隔B(頻率間隔的最大值)，在情況(a)中無限制，在情況(b)中設(shè)定為Xq[RE]以下，在情況(c)中無限制，在情況(d)中設(shè)定為XJRE]以下。這里，存在Z1SZyXciSX1的關(guān)系。因放大器的非線性產(chǎn)生的、頻分復(fù)用信號的相互調(diào)制失真的擴(kuò)散，各信道之間的頻率間隔(頻率差)越寬就越寬。除此以外，頻分復(fù)用信號的相互調(diào)制失真的大小與頻分復(fù)用信號的振幅積的三次方成比例。因此，在頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道中至少一個信道的頻率資源位于頻帶外漏泄功率的影響大的系統(tǒng)頻帶兩端，并且頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率大的情況下，將頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道間的頻率間隔(頻率間隔的最大值)限制在某個值(X0[RE1)以下。另外，即使在頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道中至少一個信道的頻率資源不是位于從系統(tǒng)頻帶兩端起頻率距離Y[RE]以內(nèi)的情況下，而在頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率為某個規(guī)定值(ZJdBm])以上的情況下，同樣地，為了減輕系統(tǒng)頻帶內(nèi)外的相互調(diào)制失真的影響，將頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道間的頻率間隔(頻率間隔的最大值)限制在某個值(XJRE])以下。這樣，通過除了配置頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道的頻率資源的位置以外，還考慮頻分復(fù)用信號的發(fā)送功率大小的影響，進(jìn)行頻分復(fù)用信號的頻率間隔的設(shè)定，由此，除了上述效果以外，與使用“頻率間隔設(shè)定方法#1-2”的情況相比，能夠高精度地控制相互調(diào)制失真對其他信道產(chǎn)生的干擾的影響。另外，也可以取代頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率，而基于構(gòu)成頻分復(fù)用信號的多個信道中至少一個信道的發(fā)送功率來設(shè)定頻率間隔B。圖31表示距系統(tǒng)頻帶兩端的頻率距離、構(gòu)成頻分復(fù)用信號的多個信道中的任一個信道的發(fā)送功率、以及頻率間隔B(頻率間隔 B的最大值)之間的對應(yīng)表。在取代頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率，而基于構(gòu)成頻分復(fù)用信號的多個信道中至少一個信道的發(fā)送功率設(shè)定頻率間隔B的情況下，也能夠取得與上述相同的效果。但是，作為至少一個信道，期望基于發(fā)送功率大的信道的發(fā)送功率值設(shè)定頻率間隔 B。由此，與基于發(fā)送功率小的信道的發(fā)送功率值的情況相比，能夠高精度地控制相互調(diào)制失真對其他信道產(chǎn)生的干擾的影響。另外，也可以取代頻分復(fù)用信號的總發(fā)送功率，而基于構(gòu)成頻分復(fù)用信號的各信道的振幅積或者功率積(或者功率積的冪)來設(shè)定頻率間隔B。在該情況下也能夠取得與上述同樣的效果。另外，在構(gòu)成頻分復(fù)用信號的第1信道以及第2信道是PUSCH以及PUCCH的情況下，也可以基于配置PUSCH的頻率資源，計算頻率距離。如上所述，PUCCH在系統(tǒng)頻帶兩端在時隙間進(jìn)行跳頻。與此相對，PUSCH在夾于PUCCH的跳頻區(qū)域的頻帶中進(jìn)行跳頻。即，PUCCH 與PUSCH相比必定配置在距中心頻率更遠(yuǎn)(接近系統(tǒng)頻帶兩端)的頻率中。因此可知，基于配置PUSCH的頻率資源，計算出距系統(tǒng)頻帶的兩端或者中心頻率的頻率距離的結(jié)果，在配置PUSCH的頻率資源和距系統(tǒng)頻帶兩端或者中心頻率的頻率距離為Y[RE]以下的情況下， 與配置PUCCH的頻率資源之間的頻率距離必定也為Y[RE]以下。S卩，能夠省略PUCCH的頻率資源和距系統(tǒng)頻帶兩端或者中心頻率的頻率距離的運算。(實施方式3) 在本實施方式中，在對PUSCH與PUCCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的資源分配規(guī)則中，再利用將PUCCH、PUSCH分別獨立地進(jìn)行跳頻的LTE Rel. 8中的方法。進(jìn)而，在本實施方式中，根據(jù)系統(tǒng)頻帶中包含的子帶數(shù)以及第1時隙中配置PUCCH的頻率資源的資源號，生成PUSCH 和PUCCH之間的協(xié)作跳頻對。子帶數(shù)由基站設(shè)定。基站設(shè)定子帶數(shù)，以使將系統(tǒng)頻帶中適用跳頻的頻帶分割所得的子帶的帶寬例如為RBG(Resource Block Group，資源塊組)大小的自然數(shù)倍。由基站設(shè)定的子帶數(shù)的信息例如包含在跳頻適用信息(或者高層(RRC(Radio Resource Control, 無線資源控制))的信令信息)中而被通知給終端。另外，配置PUCCH的頻率資源的資源號m與物理信道資源的位置之間，具有圖32 所示的對應(yīng)關(guān)系(參照非專利文獻(xiàn)3)。即，如圖32所示，在第1時隙中，資源號m為偶數(shù)的頻率資源與系統(tǒng)頻帶下側(cè)(即低頻側(cè))的物理信道資源關(guān)聯(lián)，資源號m為奇數(shù)的頻率資源與系統(tǒng)頻帶上側(cè)(即高頻側(cè))的物理信道資源關(guān)聯(lián)。另一方面，在第2時隙中，資源號m為偶數(shù)的頻率資源與系統(tǒng)頻帶上側(cè)(即高頻側(cè))的物理信道資源關(guān)聯(lián)，資源號m為奇數(shù)的頻率資源與系統(tǒng)頻帶下側(cè)(即低頻側(cè))的物理信道資源關(guān)聯(lián)。在本實施方式中，利用各時隙中的資源號m與物理信道資源之間的關(guān)聯(lián)，根據(jù)系統(tǒng)頻帶中包含的子帶數(shù)以及第1時隙中配置PUCCH的頻率資源的資源號m，使PUSCH以及 PUCCH進(jìn)行跳頻。[時隙間跳頻模式#9](子帶數(shù)=1)圖33以及圖34表示一例“時隙間跳頻模式#9”?！皶r隙間跳頻模式#9”是系統(tǒng)頻帶內(nèi)僅包含1子帶的情況(子帶數(shù)=1的情況)下的時隙間跳頻模式。在“時隙間跳頻模式#9”中，以如下方式將PUSCH(第2信道)配置在第1時隙以及第2時隙中。(a)在第1時隙中PUCCH(第1信道)配置在資源號m為偶數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中PUSCH(第2信道)配置在子帶內(nèi)的下側(cè)頻帶的頻率資源中，在第2時隙中PUSCH(第2信道)配置在子帶內(nèi)的上側(cè)頻帶的頻率資源中(參照圖33)。(b)在第1時隙中PUCCH(第1信道)配置在資源號m為奇數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中PUSCH(第2信道)配置在子帶內(nèi)的上側(cè)頻帶的頻率資源中，在第2時隙中PUSCH(第2信道)配置在子帶內(nèi)的下側(cè)頻帶的頻率資源中(參照圖34)。S卩，在上述(a)以及(b)的任一種情況下，均使用子帶內(nèi)的鏡像(mirroring)，將 PUSCH(第2信道)配置在第1時隙以及第2時隙中。這里，所謂鏡像，是指對于子帶內(nèi)的中心頻率，使相應(yīng)資源向鏡像對稱的頻率資源位置(距子帶內(nèi)的中心頻率的頻率距離相等的頻率資源位置)移位的操作。由此，再利用LTE Rel. 8中使用的將PUCCH、PUSCH分別獨立地跳頻的方法，即在維持與LTE Rel. 8的向后兼容性的同時，能減小頻帶外漏泄功率的影響。關(guān)于能夠減小頻帶外漏泄功率這方面，進(jìn)行補充說明。以下，以上述(a)的情況為例進(jìn)行說明。作為(a)的比較對象，考慮在第1時隙中PUCCH配置在資源號m為偶數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中PUSCH配置在子帶內(nèi)的“上側(cè)”頻帶的頻率資源中，在第2 時隙中配置在子帶內(nèi)的“下側(cè)”頻帶的頻率資源中的情況。圖35是比較對象中的配置例， 使用子帶內(nèi)的鏡像(mirroring)，將PUSCH(第2信道)配置在第2時隙中。在第1時隙中PUCCH配置在資源號m為偶數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中，與將PUSCH配置在子帶內(nèi)的“上側(cè)”頻帶的頻率資源中的情況相比，配置在“下側(cè)”頻帶的頻率資源中的情況下的PUSCH和PUCCH之間的頻率間隔較小。另外，在第2時隙中PUCCH 配置在資源號m為偶數(shù)的頻率資源中的情況下，在第2時隙中，與將PUSCH配置在子帶內(nèi)的 “下側(cè)”頻帶的頻率資源中的情況相比，配置在“上側(cè)”頻帶的頻率資源中的情況下的PUSCH 與PUCCH之間的頻率間隔較小。因此，在第1時隙以及第2時隙的兩個時隙中，與上述比較對象相比，(a)中能夠?qū)㈩l率間隔一直維持得較小(參照圖33以及圖3 。構(gòu)成頻分復(fù)用信號的各信道的頻率間隔越窄，相互調(diào)制失真的擴(kuò)散越小，因此與上述比較對象相比，(a)中能夠減小頻帶外漏泄功率的影響。另外，(b)的情況也相同。[時隙間跳頻模式#10](子帶數(shù)>1)圖36以及圖37表示一例“時隙間跳頻模式#10”。“時隙間跳頻模式#10”是子帶數(shù)> 1的情況下的時隙間跳頻模式。另外，圖36以及圖37是子帶數(shù)=3的情況的例子。在“時隙間跳頻模式#10”中，以如下方式將PUSCH(第2信道)配置在第1時隙以及第2時隙中。(a)在第1時隙中PUCCH配置在資源號m為偶數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中PUSCH配置在各子帶內(nèi)的“下側(cè)(即低頻側(cè))”頻帶的頻率資源中，在第2時隙中PUSCH 配置在各子帶內(nèi)的“上側(cè)(即高頻側(cè))”頻帶的頻率資源中(參照圖36)。(b)在第1時隙中PUCCH配置在資源號m為奇數(shù)的頻率資源中的情況下，在第1時隙中PUSCH配置在各子帶內(nèi)的“上側(cè)(即高頻側(cè))”頻帶的頻率資源中，在第2時隙中PUSCH 配置在各子帶內(nèi)的“下側(cè)(即低頻側(cè))”頻帶的頻率資源中(參照圖37)。S卩，在上述(a)以及(b)的任一種情況下，均使用子帶內(nèi)的鏡像(mirroring)，將 PUSCH(第2信道)配置在第1時隙以及第2時隙中。由此，在子帶數(shù)> 1的情況下，也與“時隙間跳頻模式#9”同樣，再利用LTE Rel. 8 中使用的將PUCCH、PUSCH分別獨立地進(jìn)行跳頻的方法，即維持與LTE Rel. 8的向后兼容性， 并且能夠減小頻帶外漏泄功率的影響。這樣，在本實施方式的資源分配規(guī)則中，利用配置PUCCH的頻率資源的資源號m與物理信道資源的位置之間的對應(yīng)關(guān)系，根據(jù)第1時隙中的PUCCH的資源號m，將PUSCH配置在第1時隙中。進(jìn)而，與LTE Rel. 8同樣，使用子帶內(nèi)的mirroring，將PUSCH配置在第2時隙中。由此，能夠維持與LTE Rel. 8的向后兼容性，并且在第1時隙和第2時隙中維持第1 信道和第2信道之間的頻率間隔，因此能夠減小頻帶外漏泄功率的影響。(實施方式4)在實施方式3中，說明了在對PUSCH和PUCCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的資源分配規(guī)則中，在維持時隙間的第1信道和第2信道之間的頻率間隔的同時，使用鏡像進(jìn)行PUSCH的時隙間跳頻的情況。在本實施方式中，說明取代鏡像，使用循環(huán)頻移，進(jìn)行PUSCH的時隙間跳頻的情況。另外，在本實施方式中，與實施方式3同樣，在對PUSCH和PUCCH進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的資源分配規(guī)則中，再利用將PUCCH、PUSCH分別獨立地進(jìn)行跳頻的LTE Rel. 8中的方法。在LTE Rel. 8中，PUSCH在跳頻頻帶(彡系統(tǒng)頻帶)內(nèi)進(jìn)行循環(huán)頻移 (wrap-around,回繞)，由此進(jìn)行時隙間跳頻。另一方面，PUCCH在與定義在系統(tǒng)頻帶兩端的
資源號m(0，l，2，......)關(guān)聯(lián)的頻率資源中進(jìn)行時隙間跳頻。因此，產(chǎn)生下述問題，即，難
以將作為實施方式1中敘述的本發(fā)明的特征的、維持多個信道(例如PUSCH以及PUCCH)的頻率間隔的協(xié)作跳頻簡單地導(dǎo)入為Rel. 8的方式。因此，在本實施方式中，為了再利用Rel. 8中的跳頻方法并且解決上述問題，對基于Rel. 8的PUSCH的循環(huán)頻移的跳頻方法進(jìn)行校正(修正)。在本實施方式中，在系統(tǒng)帶寬內(nèi)對PUSCH進(jìn)行回繞(循環(huán)頻移)的情況下，校正Rel. 8的循環(huán)頻移量。具體而言，導(dǎo)入(系統(tǒng)頻帶-跳頻頻帶)的校正項，如式(5)所示定義PUSCH的循
環(huán)頻移量。PUSCH的循環(huán)頻移量= (Rel.8的循環(huán)頻移量+(系統(tǒng)頻帶-跳頻頻帶))mod系統(tǒng)頻帶... (5)
這里，mod表示模運算。進(jìn)而，在本實施方式中，在跳頻帶寬內(nèi)對PUSCH進(jìn)行回繞的情況下，如式(6)所示定義PUSCH的循環(huán)頻移量。PUSCH的循環(huán)頻移量=(跳頻頻帶-(PUSCH帶寬+頻率差(+B)))mod跳頻頻帶... (6)圖38表示本實施方式的在系統(tǒng)帶寬內(nèi)對PUSCH進(jìn)行回繞(循環(huán)頻移)的情況下的校正項，以及跳頻頻帶內(nèi)的循環(huán)頻移量。這樣，在本實施方式的資源分配規(guī)則中，循環(huán)頻移基于PUSCH進(jìn)行跳頻的跳頻頻帶而被校正。由此，對于Rel. 8中使用的跳頻方法導(dǎo)入校正項而僅實施略微的修正，便可取得與實施方式1同樣的效果。(實施方式5)在本實施方式中，說明將上述實施方式中敘述的資源分配規(guī)則推廣到頻分復(fù)用發(fā)送的信道數(shù)為η信道時的情況。[時隙間跳頻模式#11]圖39表示一例“時隙間跳頻模式#11”。圖39是對三個信道進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的情況的例子。在圖39中，第1時隙中，從頻率分量低的信道起，按照第1信道、第2信道、以及第三信道的順序排列。另外，各個頻率間隔為Btl以及Bp另外，第1信道和第2信道的頻帶寬度相同。圖39表示在這樣的對三個信道進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的情況下，跳頻后的第2時隙中的各信道的映射位置的候選。頻帶寬度相等的第1信道與第2信道只要相互映射到隔開了頻率間隔Btl的頻率資源位置即可，各信道的順序可以是任意的。即，具有如下特征，只要維持第1信道與第2信道之間的頻率間隔Btl，相同頻帶寬度的信道之間，可以更換頻域中的順序。另外，只要維持頻率間隔Btl以及B1 (各信道的相對頻率位置關(guān)系、以及帶寬大小的頻域中的順序)，可以使多個信道在IFFT頻域中進(jìn)行循環(huán)移位。由此，在第1時隙與第2時隙中維持各信道的頻率間隔，因而能夠取得與上述實施方式同樣的效果。[時隙間跳頻模式#12]圖40表示一例“時隙間跳頻模式#12”。圖40與圖39同樣是對三個信道進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的情況的例子?；趫D40與圖39所示的模式的資源分配規(guī)則的不同之處在于， 在“時隙間跳頻模式#12”中，將第2時隙的第1信道與第2信道作為一個信道群(塊)，作為第三信道的映射位置候選，有兩個候選。即，作為第三信道的映射位置候選確保第2時隙中的從由第1信道和第2信道構(gòu)成的1個信道群(塊)起隔開了頻率差+B1或者頻率差-B1 的頻率資源。由此，在第1時隙和第2時隙中維持將第1信道和第2信道作為一個整體的信道群(塊)與第三信道之間的頻率間隔，因而能夠得到與上述實施方式同樣的效果。[時隙間跳頻模式#13]圖41表示一例“時隙間跳頻模式#13”。圖41是對η個信道進(jìn)行頻分復(fù)用發(fā)送的情況的例子。在圖41中，第1時隙中，從頻率分量低的信道起，按照第1信道、第2信道........以及第η信道的順序排列η個信道。在“時隙間跳頻模式#13”中，在跳頻后的
第2時隙中，第η信道的映射位置候選根據(jù)由第1........第η-1信道構(gòu)成的信道群(塊)
決定。具體而言，作為第η信道的映射位置候選確保第2時隙中的從由第1信道 第η-1 信道構(gòu)成的一個信道群(塊)起隔開了頻率差+Blri或者頻率差-Blri的頻率資源。圖42是用于實現(xiàn)基于“時隙間跳頻模式#13”的時隙間跳頻的流程圖。(1)從η信道中選擇2信道(第1以及第2信道)，將第1信道設(shè)定為基準(zhǔn)信道。(2-1)使基準(zhǔn)信道進(jìn)行循環(huán)頻移，進(jìn)行時隙間跳頻。(2-2)在從基準(zhǔn)信道起隔開了基準(zhǔn)信道和第2信道之間的頻率差+B1或者-B1的頻率位置，映射第2信道。(3-1)重新從η信道中選擇一個信道作為第i信道(i彡2)。(3-2)將跳頻后的全部信道作為一個信道群(塊)，將信道群(塊)設(shè)定為一個新
基準(zhǔn)信道。(3-3)在從新基準(zhǔn)信道起隔開了新基準(zhǔn)信道和第i信道之間的頻率差+Bi或者-Bi 的頻率位置，映射第i信道。以后反復(fù)執(zhí)行(3-1) (3-3)。這樣，在本實施方式的資源分配規(guī)則中，在頻分復(fù)用發(fā)送信號由n(n > 2的整數(shù)) 信道構(gòu)成的情況下，在時隙間也維持各信道之間的頻率間隔。由此，能夠在2時隙之間不使發(fā)送信號的瞬時功率分布特性發(fā)生變化而進(jìn)行時隙間跳頻。(實施方式6)本實施方式的特征在于，在各單位頻帶內(nèi)維持多個信道的頻率差，將同時發(fā)送的多個單位頻帶內(nèi)的多個信道作為塊，使單位頻帶間的相對間隔△在時隙間變化。作為同時發(fā)送多個信道時產(chǎn)生的相互調(diào)制失真的特征，產(chǎn)生相互調(diào)制失真的頻率位置取決于同時發(fā)送信道的頻率差。即，在兩個信道頻率差為B的情況下，在從同時發(fā)送的多個信道中的任一個信道的頻率位置起處于相當(dāng)于B的倍數(shù)的頻率距離的頻率位置產(chǎn)生相互調(diào)制失真。[時隙間跳頻模式#14]利用上述特征，在單位頻帶(CC)之間切換并利用以下所示的兩個跳頻模式 1和跳頻模式2。例如，在帶內(nèi)連續(xù)(intra-band continuous)的載波聚合(carrier aggregation)時，按每個單位頻帶切換跳頻模式。跳頻模式1 在第1時隙的頻率差為+(_)B的情況下，第2時隙的頻率差采用+(_) B0跳頻模式2 在第1時隙的頻率差為+(_) B的情況下，第2時隙的頻率差采用_(+) B0由此，在時隙間受到不同階數(shù)的相互調(diào)制失真，因此能夠?qū)⒉煌瑔挝活l帶間產(chǎn)生的相互調(diào)制失真造成的干擾隨機化。圖43表示一例“時隙間跳頻模式#14”。圖43表示在兩個單位頻帶(#0,#1)中同時發(fā)送四個信道的情況的例子(在各單位頻帶中發(fā)送2信道)。在跳頻前的第1時隙中，單位頻帶#0的2信道(第1信道與第2信道)的頻率差為+B。，單位頻帶#1的2信道(第1信道與第2信道)的頻率差為+B115另外，單位頻帶#0的2信道與單位頻帶#1的2信道之間的相對頻率間隔為Atltj在該情況下，單位頻帶 #0(#1)的相互調(diào)制失真與單位頻帶#1(#0)的同時發(fā)送的信道的至少一方的信道的頻率位置一致。例如，頻率位置為以及1+28。相當(dāng)于該情況。即，表示在兩方的單位頻帶中，受到來自不同單位頻帶的相互調(diào)制失真造成的干擾的情況。在跳頻后的第2時隙中，單位頻帶#0的2信道的頻率差為-Btl，單位頻帶#1的兩個信道的頻率差為+B115另外，單位頻帶#0的2信道與單位頻帶#1的2信道之間的相對頻率間隔為A1(興Δ。)。在該情況下，由于A1^ Δ。，所以單位頻帶#0以及單位頻帶#1的分別同時發(fā)送多個信道與第1時隙的情況相比(從不同單位頻帶)受到不同(次數(shù))的相互調(diào)制失真。即，在第1時隙與第2時隙之間，能夠?qū)崿F(xiàn)同時發(fā)送的相互調(diào)制失真造成的干擾的隨機化。另外，在上述實施方式中，說明了單位頻帶#0的第1信道與第2信道，以及單位頻帶#1的第1信道與第2信道之間的頻率差分別為B。Φ B1的情況，但也可以設(shè)定為相同值 (B。= B1) ο另外，在上述實施方式中，作為在各單位頻帶內(nèi)維持多個信道的頻率差，將同時發(fā)送的多個單位頻帶內(nèi)的多個信道作為塊，使單位頻帶間的相對間隔△在時隙間改變的一種方法，可以將單位頻帶內(nèi)的多個信道的循環(huán)頻移量設(shè)定為相同值，在單位頻帶之間，將該值設(shè)定為不同值。另外，在上述實施方式中，可以將上述實施例僅適用于在各單位頻帶的兩端Y [RE] 的頻域中存在至少一個信道的情況。由此，在系統(tǒng)兩端，在時隙間受到不同次數(shù)的相互調(diào)制失真，因而能夠使干擾隨機化。另外，在相互調(diào)制失真的影響較小的系統(tǒng)頻帶中央附近，能夠保持遵循靈活的頻率分配的調(diào)度效果。(實施方式7)本實施方式的特征在于，在跳頻后的第2時隙中，在第1時隙中的頻率差的絕對值 B的倍數(shù)以外的頻率資源中，映射跳頻后的第1信道以及第2信道。與實施方式6同樣，作為同時發(fā)送多個信道時產(chǎn)生的相互調(diào)制失真的特征，利用產(chǎn)生相互調(diào)制失真的頻率位置取決于同時發(fā)送信道的頻率差。由此，能夠在時隙間改變受到相互調(diào)制失真的干擾的終端(UE)(從被干擾終端 (UE)觀察，能夠降低連續(xù)2時隙受到來自特定終端(UE)的大的高次諧波調(diào)制失真干擾的幾率)。[時隙間跳頻模式#15]圖44表示一例“時隙間跳頻模式#15” (2終端(UE)的情況)。圖44表示在第 1時隙(時隙間跳頻前)中，UE#0以頻率間隔Btl同時發(fā)送第1信道(頻率位置fQ)和第 2信道(頻率位置f\)，腿將一個信道分配到頻率位置L+2B。并發(fā)送的情況。因此，在 f0"2B0 (f1+2B0)以及fQ-BQ (f^Bo)的頻率位置，分別產(chǎn)生UE#0的5次以及3次的相互調(diào)制失真分量。即，在第1時隙中，在頻率位置fQ+2BQ，從UE#0對UE#1施加由相互調(diào)制失真造成的干擾。在第2時隙(時隙間跳頻后)中，UE#0將第1信道和第2信道仍維持頻率間隔B。， 在第1時隙中UE#0同時發(fā)送的多個信道的頻率位置以外，并且從第1時隙中的多個信道中任一方信道的頻率位置起處于相當(dāng)于頻率間隔Btl的倍數(shù)的頻率距離的頻率位置以外，同時發(fā)送兩個信道。在圖44中，在第2時隙中，在LjBciJci-BtlJtlJ1 JJBciJpB0的頻率資源位置以外的頻帶中，映射UE#0的信號并發(fā)送。由此，能夠在時隙間改變受到高次諧波調(diào)制失真的干擾的UE (從被干擾UE看，能夠降低連續(xù)2時隙受到來自特定UE的較大的高次諧波調(diào)制失真干擾的概率。另外，在上述實施方式中，即使各信道的帶寬為線譜，也可以適用于具有某個頻帶的信道中的任一個。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，未提及作為傳輸控制信號以及數(shù)據(jù)信
號的(第1、第2.......)信道的PUCCH以及PUSCH的頻率資源分配單位，但也可以通過將
多個資源元素(RE:ReSOurCe Element、副載波、音調(diào)(tone))集成束作為該分配單位而構(gòu)成一個分配單位的資源塊(RE:ReS0Urce Block)，以所述資源塊的單位分配頻率資源，進(jìn)行時隙間跳頻。另外，也可以通過將多個RE集成束而構(gòu)成一個分配單位的資源塊組(RBG Resource Block Group)，以所述資源塊組的單位分配頻率資源，進(jìn)行時隙間跳頻。另外，也可以將一個資源元素(副載波、單音(tone)、箱(bin))構(gòu)成為分配單位，分配頻率資源，進(jìn)行時隙間跳頻。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，僅描述了子幀內(nèi)的時隙間的時隙間跳頻，無論是適用時隙間跳頻的情況還是未適用時隙間跳頻的情況，與該適用的有否無關(guān)，在子幀間進(jìn)行跳頻的情況下，也可以使子幀間的跳頻模式(子幀間多個信道的頻率差B、多個信道時隙間的循環(huán)頻移量、以及循環(huán)頻移方向)不同。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，描述了對以DFT矩陣以及進(jìn)行了 CAZAC 序列擴(kuò)頻的信號進(jìn)行頻分復(fù)用的情況，但對于將未擴(kuò)頻的信號進(jìn)行頻分復(fù)用的結(jié)構(gòu)，例如以O(shè)FDM傳輸?shù)念l分復(fù)用傳輸，也能適用本發(fā)明。通過對OFDM傳輸適用本發(fā)明，能夠抑制 OFDM發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)的時隙間的變化。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，描述了在時隙間進(jìn)行跳頻的情況，但進(jìn)行跳頻的時間單位也可以是時隙長以外的長度(比時隙長度更長的時間單位((子)幀長度等)、比時隙長短的時間單位(1個SC-FDMA碼元長))。例如，也可以在子幀內(nèi)和子幀間， 基于上述方法，將多個信道進(jìn)行跳頻(intra-subframe and inter-subframe frequency hopping)。由此，在該時間單位的跳頻中，在維持多個信道之間的頻率差的區(qū)間中，能夠取得與上述同樣的效果。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，使用將多個信道映射到非連續(xù)頻率資源的情況進(jìn)行了說明，但也可以是將多個信道映射到連續(xù)頻率資源的情況。即，頻率差B = 1副載波(資源元素)間隔的情況相當(dāng)于不同的多個信道映射到相鄰連續(xù)的頻率資源(塊) 的情況。例如，如圖M所示，可以在前半時隙中，將第1信道的PUCCHl和第2信道的PUCCH2 映射到PUCCH區(qū)域內(nèi)的相鄰頻率資源中，維持PUCCHl與PUCCH2的頻率差B = 1副載波(資源元素)間隔，并且在IFFT帶寬內(nèi)對PUCCHl與PUCCH2進(jìn)行循環(huán)頻移，由此進(jìn)行時隙間跳頻即可。另外，在上述全部實施方式中，在構(gòu)成頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道被發(fā)送的時間區(qū)間中，以規(guī)定的發(fā)送格式進(jìn)行發(fā)送的情況下，在該時間區(qū)間中，維持某種恒定的調(diào)制方式 (例如QPSK、QAM調(diào)制)、或者(并且)某種恒定的發(fā)送功率(密度)值即可。另外，在上述全部實施方式中，作為維持構(gòu)成頻分復(fù)用發(fā)送的多個信道的頻率差的方法，有各信道的跳頻模式基于PN序列或隨機序列那樣的某個序列而被決定的情況，還有生成該序列的參數(shù)由小區(qū)ID、幀號、子幀號等決定的情況。在這些情況下，可以將對應(yīng)于各信道的同一跳頻序列，或者(并且)用于生成該序列的參數(shù)設(shè)定為相同值，以使得多個信道的序列相同。另外，在上述全部實施方式的以上說明中，描述了從一個發(fā)送天線發(fā)送頻分復(fù)用信號的情況，但在具有多個天線并進(jìn)行MIMO (Multiple-Input Multiple-Output 多輸入多輸出)傳輸?shù)那闆r下，對于進(jìn)行頻分復(fù)用的各信道，可以分別乘以在2時隙的時間區(qū)間中相同(時不變)的線性空間預(yù)編碼矩陣。即，與跳頻前的第1時隙中的各信道相乘的預(yù)編碼矩陣和與跳頻后的第2時隙中的各信道相乘的預(yù)編碼矩陣可以使用同一矩陣。由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述全部實施方式中，作為PUCCH或PUSCH的擴(kuò)頻方法，說明了使用CAZAC 序列或者DFT序列進(jìn)行擴(kuò)頻的情況，但不限于該序列。例如，也可以使用Walsh-Hadamard 序列、Gold序列、PN序列等其他序列進(jìn)行擴(kuò)頻。由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述全部實施方式中，作為映射到PUCCH中的控制信息，敘述了個別地映射肯定確認(rèn)(Acknowledgment(ACK))、否定確認(rèn)(Non-Acknowledgment (NACK))、調(diào)度請求 (Scheduling Request (SR))、信道質(zhì)量指示符(Channel Quality Indicator (CQI)) ,{fit 狀態(tài)信息(Channel State Information (CSI))等的情況，但不限于此?？梢赃m用將ACK (或 NACK)、SR、CQI、CSI等控制信息中的至少兩種控制信息映射到一個PUCCH資源中的結(jié)構(gòu)。 由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述全部實施方式中，作為映射到PUSCH中的信息，說明了數(shù)據(jù)信息，但不限于該結(jié)構(gòu)，也可以將數(shù)據(jù)信息以及控制信息(ACK、NACK、SR、CQI、CSI等)映射到一個 PUSCH中。由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述實施方式中，在利用兩個以上的單位頻帶(CC :component carrier) 的載波聚合(carrier aggregation)時，在對多個單位頻帶的多個PUCCH進(jìn)行時隙間跳頻的情況下，使用CAZAC序列擴(kuò)頻的、各單位頻帶的PUCCH的CAZAC序列的循環(huán)移位(CS Cyclic Siift)量可以對每個單位頻帶不同，也可以相同而進(jìn)行跳頻。由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述實施方式中，表示了與時隙間跳頻有關(guān)的控制信息((預(yù)約)資源分配、跳頻的循環(huán)移位量、跳頻模式等)經(jīng)由物理層的控制信道(例如PDCCH)通知的結(jié)構(gòu)，但不限于此。例如，作為高層的控制信息的通知方法，例如也可以使用RRC(Radic) Resource Control，無線資源控制)的UE共同信令、UE個別信令進(jìn)行通知。另外，也可以使用利用了組播信道(BCH =Broad Cast Channel)等的系統(tǒng)信息(Si =System Information)進(jìn)行通知。 由此，能夠得到與上述同樣的效果。另外，在上述實施方式中，表示了使用一個IDFT (或者IFFT)的情況，但I(xiàn)DFT (或者IFFT)的數(shù)也可以擴(kuò)大為2以上進(jìn)行適用。此時，若在各IDFT(或者各IFFT)頻帶內(nèi)，進(jìn)行維持多個信道的頻率間隔(頻率差)的時隙間跳頻，則在不同的IDFT(或者各IFFT)頻帶內(nèi)，多個信道的頻率間隔(頻率差)也可以不同。例如，在單位頻帶#1的IDFT內(nèi)使用維持2信道之間的頻率差B1的時隙間跳頻的情況下，在單位頻帶#2的IDFT內(nèi)可以進(jìn)行維持 2信道之間的頻率差化(Φ B1)的時隙間跳頻。
但是，期望單位頻帶#1的IDFT內(nèi)的2信道的循環(huán)頻移量和單位頻帶#2的IDFT 內(nèi)的2信道的循環(huán)頻移量為相同的值。由此，在多個單位頻帶中同時發(fā)送多個信道的情況 (例如，在兩個單位頻帶中同時發(fā)送四個信道(各單位頻帶中兩個信道)的情況)下，在單位頻帶整體中能夠得到與上述同樣的效果。另外，上述實施方式中以天線進(jìn)行了說明，但本發(fā)明同樣能夠適用天線端口 (antenna port)0所謂天線端口，是指由一個或多個物理天線構(gòu)成的邏輯天線。即，天線端口不一定限于指一個物理天線，有時也指由多個天線構(gòu)成的陣列天線等。例如，在3GPP LTE中，沒有規(guī)定天線端口由幾個物理天線構(gòu)成，而作為基站能夠發(fā)送不同的參考信號(Reference signal)的最小單位進(jìn)行了規(guī)定。另外，天線端口有時也作為乘以預(yù)編碼矢量(Precoding vector)的加權(quán)的最小單位進(jìn)行了規(guī)定。另外，在上述實施方式中以通過硬件來構(gòu)成本發(fā)明的情況為例進(jìn)行了說明，但是本發(fā)明還可以通過軟件來實現(xiàn)。另外，用于上述實施方式的說明中的各功能塊通常被作為集成電路的LSI來實現(xiàn)。這些功能塊既可以被單獨地集成為一個芯片，也可以包含一部分或全部地被集成為一個芯片。雖然此處稱為LSI，但根據(jù)集成程度，可以被稱為IC、系統(tǒng)LSI、超大LSI (Super LSI)、或特大 LSI (Ultra LSI)。另外，實現(xiàn)集成電路化的方法不僅限于LSI，也可使用專用電路或通用處理器來實現(xiàn)。也可以使用可在LSI制造后編程的FPGA(Field Programmable Gate Array)，或者可重構(gòu)LSI內(nèi)部的電路單元的連接和設(shè)定的可重構(gòu)處理器。再者，隨著半導(dǎo)體的技術(shù)進(jìn)步或隨之派生的其它技術(shù)的出現(xiàn)，如果出現(xiàn)替代LSI 的集成電路化的新技術(shù)，當(dāng)然可利用該新技術(shù)進(jìn)行功能塊的集成化。還存在著適用生物技術(shù)等的可能性。在2009年5月四日提交的特愿第2009-131255號以及在2010年4月30日提交的特愿第2010-105329號的日本專利申請所包含的說明書、附圖和說明書摘要的公開內(nèi)容，全部引用于本申請。工業(yè)實用性本發(fā)明的無線通信裝置以及跳頻方法，作為將多個信道頻分復(fù)用發(fā)送的無線通信裝置等是有用的。
權(quán)利要求
1.無線通信裝置，包括配置單元，在以規(guī)定的發(fā)送格式傳輸?shù)牡谝粫r隙以及第二時隙的頻率資源中配置第一信道的信號，并且在從所述第一時隙的頻率資源中配置所述第一信道的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔的頻率資源中，配置第二信道的信號；傅立葉逆變換單元，對所述第一信道以及所述第二信道中配置的信號進(jìn)行離散傅立葉逆變換或者快速傅立葉逆變換，所述配置單元維持所述規(guī)定的頻率間隔，并且在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)地進(jìn)行頻移，通過將所述第一信道以及所述第二信道的信號配置到所述第二時隙的頻率資源中，使所述第一信道以及所述第二信道在所述第一時隙和所述第二時隙間跳頻。
2.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述配置單元在所述第一時隙中從被分配了所述第一信道的頻率資源至被分配了所述第二信道的頻率資源為止的頻率差為+B、或者-B時，在所述第二時隙中將所述第二信道在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)地頻移到從所述第一信道起隔開了 +B、或者-B頻率差的頻率資源中。
3.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述配置單元在所述第一時隙中從被分配了所述第一信道的頻率資源至被分配了所述第二信道的頻率資源為止的頻率差為+B、或者-B時，在所述第二時隙中將所述第二信道在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)地頻移到從所述第一信道起隔開了 -B、或者+B頻率差的頻率資源中。
4.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述規(guī)定的頻率間隔為在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)連續(xù)存在的所述第一信道的區(qū)域的總帶寬以上。
5.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述規(guī)定的頻率間隔為在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)連續(xù)存在的保護(hù)頻帶的總帶寬以上，所述保護(hù)頻帶為零填充。
6.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述規(guī)定的頻率間隔為在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)連續(xù)存在的、所述第一信道的區(qū)域以及保護(hù)頻帶的總帶寬以上。
7.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述第2時隙的第i信道內(nèi)所映射的信號是將所述第一時隙的第i信道內(nèi)所映射的信號進(jìn)行重復(fù)的信號，其中，i = 1或2。
8.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，映射到所述第一信道以及所述第2信道中的至少一個信道中的信號是通過離散傅立葉變換或恒定幅度零自相關(guān)序列進(jìn)行了擴(kuò)頻的信號。
9.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，映射到非連續(xù)的兩個以上頻率資源中的信號是對通過離散傅立葉變換或恒定幅度零自相關(guān)序列擴(kuò)頻后的信號進(jìn)行了頻譜分割的信號。
10.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，映射到在時隙間進(jìn)行跳頻的多個信道中的非連續(xù)的兩個以上信道中的信號是對通過離散傅立葉變換或恒定幅度零自相關(guān)序列擴(kuò)頻后的信號進(jìn)行了頻譜分割的信號。
11.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述第一信道或所述第二信道中至少一個信道的頻率資源越靠近所述離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換頻帶的兩端，或者越遠(yuǎn)離所述離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換頻帶的中心頻率，所述規(guī)定的頻率間隔越窄。
12.如權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，所述循環(huán)地頻移的移位量是基于所述第一信道或所述第二信道進(jìn)行跳頻的跳頻頻帶進(jìn)行了校正的移位量。
13.跳頻方法，包括配置步驟，在以規(guī)定的發(fā)送格式傳輸?shù)牡谝粫r隙以及第二時隙的頻率資源中配置第一信道的信號，并且在從所述第一時隙的頻率資源中的配置所述第一信道的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔的頻率資源中配置第二信道的信號；變換步驟，對所述第一信道以及所述第二信道中所配置的信號進(jìn)行離散傅立葉逆變換或者快速傅立葉逆變換，在所述配置步驟中，維持所述規(guī)定的頻率間隔，并且在離散傅立葉逆變換或快速傅立葉逆變換帶寬內(nèi)循環(huán)地進(jìn)行頻移，通過將所述第一信道以及所述第二信道的信號配置到所述第二時隙的頻率資源中，使所述第一信道以及所述第二信道的信號在所述第一時隙和所述第二時隙間進(jìn)行跳頻。
全文摘要
本發(fā)明公開了在頻分復(fù)用多個信道的情況下抑制發(fā)送信號的時間波形的瞬時功率分布特性的變化的無線通信裝置以及跳頻方法。在終端(200)中，映射單元(212)在第1時隙的頻率資源中配置PUCCH，在從第1時隙的頻率資源中配置PUCCH的頻率資源起隔開了規(guī)定的頻率間隔(B)的頻率資源中配置PUSCH，在第2時隙的頻率資源中，維持規(guī)定的頻率間隔(B)，并且通過將PUCCH以及PUSCH在IDFT或IFFT帶寬內(nèi)進(jìn)行循環(huán)地頻移配置，使PUCCH以及PUSCH在第1時隙和第2時隙間進(jìn)行跳頻。
文檔編號H04L5/00GK102449921SQ20108002372
公開日2012年5月9日 申請日期2010年5月28日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月29日
發(fā)明者中尾正悟, 今村大地, 高岡辰輔 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社