專利名稱：接收機(jī)和頻率信息估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收多載波、尤其是在預(yù)先決定的預(yù)定數(shù)目的子載波上連
續(xù)配置的正交頻分復(fù)用(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)符號，以進(jìn)行傳送路徑估計的多載波接收機(jī)與接收方法。
背景技術(shù)：
近年來，要求無線通信系統(tǒng)高速化的用戶數(shù)增加，作為可實現(xiàn)高速 化 大容量化的方式之一，以O(shè)FDM為代表的多載波傳送方式引人關(guān)注。 OFDM方式是按理論上不會引起干擾的最小頻率間隔來排列幾十到幾千 個載波，并通過頻分復(fù)用來并行傳送信息信號的方式。OFDM方式由于若 所使用的子載波數(shù)增多，則與相同傳送率的信號載波方式相比，符號時間 變長，所以有難以受到多徑干擾影響的優(yōu)點。
但是，在多徑環(huán)境下，由于各子載波分別受到不同的振幅變動與相位 變動，所以在接收側(cè)解調(diào)數(shù)據(jù)時需要補(bǔ)償這些變動。作為補(bǔ)償傳送路徑的 方法，有以下方法即在發(fā)送側(cè)中，用在發(fā)送接收機(jī)間己知的碼元來調(diào)制 子載波的全部或一部分而作為導(dǎo)頻信號傳送，在接收側(cè)從所接收的導(dǎo)頻信 號中估計各子載波所受到的傳送路徑變動，而補(bǔ)償估計出的傳送路徑變動 的方法。以后在本說明書中，將該導(dǎo)頻信號含有的多載波信號稱作"傳送 路徑估計用符號"。尤其在信號形態(tài)是OFDM的情況下稱作"傳送路徑 估計用OFDM符號"。
在傳送路徑變動的估計/補(bǔ)償中，可以采用使用傅立葉變換、逆傅立葉 變換，利用延遲分布(profile)信號集中在逆傅立葉變換的輸出的某一程 度的范圍中的情形，而去除噪聲和干擾的時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法(專 利文獻(xiàn)l)。將通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法得到的增益作為時間逆擴(kuò) 展增益。OFDM系統(tǒng)中，由于與生成保護(hù)頻帶或發(fā)送機(jī)中的濾波處理等對 應(yīng)，所以發(fā)送接收裝置中使用的傅立葉變換點數(shù)(或、逆傅立葉變換點數(shù))和分配給傳送信號的(用于信號傳送)子載波數(shù)幾乎不一致。通常傅立葉
變換點數(shù)為2n。
尤其在傅立葉變換點數(shù)和子載波數(shù)不同的情況下，若通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，雖然得到了時間逆擴(kuò)展增益，但是因接
收信號功率與噪聲功率比(信噪比SNR: Signal to Noise power Ratio)在進(jìn)行頻率響應(yīng)的估計的頻帶端側(cè)顯著出現(xiàn)由失真造成的惡劣影響。該失真越在要估計傳送路徑的頻帶的端側(cè)，影響越大。因此，還公開了改善時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法的技術(shù)。
例如在專利文獻(xiàn)l中，公開了在頻帶的中央部將通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法估計出傳送路徑后的頻率信息(去除噪聲等后的頻率信息)用于傳送路徑補(bǔ)償，位于頻帶的端側(cè)的子載波的傳送路徑將去除噪聲等之前的頻率信息用于傳送路徑補(bǔ)償這樣的方法。在專利文獻(xiàn)2中，公開了使對發(fā)送通信路上產(chǎn)生的噪聲的基準(zhǔn)要素的判斷變?nèi)菀椎募夹g(shù)。即，作為判斷與噪聲有關(guān)的基準(zhǔn)要素的技術(shù)，公開了在接收時設(shè)置閾值與使基準(zhǔn)要素的功率增加來加以發(fā)送或這些的組合。即，利用延遲分布(profile)信號集中在逆傅立葉變換輸出的某一程度的范圍中，從而可去除噪聲和干擾，同時在從延遲波形中去除噪聲功率時，還可防止由去除了信號功率成分而產(chǎn)生的失真。根據(jù)該方法，可以在頻帶的中央部通過時間逆擴(kuò)展增益來算出高精度的頻率響應(yīng)，而不會受到失真的影響。
如今，MIMO (Multi—Input Multi—Output)技術(shù)正被廣泛研究。該技術(shù)是從不同的2個以上的天線中發(fā)送不同的數(shù)據(jù)流，并由接收機(jī)來識別數(shù)據(jù)流而解調(diào)數(shù)據(jù)的技術(shù)，對傳送率的提高有很大貢獻(xiàn)。還研究了作為使用MIMO技術(shù)的OFDM的MIMO—OFDM系統(tǒng)，在該系統(tǒng)中高效準(zhǔn)確估計發(fā)送接收機(jī)間的傳送路徑變?yōu)楹苤匾恼n題。
非專利文獻(xiàn)1中，表示了使用了 CI (載波干涉測量法CarrierInterferometry)的傳送路徑估計方法(下面稱作"CI法")，本技術(shù)的特征是可用1個傳送路徑估計用OFDM符號來估計來自多個發(fā)送天線的傳送路徑。CI法通過對于一個傳送路徑估計用信號，使其相位旋轉(zhuǎn)量變化，而在各天線中使用不同的傳送路徑估計用信號，從而可區(qū)分從各天線發(fā)送的信號的方法。因此，例如，在使用天線1和天線2的情況下，在運算來自天線1的傳送路徑的情況下，通過去除與來自天線2的信號功率相應(yīng)的脈沖，而進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換，從而可算出來自天線l的頻率響應(yīng)。同樣，在算出來自天線2的傳送路徑的情況下，通過去除與來自天線1的信號功率相
應(yīng)的脈沖來進(jìn)行頻率變換，而可算出來自天線2的頻率響應(yīng)。專利文獻(xiàn)l:日本特開2005 — 130485號公報專利文獻(xiàn)2:日本專利第3044899號
非專利文獻(xiàn)l:橫枕一成等著"MIMO—OFDM系統(tǒng)中的與使用了載波干擾測量法Carrier Interferometry的傳送路徑估計方式的研究」、電子信息通信學(xué)會技術(shù)研究報告、RCS2005 — 79、 2005年8月、p. 91—96
但是，在MIMO—OFDM系統(tǒng)中，在使用了通過CI法多路復(fù)用的傳送路徑估計用OFDM符號的情況下，與發(fā)送天線是一個的情況同樣，在通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑時，產(chǎn)生了由傅立葉變換點數(shù)和子載波數(shù)不一致造成的失真的問題。在MIMO—OFDM系統(tǒng)中，由于頻率響應(yīng)為接收從多個天線發(fā)送的傳送路徑估計符號后的波形，所以不能如專利文獻(xiàn)1所公開的方法那樣，根據(jù)子載波的位置來區(qū)分使用用于傳送路徑補(bǔ)償?shù)念l率響應(yīng)的結(jié)果。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明鑒于這種情形而作出，其目的是提供在使用多個天線來發(fā)送接收多載波符號的系統(tǒng)中，在通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑時，通過去除噪聲等抑制所產(chǎn)生的頻率響應(yīng)的運算結(jié)果的失真的接收機(jī)與頻率信息估計方法。
(1)本發(fā)明的接收機(jī)，接收包含通過不同的已知信號來調(diào)制的子載波、并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，估計來自所述各發(fā)送
天線的傳送路徑，其特征在于，包括傅立葉變換部，其傅立葉變換所接收的傳送路徑估計用符號，按每個子載波來算出第l頻率信息；信號生成
部，其生成用于對傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制的己知信
號；除法部，其用所述己知信號的1個除以所述第1頻率信息而算出第2頻率信息；外插部，其根據(jù)所述第1頻率信息或第2頻率信息，算出*插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng)信息，而算出第3頻率信息；逆傅立葉變換部，其對所述第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換。
這樣，根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)，在接收從多個天線分別發(fā)送的傳送路徑估計用符號而估計傳送路徑的情況下，根據(jù)所述已知信號的特性，算出*插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng)信息，將傳送路徑估計符號作為多載波符號中含有的符號而由接收機(jī)加以接收。傳送路徑估計符號包含發(fā)送機(jī)側(cè)中由每個發(fā)送天線為不同的己知信號來調(diào)制的子載波。發(fā)送機(jī)側(cè)用于調(diào)制的己知信號在接收機(jī)中預(yù)先已知。因此，接收機(jī)可以根據(jù)所述已知信號的特性，從信號頻帶的子載波選擇適合于插補(bǔ)的
子載波，并使用所選出的子載波的第1或第2頻率信息來算出插補(bǔ)頻率信
息。由此，可以使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率下的頻率響應(yīng)來通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法估計傳送路徑，所以可以減輕頻帶的端側(cè)產(chǎn)生的失真。
(2) 本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于，所述外插部具有插補(bǔ)信息生成部，根據(jù)調(diào)制從所述多個天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號的相同位置上的子載波后的已知信號的組合來選擇子載波，并生成使用所選出的子載波的頻率信息進(jìn)行插補(bǔ)的頻率信息。
這樣，在接收機(jī)接收了由分別在多個天線中為不同的值的己知信號來調(diào)制出的多載波符號的情況下，所述外插部根據(jù)每個子載波中每個所述多個天線為不同的已知信號的組合，來判斷子載波彼此的關(guān)系，并根據(jù)判斷出的結(jié)果，來選擇頻率信息。即，所述外插部根據(jù)每個天線為不同值的已知信號的特性(調(diào)制出各個天線的子載波的相同子載波號的已知信號的組合)，從構(gòu)成信號頻帶的多個子載波中選擇一部分或全部的子載波，并根據(jù)所選出的子載波的頻率信息，來生成插補(bǔ)的頻率信息。由此，由于可以使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率下的頻率響應(yīng)，來通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法估計傳送路徑，所以可以減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(3) 進(jìn)一步，本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于所述插補(bǔ)信息生成
部選擇根據(jù)所述多個天線每個而不同的已知信號生成的矩陣是滿秩的子載波。
這樣，若選擇通過已知信號生成的矩陣為滿秩的子載波，在該所選出的子載波位置上的頻率特性幾乎沒有變化的情況下，所述插補(bǔ)信息生成部 可以算出來自各天線的頻率響應(yīng)。并且，由于可以通過使用所算出的值在 頻帶外進(jìn)行外插，所以可以使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率下的頻率響 應(yīng)，通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可以減少頻帶 的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(4) 本發(fā)明的接收機(jī)，接收包含通過在預(yù)定的符號的各要素間對每
個發(fā)送天線施加不同的相位旋轉(zhuǎn)量e而生成的不同已知信號來調(diào)制的子載
波、并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，來估計來自所述各發(fā)
送天線的傳送路徑，其特征在于，包括傅立葉變換部，其傅立葉變換所 接收的傳送路徑估計用符號，從而算出每個子載波的第1頻率信息；信號 生成部，其生成用于對傳送路徑估計用符號含有的子載波進(jìn)行的調(diào)制的已
知信號；除法部，其用所述已知信號的l個除以所述第l頻率信息而算出 第2頻率信息；外插部，其根據(jù)所述第2頻率信息算出"插補(bǔ)在沒有根據(jù)
所述相位旋轉(zhuǎn)量e發(fā)送子載波的位置上所合成的頻率響應(yīng)的信息，從而生
成第3頻率信息；逆傅立葉變換部，其逆傅立葉變換所述第3頻率信息。
這樣，在所述不同的已知信號為通過使用一個已知信號，按每個發(fā)送
天線使施加給各子載波的相位旋轉(zhuǎn)量e為不同的值，而變?yōu)椴煌囊阎?號的情況下，所述外插部根據(jù)通過按每個所述發(fā)送天線設(shè)置的多個不同相 位旋轉(zhuǎn)量e產(chǎn)生的施加給相同子載波號的子載波的相位差關(guān)系，來選擇選
擇一部分的信息的載波，并使用所選出的子載波的第2頻率信息，來生
成*外插合適的頻率信息。由此，由于可使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率 下的頻率響應(yīng)，通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可 以減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(5) 本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于所述外插部具有插補(bǔ)信息生
成部，對所有的不同2個e算出差eaiff，并根據(jù)eaiff選擇子載波，使用所選 出的子載波的頻率信息來生成插補(bǔ)的頻率信息。
這樣，由于根據(jù)對所有的不同2個e算出的差ediff來選擇子載波，并使 用所選出的子載波的頻率信息來生成進(jìn)行插補(bǔ)的頻率信息，所以可以生 成，外插合適的頻率信息。由此，由于可使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率 下的頻率響應(yīng)，通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可以減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(6) 本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于所述插補(bǔ)信息生成部在按每
個所述相位旋轉(zhuǎn)量差ediff來算出滿足mXiediffl二2n兀(m、 n是自然數(shù)、問 是e的絕對值)的最小的m，并將所算出的m的最小公倍數(shù)設(shè)作LCM一B (LCM—B是整數(shù))的情況下，從以作為插補(bǔ)對象的子載波為起點而離開 所述最小公倍數(shù)LCM^B的倍數(shù)配置的子載波中選擇頻率信息。
這樣，由于通過插補(bǔ)信息生成部進(jìn)行外插，可使用比實際發(fā)送的頻帶 寬的頻率下的頻率響應(yīng)，通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路 徑，所以可以減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(7) 本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于所述外插部在所述相位旋轉(zhuǎn) 量e全部為eg的整數(shù)倍的情況下，將滿足mXiegl二2nTi (m、 n是自然數(shù)、 iei是e的絕對值)的最小的m作為LCM—A (LCM—A是整數(shù))算出，并 從以作為插補(bǔ)對象的子載波為起點而離開所述最小公倍數(shù)LCM一A的倍 數(shù)進(jìn)行配置的子載波中選擇頻率信息。
這樣，可以根據(jù)所述多個已知信號的相互關(guān)系，來選擇算出插補(bǔ)頻率 信息用的子載波。由此，可以根據(jù)已知信號的相互關(guān)系來選擇合適的頻率 信息，由于可使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率下的頻率響應(yīng)通過時間逆擴(kuò) 展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可以減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失 真。
(8) 本發(fā)明的接收機(jī)中，其特征在于所述插補(bǔ)信息生成部選擇接 近作為插補(bǔ)對象的子載波的子載波的頻率信息。
這樣，除了所述多個已知信號的相互關(guān)系之外，還可通過選擇接近于 所插補(bǔ)的子載波的子載波的頻率信息，來根據(jù)傳送路徑特性接近的子載波 的頻率信息，來算出插補(bǔ)頻率信息。由此，可以進(jìn)一步減少失真。
(9) 本發(fā)明的頻率信息估計方法，接收包含由不同的已知信號來調(diào) 制的子載波、并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，用于來自所 述各發(fā)送天線的傳送路徑的估計，其特征在于，包括步驟傅立葉變換所 接收的傳送路徑估計用符號，從而按每個子載波算出第l頻率信息；用對 傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制用的已知信號的1個除以所 述第1頻率信息而算出第2頻率信息；根據(jù)所述第1頻率信息或第2頻率信息算出，插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng) 信息，從而算出第3頻率信息；逆傅立葉變換所述第3頻率信息。
這樣，根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)，在接收分別從多個天線發(fā)送的傳送路徑 估計用符號而估計傳送路徑的情況下，根據(jù)所述已知信號的特性，來算 出 插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng)的信 息。傳送路徑估計符號作為多載波符號中含有的符號由接收機(jī)加以接收。 傳送路徑估計符號包含由在發(fā)送機(jī)側(cè)中每個發(fā)送天線為不同的已知信號 來調(diào)制的子載波。在發(fā)送機(jī)側(cè)用于調(diào)制的己知信號在接收機(jī)中預(yù)先己知。 因此，接收機(jī)可以根據(jù)所述已知信號的特性，從信號頻帶的子載波中選擇 適合于插補(bǔ)的子載波，并使用所選出的子載波的第1或第2頻率信息來算 出插補(bǔ)頻率信息。由此，可使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率下的頻率響應(yīng)， 通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可以減少頻帶的端 側(cè)中產(chǎn)生的失真。
(10)本發(fā)明的頻率信息估計方法，接收包含通過在預(yù)定的符號的各
要素間按每個發(fā)送天線施加不同的相位旋轉(zhuǎn)量e而生成的不同的已知信號
來調(diào)制的子載波，而從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，用于來 自所述各發(fā)送天線的傳送路徑的估計，其特征在于，包括以下步驟傅立 葉變換所接收的傳送路徑估計用符號，而算出每個子載波的第1頻率信息； 用對傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制用的己知信號的1個除 以所述第1頻率信息而算出第2頻率信息;根據(jù)所述第2頻率信息，算出禍
補(bǔ)在沒有根據(jù)所述相位旋轉(zhuǎn)量e發(fā)送子載波的位置上合成的頻率響應(yīng)的信
息，而生成第3頻率信息；逆傅立葉變換所述第3頻率信息。
這樣，所述不同的已知信號為通過使用一個已知信號，按每個發(fā)送天
線使施加給各子載波的相位旋轉(zhuǎn)量e為不同的值，而變?yōu)椴煌囊阎盘?br> 的情況下，所述外插部根據(jù)通過按每個所述發(fā)送天線設(shè)置的多個不同的相
位旋轉(zhuǎn)量e產(chǎn)生的施加給相同子載波號的子載波的相位差的關(guān)系，在選擇
選擇一部分的信息的載波，并使用所選出的子載波的第2頻率信息，來生
成《外插合適的頻率信息。由此，由于可使用比實際發(fā)送的頻帶寬的頻率 下的頻率響應(yīng)通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑，所以可以 減少頻帶的端側(cè)中產(chǎn)生的失真。根據(jù)本發(fā)明，在接收從不同的天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，通過 時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑時，通過根據(jù)多個天線中為不 同的已知信號的特性來估計進(jìn)行插補(bǔ)的頻率信息，可以抑制通過去除噪聲 等而產(chǎn)生的頻率響應(yīng)的算出結(jié)果的失真。


圖1是表示本發(fā)明的多載波無線接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的一例的框圖； 圖2是表示對第1實施方式的外插部的輸入波形的一例的圖； 圖3是在(1、 Q)平面中表示圖2中的子載波號381到384的頻率響 應(yīng)的圖4是表示接收機(jī)的IFFT部的輸出波形的一例的圖5是表示對第2實施方式的外插部的輸入波形的一例的圖6是說明插補(bǔ)子載波的選擇的圖7是在(1、 Q)平面中表示圖5中的子載波號381到384的頻率響 應(yīng)的圖。
圖中100-接收機(jī)，101-天線部，102-無線接收部，103-A/D轉(zhuǎn)換部， 104-OFDM符號同步部，105、 lll-FFT部，106-導(dǎo)頻提取部，107-乘法部， 108-導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛信號生成部，109-IFFT部，110-噪聲去除部，112-傳送 路徑補(bǔ)償部，U3-解碼部，120-外插部，121-插補(bǔ)信息生成部，122-子載波 插補(bǔ)部，201-傳送路徑估計部。
具體實施例方式
接著，參考附圖來說明本發(fā)明的實施方式。對各附圖中具有同一構(gòu)成 或功能的構(gòu)成要素以及相應(yīng)部分添加相同的附圖標(biāo)記，并省略其說明。各 實施方式中，使用MIMO—OFDM系統(tǒng)來加以說明。但是，本發(fā)明并不限 于MIMO—OFDM系統(tǒng)，還可適用于從多個天線發(fā)送，接收每個天線通過 不同的已知信號(己知符號)來調(diào)制的傳送路徑估計用OFDM符號(也 稱作導(dǎo)頻符號，將導(dǎo)頻符號中，分配了己知的數(shù)據(jù)的子載波稱作導(dǎo)頻子載 波)的接收機(jī)與頻率信息估計方法。為了使說明簡便，將發(fā)送機(jī)側(cè)的發(fā)送 天線設(shè)作2個，設(shè)同時從該2個發(fā)送天線(發(fā)送天線l、發(fā)送天線2)發(fā)送傳送路徑估計用OFDM符號。假定為不同的2個天線位于同一發(fā)送裝
置中。但是，其不具有必然性，對于即使是位于不同的發(fā)送機(jī)(發(fā)送裝置)
中的天線，但在大致相同的定時下發(fā)送傳送路徑估計用OFDM符號的系 統(tǒng)也可適用本發(fā)明。各實施方式中，將使用的子載波總數(shù)m為768、 FFT 點數(shù)為1024來加以說明。
在下面的說明中，設(shè)傳送路徑估計用OFDM符號中，所有的子載波 通過發(fā)送接收機(jī)間的已知信號來進(jìn)行調(diào)制。這里的已知信號由多個要素 (是復(fù)數(shù)信號，為了簡便，振幅為l的情形多)構(gòu)成，通過各要素來調(diào)制 傳送路徑估計用OFDM符號中的子載波。從發(fā)送天線1將由已知信號C (ck是C的構(gòu)成要素，k是子載波數(shù)以下的正整數(shù)，表示子載波號)生成 的OFDM信號作為傳送路徑估計用OFDM符號發(fā)送。從發(fā)送天線2將由 已知信號D (dk是D的構(gòu)成要素，k是子載波數(shù)以下的正整數(shù)，表示子載 波號)生成的OFDM信號作為傳送路徑估計用OFDM符號發(fā)送。將已知 信號C、己知信號D分別記作碼元C、碼元D。 ck、 dk分別記作要素ck、 要素dk、或構(gòu)成要素ck、構(gòu)成要素dk。
已知信號中每個天線使用不同的碼元。例如，上述說明的已知信號C 與已知信號D不同。在第2實施方式說明的CI法中，通過對一個已知信 號C按每個天線來施加在子載波間不同的相差旋轉(zhuǎn)，而生成多個碼元，但 是這種碼元也稱作不同的碼元。
本說明書中，傅立葉變換包含高速傅立葉變換(FFT: Fast Fourier Transform)、離散傅立葉變換(DFT: Direct Fourier Transform)，逆傅立 葉變換包含逆高速傅立葉變換(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)、 逆離散傅立葉變換(IDFT: Inverse Direct Fourier Transform)的概念。在 下面的說明中，作為傅立葉變換使用高速傅立葉變換來加以說明、作為逆 傅立葉變換使用逆高速傅立葉變換來加以說明，但是離散傅立葉變換、逆 離散傅立葉變換也可適用本發(fā)明。下面，使用高速傅立葉變換和逆高速傅 立葉變換來加以說明，將傅立葉變換的點數(shù)(傅立葉點數(shù))作為FFT點數(shù)、 將逆傅立葉變換的點數(shù)(逆傅立葉點數(shù))作為IFFT點數(shù)來加以說明。FFT 點或IFFT點表示的號碼與子載波號相同。
另外，高速傅立葉變換(逆高速傅立葉變換)處理的頻帶為FFT處理頻帶(IFFT處理頻帶)，將FFT處理頻帶中，分配了信號的頻帶作為信 號頻帶。從FFT處理頻帶中去除信號頻帶后的頻帶是作為插補(bǔ)(外插)候 選的頻帶，設(shè)作插補(bǔ)對象頻帶。
進(jìn)一步，本發(fā)明中作為傳送路徑的估計方法使用"時間逆擴(kuò)展傳送路 徑估計法"。該傳送路徑估計方法是在傳送路徑變動的估計，補(bǔ)償中，使 用傅立葉變換、逆傅立葉變換，利用延遲分布(profile)信號集中在逆傅 立葉變換輸出的某一程度范圍中的情形，而去除噪聲和干擾的方法，"時 間逆擴(kuò)展增益"是通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法得到的增益。但是，在 去除噪聲和干擾時，信號頻帶的端部產(chǎn)生了估計誤差，尤其在傳送路徑質(zhì) 量好的情況下成為問題。本發(fā)明將盡可能減少該失真的影響作為課題，具 體上，通過根據(jù)生成傳送路徑估計用OFDM信號時使用的符號來外插實 際上沒有發(fā)送信號的位置的頻率響應(yīng)，來解決該課題。
在下面第1實施方式中，表示用發(fā)送中使用的符號間沒有關(guān)系性的信 號來用作傳送路徑估計用OFDM符號的情況，第2實施方式中，表示使 用了稱作CI法的傳送路徑估計用OFDM符號的情況。 (第1實施方式)
第1實施方式中，發(fā)送接收通過每個天線為不同值的己知信號來調(diào)制 的傳送路徑估計用OFDM符號。第1實施方式中，已知信號C和已知信 號D是不同的值。本實施方式中，已知信號C用構(gòu)成要素ck (clX浐'、
c2Xe161、 c3Xe^1........ cmXe161)、已知信號D用構(gòu)成要素dk (dlX
e182、 d2Xe162、 d3X,2、 ......、 dmX,2)表示，ck、 dk表示土l、 m表示
子載波總數(shù)、j表示虛數(shù)單位。因此，傳送路徑估計用OFDM符號與BPSK 調(diào)制各子載波的情形相同。
圖1是表示本發(fā)明的接收機(jī)100的結(jié)構(gòu)的一例的框圖。圖1所示的接 收機(jī)(多載波無線接收機(jī))100包括天線部101、無線接收部102、 A/D (模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換部103、 OFDM符號同步部104、 FFT部(傅立葉變 換部)105、傳送路徑補(bǔ)償部112、解碼部113和傳送路徑估計部201。傳 送路徑估計部201包括導(dǎo)頻提取部106、乘法部107、導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛信號 生成部108、 IFFT部(逆傅立葉變換部)109、噪聲去除部110、 FFT部 111與外插部120。將天線部101中接收的信號首先通過無線接收部102頻率轉(zhuǎn)換為可進(jìn) 行從模擬信號向數(shù)字信號的A/D轉(zhuǎn)換的頻率頻帶。A/D轉(zhuǎn)換部103將 頻率轉(zhuǎn)換后的信號變換為數(shù)字信號。OFDM符號同步部104對所變換后的 數(shù)字信號取OFDM的符號同步，而去除保護(hù)間隔(GI: Guard Interval)。
之后，F(xiàn)FT部105對去除了 GI后的數(shù)字信號進(jìn)行傅立葉變換，而分 離為每個子載波的信號。
接著，將按每個子載波分離的信號輸入到傳送路徑補(bǔ)償部112和傳送 路徑估計部201,而通過傳送路徑估計部201實施如下這種處理。
導(dǎo)頻提取部106從傅立葉變換后的傳送路徑估計用OFDM符號中提 取導(dǎo)頻子載波信號。本實施方式中由于在發(fā)送路徑估計用OFDM符號中 將所有的子載波假定為導(dǎo)頻子載波信號，所以提取所有子載波的頻率信 息。將所提取的頻率信息在乘法部107中與發(fā)送機(jī)中使用的導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛 信號生成部108生成的導(dǎo)頻子載波信號的復(fù)數(shù)共軛信號相乘?？梢酝ㄟ^乘 法部107中的乘法將頻域中的傳送路徑變動作為傳送系數(shù)的振幅值與相位 值求出。將該振幅值與相位值稱作頻率信息或頻率響應(yīng)。
本來為了求出頻率信息，需要用導(dǎo)頻子載波信號中使用的符號來進(jìn)行 復(fù)數(shù)餘法，但是本實施方式以及下面描述的實施方式中為了減少運算量， 而將用于導(dǎo)頻子載波信號的符號的振幅設(shè)作1，用復(fù)數(shù)共軛信號的乘法代 替復(fù)數(shù)除法來求出頻率響應(yīng)。設(shè)通過該復(fù)數(shù)除法算出的頻率響應(yīng)在傳送路 徑的頻率響應(yīng)中包含了噪聲、干擾。
本說明書中，將對乘法部107的輸入、g卩，導(dǎo)頻提取部106從傅立葉 變換后的信號提取的信號作為第1頻率信息。將從乘法部107的輸出、即， 對第1頻率信息乘以復(fù)數(shù)共軛信號后的值作為第2頻率信息。
外插部120對所算出的第2頻率信息來外插沒有分配信號的插補(bǔ)候選 頻帶的子載波的信號，而插補(bǔ)頻率響應(yīng)。將從外插部120的輸出、即對第 2頻率信息進(jìn)行了外插處理后的信息作為第3頻率信息。后面描述外插部 120的詳細(xì)動作。
接著，IFFT部109對第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換，而將頻域中的 傳送路徑變動轉(zhuǎn)換為時域中的傳送路徑變動(脈沖響應(yīng)、或延遲分布 (profile))。通常，由于在時域的傳送路徑變動的信號中，功率集中在IFFT輸出的某一程度范圍中，所以噪聲去除部110將功率集中的范圍之外
的信號看作噪聲，而進(jìn)行替換為零的處理。
FFT部111對噪聲去除部110的輸出進(jìn)行傅立葉變換，由此，算出 OFDM信號頻帶的頻率信息。由于其通過噪聲去除部110從之前求出的第 2頻率信息和第3頻率信息中去除了噪聲和干擾，所以變?yōu)楦呔鹊念l率 信息。設(shè)從FFT部111輸出的頻率信息為補(bǔ)償用的頻率信息。并且，傳送 路徑補(bǔ)償部112利用從FFT部105輸出的按每個子載波分離的信號與從 FFT部111輸出的補(bǔ)償用的頻率信息來進(jìn)行傳送路徑補(bǔ)償。將這樣進(jìn)行傳 送路徑補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)通過解碼部113進(jìn)行解調(diào)、糾錯等的解碼處理，而得 到數(shù)據(jù)。將數(shù)據(jù)發(fā)送到上層等。
接著，說明外插部120的處理。圖1中，將外插部120配置在乘法部 107和IFFT部109之間，但是只要是第1實施方式的情形，還可配置在導(dǎo) 頻提取部106和乘法部107之間。另外，由于假定使用2個發(fā)送天線的 MIMO系統(tǒng)，所以傳送路徑估計部201估計2個天線各自的傳送路徑信息。 雖然圖1中沒有明確表示，但是通過準(zhǔn)備2個(天線的數(shù)目)傳送路徑估 計部201，或在傳送路徑估計部201內(nèi)，旋轉(zhuǎn)天線數(shù)的環(huán)路(loop)，而 估計來自多個天線的傳送路徑。進(jìn)一步，傳送路徑補(bǔ)償部112、解碼部113 中，需要進(jìn)行與MIMO接收對應(yīng)的動作，但是由于不影響本發(fā)明的內(nèi)容， 所以省略說明。
如圖1所示，外插部120具有插補(bǔ)信息生成部121與子載波插補(bǔ)部 122。插補(bǔ)信息生成部121從第1頻率信息或第2頻率信息的其中之一中 根據(jù)每個天線生成傳送路徑估計用OFDM符號時使用的不同己知信號的 組合來選擇一部分信息，并使用所選出的信息生成插補(bǔ)沒有分配信號的信 號頻帶的信息的插補(bǔ)頻率信息。尤其，本實施方式中，從調(diào)制同一位置(子 載波號)的子載波的已知信號的組合中選擇作為插補(bǔ)頻率信息的基礎(chǔ)的子 載波，并使用所選出的子載波的第1頻率信息或第2頻率信息來生成所述 插補(bǔ)頻率信息。子載波插補(bǔ)部122將插補(bǔ)信息生成部121生成的插補(bǔ)頻率 信息插補(bǔ)到第2頻率信息中而算出第3頻率信息。具體是，子載波插補(bǔ)部 122將插補(bǔ)頻率信息加到第2頻率信息中。
這里，表示本實施方式的外插部120的動作細(xì)節(jié)。圖2表示對外插部120 (插補(bǔ)信息生成部121)的輸入波形(第2頻率信息)的一例。圖2中，橫軸表示FFT點，縱軸表示功率。傳送路徑估計部201輸入從2個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用OFDM信號。圖2中，為了進(jìn)行濾波，而不使用FFT點的385到639，且零相當(dāng)于DC (直流電位)，所以表示在通常的OFDM系統(tǒng)中沒有使用的情況下的輸入波形的一例。因此，圖2中，為與使用FFT點為1到384的384個波與640到1023的384個波相應(yīng)的位置上的子載波的系統(tǒng)(雖然為設(shè)置了 FFT點為i到384的384個波與640到1023的384個波的兩個信號頻帶的系統(tǒng)，但是在進(jìn)行實際傳送的頻率頻帶中以設(shè)置為DC的子載波為中心在上下頻率中分布子載波)。
外插部120的插補(bǔ)信息生成部121估計FFT點為385到639的位于作為沒有使用的FFT點的保護(hù)頻帶位置上的插補(bǔ)對象頻帶的子載波的至少一部分的頻率響應(yīng)來生成插補(bǔ)頻率信息，子載波插補(bǔ)部122具有將估計出的子載波的頻率響應(yīng)(插補(bǔ)頻率信息)插入到插補(bǔ)的子載波中的功能。本實施方式中，插補(bǔ)信息生成部121從實際存在信號的子載波中(信號頻帶的子載波中)估計FFT點(子載波號)與插補(bǔ)對象頻帶的FFT點(子載波)中，385或386、 638、 639等的位置相應(yīng)的頻率響應(yīng)，但是作為一例，說明對外插的(插補(bǔ)的)子載波號為第385子載波來外插頻率響應(yīng)的情形。
外插最好在算出來自天線1的頻率響應(yīng)時，優(yōu)選對外插子載波位置上的來自天線1的頻率響應(yīng)進(jìn)行外插，同樣在算出來自天線2的頻率響應(yīng)的情況下，最好對外插子載波位置上的來自天線2的頻率響應(yīng)進(jìn)行外插。在下面的例子中，表示算出來自天線l的頻率響應(yīng)的情形。
首先，說明估計來自發(fā)送天線1的傳送路徑信息的處理。在導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛信號生成部108中，生成已知信號C的復(fù)數(shù)共軛信號C*= (cl Xe—Jei、c2Xe—jei、…、c768Xe—j01)。乘法部107中，對每個子載波的第1頻率信息乘以復(fù)數(shù)共軛信號(T而算出第2頻率信息。
若將來自發(fā)送天線1的子載波k上的實際頻率響應(yīng)設(shè)作f卜k、來自發(fā)送天線2的實際頻率響應(yīng)設(shè)作f2—k，則由于輸入到外插部120的數(shù)據(jù)以ck=±1、 dk二土l為前提，所以若以來自天線l的頻率響應(yīng)為基準(zhǔn)來考慮，則為f!-k十f2-kX^e2—61)或fU—f2.kX,e2—e"。對f2—k的運算是正數(shù)還是負(fù)數(shù)依賴于ck和dk，若ckXdk二l，則為正數(shù)，若ckXdk二一1，則為負(fù)數(shù)。這里，尤其對ei和e2沒有必要進(jìn)行限制，所以發(fā)送時若設(shè)作ei二e2，
則輸入到外插部120的頻率響應(yīng)為f"k + f2-k或f卜k一f2-k。
圖2表示對FFT點381到384的信號頻帶的子載波，因ck和dk的關(guān) 系，第381、 384子載波為f,-k+f2-k、第382、 383子載波為f卜k—f2—k的情 形。將所算出的各子載波的第2頻率信息從乘法部107輸入到插補(bǔ)信息生 成部121。插補(bǔ)信息生成部121判斷利用了信號頻帶的哪個子載波(FFT 點)的第2頻率信息來生成插補(bǔ)第385子載波的插補(bǔ)頻率信息。
首先，假定傳送路徑的頻率變動在信號頻帶整體中為差不多的環(huán)境 (傳送路徑的頻率響應(yīng)大致一定的環(huán)境)。該情況下，由于考慮各子載波 間的頻率響應(yīng)的變動少，所以考慮最好使用在信號頻帶內(nèi)且盡可能接近插 補(bǔ)頻帶的少數(shù)子載波的頻率響應(yīng)，來估計插補(bǔ)的子載波的頻率響應(yīng)。這里， 說明使用第383、 384子載波的頻率響應(yīng)的情形。在設(shè)作為第383子載波 的第2頻率信息的f卜38廣f2-383為&—383 —f2—383=F383，設(shè)作為第384子載
波的第2頻率信息的f卜384 + f卜384為f卜384 + f卜38^F384的情況下，在插
補(bǔ)信息生成部121中，將對第385外插的值f卜385作為(F383+F384) /2 算出，而生成插補(bǔ)頻率信息。這里，由于假定為子載波位置383到385中， 頻率變動為一定，所以這些子載波位置間的來自天線1的頻率響應(yīng)和來自 天線2的頻率響應(yīng)可以看作大致相同。并且，通過運算(F383+F384)， 還可僅提取來自天線1的頻率響應(yīng)。在載波插補(bǔ)部122中插補(bǔ)通過上述運 算算出的值。在估計來自天線2的頻率響應(yīng)時，通過運算(F383—F384) /2來進(jìn)行同樣的處理。
上述方法中限定為ckXdk^士l的情況來加以說明，但是在下面的例 子中，說明沒有該限定的一般情況。在插補(bǔ)信息生成部121中，作為估計 來自2個天線各自的傳送特性的方法可以使用聯(lián)合方程式。例如若設(shè)來自 發(fā)送天線1的傳送特性為Hl、來自發(fā)送天線2的傳送特性為H2、子載波 1中的接收信號為Sl、子載波2中的接收信號為S2、在從發(fā)送天線1發(fā) 送時子載波l中使用的符號為Cll、子載波2中使用的符號為C12、從發(fā) 送天線2發(fā)送時使用的符號同樣設(shè)作C21、 C22，則接收信號(S1S2)用 [數(shù)l]
18<formula>formula see original document page 19</formula>
表示，可以通過解出聯(lián)合方程式，來求出傳送特性H1、 H2。由該式(1)表示的聯(lián)合方程式為了具有解，需要[數(shù)2]
<formula>formula see original document page 19</formula>(2〉
的矩陣是滿秩矩陣。S卩，需要選擇滿足式(2)為滿秩的子載波l、子載波2。
艮口，為算出第385子載波的來自天線1的頻率響應(yīng)，通過將第383、384子載波的頻率響應(yīng)代入到式(1)中，而可算出來自天線l (和2)的頻率響應(yīng)。在子載波插補(bǔ)部122中，通過將這里算出的值作為子載波385的頻率響應(yīng)來進(jìn)行同值插補(bǔ)，從而可提高整體的傳送路徑估計精度。另外，若考慮頻率變動，則還考慮進(jìn)一步從第381、 382子載波算出頻率響應(yīng)，并從之前第383、 384子載波中算出的值中算出第385子載波的頻率響應(yīng)(1次近似等)這樣的方法。
該矩陣和發(fā)送天線個數(shù)的關(guān)系在發(fā)送天線數(shù)是M個的情況下，生成最低MXM的矩陣，該矩陣為滿秩是必要條件。本實施方式中，由于發(fā)送天線個數(shù)是2個，所以以2X2的矩陣為例來加以表示。
說明了在傳送路徑的頻率變動差不多的環(huán)境下，插補(bǔ)信息生成部121使用與在實際的導(dǎo)頻子載波位置上算出的來自各天線的頻率響應(yīng)相同的值(同值插補(bǔ))來生成插補(bǔ)頻率信息的情況，但是這里說明考慮頻率響應(yīng)變動的情形，而從信號頻帶內(nèi)的多個子載波中估計進(jìn)行插補(bǔ)的子載波的頻率信息的情形。該方法是從實際上發(fā)送了導(dǎo)頻的子載波的頻率響應(yīng)中通過1次近似等多圖案算出外插頻帶的合成(所謂合成是指合成來自天線1和天線2的頻率響應(yīng))頻率響應(yīng)，之后，從多個圖案算出該子載波位置上的來自各天線的頻率響應(yīng)的方法。具體上，說明使用在各子載波的頻率響應(yīng)的(1、 Q)平面上表示的值來生成插補(bǔ)頻率信息的情形。圖3是在(1、 Q)
平面上表示圖2中的子載波號381到384的頻率響應(yīng)的圖，圖3 (a)是子載波號381、圖3 (b)是子載波號382、圖3 (c)是子載波號383、圖3(d)是子載波號384。圖3中，將各個I一Q平面上的值設(shè)作(Xk、 Yk)(k是子載波號)。例如，插補(bǔ)信息生成部121為了估計第385頻率響應(yīng)(為生成第385子載波的插補(bǔ)頻率信息)，而實施下面的順序。
(11) 從ckXdk二l的子載波群中進(jìn)行c385Xd385二l的情況下的子載波385頻率響應(yīng)(X385—、Y385一,)的估計。
(12) 從ckXdk—l的子載波群中進(jìn)行c385Xd385- —1的情況下的子載波385頻率響應(yīng)(X385-2、 Y385-2)的估計。
(13) 從上述(11)與(12)中算出第385子載波的頻率響應(yīng)(X385、
Y385)。
若設(shè)用于插補(bǔ)位置上的合成頻率響應(yīng)的估計的子載波群為2個，則在(11)中使用子載波381、 384。若作為估計方法將使用相位平面狀的線性插補(bǔ)的情況作為一例來加以說明，則插補(bǔ)信息生成部121可取得如下這種運算結(jié)果。
由于(ll)的結(jié)果，(X385—,、Y385—，)使用子載波381的頻率響應(yīng)(X如、Y381)和子載波384的頻率響應(yīng)(X384、 Y384)來通過1次近似來估計，所以為((4 XX384—X381) / 3、 (4XY384—Y381) /3)。
同樣，若從(12)計算，貝U (X385—2、 Y385-2)為((3 XX383—X382)、
(3 X Y383 —Y〗82) ) o
作為(13)，作為第385頻率響應(yīng)外插的值為((X385—,+X385-2) /2、 (Y385—!+Y385一2) /2)，艮口， ( (4XX384+9XX383—6XX382—X381)、(4XY384 + 9XY383 — 6XY382—Y381))。
這樣，根據(jù)本實施方式，在各個天線中，在接收通過不同的已知信號來調(diào)制各子載波而加以傳送的傳送用符號的情況下，通過根據(jù)調(diào)制了相同子載波號的子載波的已知信號的組合來選擇插補(bǔ)的子載波的頻率信息，從而可以使用根據(jù)從多個天線接收的載波的特性所選出的子載波的頻率信息，來算出插補(bǔ)的頻率信息。由此，可以減輕在時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法中產(chǎn)生的失真。本實施方式中，僅處理了天線是2個的情況，但是也可用同樣的方法 擴(kuò)展到3個以上的情形。
上述中，說明了發(fā)送天線l，但是在算出從發(fā)送天線2發(fā)送的多載波 符號的頻率響應(yīng)時，導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛生成部108生成符號為Dk的復(fù)數(shù)共軛 信號，并通過外插部120用同樣的方法來進(jìn)行外插，從而可算出來自發(fā)送 天線2的頻率響應(yīng)。
進(jìn)一步，本實施方式中，說明了同值插補(bǔ)與一次線性插補(bǔ)兩個估計方 法的一例，但是并不限于上述的說明，還可考慮各種估計方法，而可在這 些中加以適用。
(第2實施方式) ' 第2實施方式中，說明在發(fā)送側(cè)使用CI法來生成傳送路徑估計用 OFDM符號的情形。接收機(jī)100的結(jié)構(gòu)與圖1同樣。CI法是例如通過符 號C生成傳送路徑估計用符號，并進(jìn)一步通過在子載波間施加一定的相位 旋轉(zhuǎn)來生成，但是通過使該相位旋轉(zhuǎn)量在天線間變?yōu)椴煌闹?，從而可進(jìn) 行接收機(jī)的識別，傳送路徑估計的方法。這里，還將該相位旋轉(zhuǎn)量看作符 號的一部分，看作在各發(fā)送天線上通過不同的符號生成了傳送路徑估計用 OFDM信號。
因此，在使用CI法的情況下，是指生成在各天線中使用的傳送路徑 估計用OFDM符號用的已知信號中，第1實施方式中的已知信號C、已知 信號D具有特定關(guān)系的情形。所謂特定關(guān)系是指是從已知信號C生成己 知信號D的符號，是在將已知信號C分配給子載波時，進(jìn)一步通過在連 續(xù)子載波間提供一定的相位旋轉(zhuǎn)而生成的符號的情形。本實施方式中，將 該相位旋轉(zhuǎn)量設(shè)作兀，ck和dk為數(shù)3
Cf AV — LAV A e ( 3 )
的關(guān)系。(其中，jXj二一l)，即，天線1中使用的已知信號對符號c在 子載波間提供了 0的相位旋轉(zhuǎn)，但是天線2中使用的已知信號對符號C在子載波間提供了7T的相位旋轉(zhuǎn)量。
這里，說明使用了CI法的傳送路徑估計技術(shù)。下面為了使說明簡便，
設(shè)發(fā)送天線為2個(發(fā)送天線1、發(fā)送天線2)。傳送路徑估計用OFDM
符號中所有的子載波作為傳送路徑估計用導(dǎo)頻子載波使用，在發(fā)送接收機(jī)
間已知。
從發(fā)送天線1作為傳送路徑估計用OFDM符號，在發(fā)送接收機(jī)間將 已知信號C的構(gòu)成要素ck (k是子載波數(shù)內(nèi)的正整數(shù))分配給所有的子載 波，而生成傳送路徑估計用OFDM符號加以發(fā)送。
從發(fā)送天線2，同樣作為傳送路徑估計用OFDM符號，在發(fā)送接收機(jī) 間將已知信號D的構(gòu)成要素dk分配給所有的子載波后，生成傳送路徑估 計用OFDM符號加以發(fā)送。其中，ck和dk有上述式(3)所示這種關(guān)系， 通過dk根據(jù)特定的規(guī)則來變換ck的信號，而變?yōu)樗傻拇a元。
接著，表示接收通過CI法生成的傳送路徑估計用OFDM符號，傳送 路徑估計部201估計傳送路徑的情況下的示意動作。
圖4表示接收機(jī)100的IFFT部109輸出波形的一例。表示從發(fā)送天 線1到接收天線的傳送路徑^151W^總數(shù)是3條(各自的延遲是tl、 t2、 t3)、從發(fā)送天線2到接收天線的傳送路徑上多徑總數(shù)為4條(各自的延 遲是tl、 t2、 t3、 t4)的情況下的IFFT部109的波形，其中，tl到t4為IFFT 的時間分辨率的整數(shù)倍。圖4中，橫軸表示IFFT點(相當(dāng)于延遲波形時 間)、縱軸表示功率。圖4 (a)表示由導(dǎo)頻復(fù)數(shù)共軛信號生成部108生成 的信號為ck的復(fù)數(shù)共軛信號的情形，圖4 (b)表示該信號為dk的復(fù)數(shù)共 軛信號的情形，與圖4 (a)相比替換了脈沖產(chǎn)生位置。
在IFFT點的總數(shù)是N的情況下，在離開N/2點的位置上觀測來自 發(fā)送天線1的路徑和來自發(fā)送天線2的路徑的差。這是為了將dk相對ck 在相鄰子載波間的相位旋轉(zhuǎn)量設(shè)置為兀(參考式(3))。因此，在算出來 自發(fā)送天線l的傳送路徑的情況下，在噪聲去除部110中，去除與來自發(fā) 送天線2的信號功率相應(yīng)的脈沖，并通過FFT部111進(jìn)行頻率變換，而可 算出來自發(fā)送天線l的頻率響應(yīng)。同樣，在算出來自發(fā)送天線2的傳送路 徑的情況下，在噪聲去除部110中，去除與來自發(fā)送天線l的信號功率相 應(yīng)的脈沖，并通過FFT部111進(jìn)行頻率變換，而可算出來自發(fā)送天線2的頻率響應(yīng)。
通過使這里所示的相位旋轉(zhuǎn)量變化，即使發(fā)送天線是3個以上，也可
同樣進(jìn)行處理。例如，在使用4個天線的情況下，通過將子載波間的相位 旋轉(zhuǎn)量相位構(gòu)成要素ck設(shè)作0、兀/ 2、丌、3ti / 2，而可算出4種脈沖響應(yīng)。 其中，需要由各多徑造成的延遲波設(shè)計在不與其他脈沖群不重合的范圍 中。
接著，說明本實施方式的外插部120的動作細(xì)節(jié)。本實施方式中，插 補(bǔ)信息生成部121使用根據(jù)提供給已知信號的相位差所選出的子載波的第 2頻率信息來生成插補(bǔ)頻率信息。圖5是輸入到本實施方式中的外插部120 的波形(第2頻率信息)的一例。與圖2不同的是由于在第1實施方式中，
符號沒有關(guān)聯(lián)性，所以由f卜k + f2-k的子載波與f卜k一f2-k的子載波通過符號
的組合(ck和dk的組合)來決定，但是本實施方式中，ck和dk為式(3)
所示的這種關(guān)系，所以f卜k + f2-k與f卜k —f2-k相隔1個子載波重復(fù)。
因此，在進(jìn)行外插部120中進(jìn)行外插的保護(hù)頻帶位置上的子載波的頻 率響應(yīng)的估計時，在子載波號是偶數(shù)的情況下，從實際接收的偶數(shù)子載波 進(jìn)行估計，在奇數(shù)的情況下從奇數(shù)的子載波中進(jìn)行估計。下面表示在外插 部120z中外插2個子載波(第385、 386子載波)的情況下的一例。
在某種程度的頻帶中幾乎沒有傳送路徑的頻率變動的情況下(插補(bǔ)的 子載波附近的子載波中、傳送路徑變動少的情況下)，插補(bǔ)信息生成部121 對第385子載波通過同值差值383的值，對第386通過同值插補(bǔ)第384的 值就可以了。第l實施方式中，在對每個天線進(jìn)行外插處理，而算出來自 發(fā)送天線1的頻率響應(yīng)時，取外插發(fā)送天線1的頻率響應(yīng)的方法，但是在 本實施方式中不需要，外插來自所有天線的合成的頻率響應(yīng)。簡單說明該 理由。
外插的目的是在子載波數(shù)與FFT點數(shù)不同的情況下，在時間逆擴(kuò)展傳 送路徑估計法中，防止由求出時間響應(yīng)時的信號功率擴(kuò)展所造成的頻率響 應(yīng)的失真。第1實施方式中，在進(jìn)行與第2實施方式同樣的估計的情況下， 減少外插造成的失真與干擾成分的增加引起的精度劣化造成的失真的增 加為折衷關(guān)系。因此，在求出來自發(fā)送天線l的頻率響應(yīng)，使得干擾成分 不增加時，僅外插與發(fā)送天線1的頻率響應(yīng)的估計值。另一方面，本實施方式中由于dk是根據(jù)式(3)從ck生成的符號， 所以可以通過IFFT部的輸出來分離信號。進(jìn)一步，若進(jìn)行如本實施方式 所示這種外插，則由于來自算出頻率響應(yīng)的天線的信號成分，來自作為干 擾的天線的信號成分都對時間響應(yīng)中的擴(kuò)展減少作出了貢獻(xiàn)，所以幾乎沒 有干擾成分的增加。因此，本實施方式中，使用如上這種外插手段。
接著，表示在頻率頻帶中傳送路徑的頻率變動緩慢的情形。該情況下， 通過從信號頻帶內(nèi)的多個子載波來估計通過線性插補(bǔ)等的手段插補(bǔ)的子 載波的頻率響應(yīng)，可以提高精度。本實施方式中，表示了從實際接收的2 個子載波中線性插補(bǔ)的方法。在對第奇數(shù)個子載波進(jìn)行外插的情況下，從 所接收的第奇數(shù)個子載波加以估計而進(jìn)行外插，在對第偶數(shù)個子載波進(jìn)行 外插的情況下，從所接收的第偶數(shù)個子載波進(jìn)行估計而加以外插。
圖6是說明插補(bǔ)的子載波選擇的一例的圖。圖6中，H、表示對從天 線P發(fā)送的已知信號，對第Q個子載波(FFT點)的頻率響應(yīng)。Rq是第 Q個子載波的接收信號，該圖中，信號頻帶(k —5到k的子載波)是實際 接收的信號，信號頻帶外(k+l之后的子載波)是在外插部120中外插的 信號。子載波k為信號頻帶端。表示在進(jìn)行外插時，對子載波號k+l插 補(bǔ)使用k一l和k—3的頻率響應(yīng)算出的信息，對k+2插補(bǔ)使用k和k一2 的頻率響應(yīng)算出的信息，下面，對k+3之后也同樣進(jìn)行插補(bǔ)。詳細(xì)在后 面描述插補(bǔ)的位置和生成插補(bǔ)用的信息的子載波位置的關(guān)系，但是使用的 天線個數(shù)和生成使用CI法的傳送路徑估計用OFDM符號時的相位旋轉(zhuǎn)量 可以唯一確定。如圖6所示，在天線為2個，相位旋轉(zhuǎn)量為7i的情況下， 來自發(fā)送天線2的信號相隔一個子載波反轉(zhuǎn)。因此，插補(bǔ)信息生成部121 使用相隔一個子載波的頻率響應(yīng)來生成插補(bǔ)頻率信息。對于算出進(jìn)行外插 的子載波位置上的合成頻率響應(yīng)的情形，與用同值插補(bǔ)表示的情形相同。
這里，作為例子表示l次的線性插補(bǔ)。具體上，表示在第385子載波 位置與第386子載波位置上進(jìn)行外插的方法。圖7在(1、 Q)平面表示圖 5中的子載波號381到384的頻率響應(yīng)，圖7 (a)是子載波號381、圖7 (b)是子載波號382、圖7 (c)是子載波號383、圖7 (d)是子載波號 384。圖7中，將各自的I一Q平面上的值設(shè)作(Xk、 Yk)。例如，插補(bǔ)信 息生成部121為了估計第385的頻率響應(yīng)，而實施下面的順序。(21) 從第38K 383子載波群估計第385。
(22) 從第382、 384子載波群估計第386。 若與第l實施方式相比，則不存在第3步驟，但是如之前所示，即使
不估計外插位置上的來自各天線的傳送路徑，由于在IFFT后分離了脈沖， 所以可通過第2步之前的步驟來改善頻帶內(nèi)的傳送路徑估計特性(可以僅 算出合成后的頻率響應(yīng))。
由此，從上述(21)中，(X385、 Y385)使用(X381、 Y381)與(X383、 Y383)，而變?yōu)?(2 XX383—X381 ) 、 (2XY383—Y381))。
同樣，從上述(22)中，(X386、 Y386)為((2XX3S4—X382) 、 (2
XY384 —Y382) ) °
本實施方式中，作為估計方法描述了同值插補(bǔ)和一次線性插補(bǔ)2種方 法，但并不限于此，可以使用各種各樣的估計方法。重要的是在算出外插 的頻率響應(yīng)時，根據(jù)基于CI法的旋轉(zhuǎn)相位與發(fā)送天線數(shù)，來決定估計所 使用的子載波。
作為其他估計方法，有僅跟蹤相位的方法。其是在插補(bǔ)第385之后的 奇數(shù)子載波時，將振幅設(shè)作與第383相同，使第381的相位與第383的相 位差與第383和第385的相位差相同，并在下面進(jìn)行同樣的處理的方法。
得到了進(jìn)行插補(bǔ)的個數(shù)在傳送路徑的延遲分散小的情況下多、在大 的情況下少的很好特性。
進(jìn)一步，如本實施方式2中所示，將l個符號作為基準(zhǔn)，對于通過施 加相位旋轉(zhuǎn)生成其他符號，而生成傳送路徑估計用OFDM信號的已知信 號的情況，若一般化怎樣選擇作為插補(bǔ)的頻率信息的基礎(chǔ)的子載波，則如
下這樣。在可以用eg的整數(shù)倍來表示各天線的相位旋轉(zhuǎn)量e的情況下，可
以如下這樣來決定進(jìn)行外插所用的子載波群。首先，將滿足mXiegl二2n兀 (m、 n是自然數(shù)、問是e的絕對值)的最小的m設(shè)作LCM (LCM—A是 自然數(shù))。在進(jìn)行外插的位置上的子載波號為k的情況下，可以將距k離 開LCM_A的倍數(shù)的位置上所接收的子載波作為為進(jìn)行外插所使用的子 載波。即，插補(bǔ)信息生成部121從以作為插補(bǔ)對象的子載波k為起點離開 LCM—A的倍數(shù)進(jìn)行配置的子載波k±LCM—A、 k±2LCM—A…、中選 擇頻率信息，而估計子載波k的頻率響應(yīng)。進(jìn)一步，為了使相位旋轉(zhuǎn)量一般化，需要在各天線間施加的相位旋轉(zhuǎn)
量的差6diff。因此，若設(shè)使用的天線數(shù)為M，則需要使用MX (M—l) / 2種相位旋轉(zhuǎn)量差。
對于所有的相位旋轉(zhuǎn)量差ediff，算出滿足maXiediffj二2n兀(a、 diff是M X (M—l) /2以下的所有整數(shù))的最小m。并且，若設(shè)所有m的最小 公倍數(shù)為LCM—B， LCM—B意味著波形的重復(fù)。即，插補(bǔ)信息生成部 121從以作為插補(bǔ)對象的子載波k為起點，相隔LCM—B的倍數(shù)配置的子 載波k土LCM一B、 k土2LCM—B…中選擇頻率信息，并估計子載波k的 頻率響應(yīng)。其中，若考慮頻率響應(yīng)的變動，則可以使用盡可能接近進(jìn)行外 插的子載波的子載波。
通過如上這樣進(jìn)行外插，可以使用通過CI法所發(fā)送的傳送路徑估計 用OFDM符號來進(jìn)行高精度的傳送路徑估計。
上述各實施方式中，在第1實施方式中外插的個數(shù)的例子表示了 1個、 在第2實施方式中作為外插的個數(shù)表示了 2個6W^7itm沒有特別含義， 依賴于系統(tǒng)所使用的傳送路徑環(huán)境。作為傳送路徑估計用OFDM符號表 示了將所有子載波作為導(dǎo)頻載波使用的情況，但是在相隔一定間隔來插入 的情況下還進(jìn)行外插插補(bǔ)時，不僅考慮該間隔，還同樣可進(jìn)行高精度的傳 送路徑估計。
權(quán)利要求
1、一種接收機(jī)，其接收包含通過不同的已知信號調(diào)制后的子載波并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，估計來自所述各發(fā)送天線的傳送路徑，該接收機(jī)包括傅立葉變換部，其對所接收的傳送路徑估計用符號進(jìn)行傅立葉變換，按每個子載波來計算第1頻率信息；信號生成部，其生成用于對傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制的已知信號；除法部，其用所述已知信號的1個除以所述第1頻率信息而算出第2頻率信息；外插部，其根據(jù)所述第1頻率信息或第2頻率信息計算/插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng)信息，而算出第3頻率信息；和逆傅立葉變換部，其對所述第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于 所述外插部具有插補(bǔ)信息生成部，其根據(jù)對從所述多個天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號的相同位置上的子載波進(jìn)行調(diào)制后的已知信號的組合 來選擇子載波，并生成使用所選出的子載波的頻率信息來進(jìn)行插補(bǔ)的頻率{曰息。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收機(jī)，其特征在于所述插補(bǔ)信息生成部選擇通過按照所述多個天線的每個而不同的已 知信號而生成的矩陣是滿秩的子載波。
4、 一種接收機(jī)，其接收傳送路徑估計用符號，并估計來自所述各發(fā) 送天線的傳送路徑，其中該傳送路徑估計用符號包含通過在預(yù)定符號的各要素間對每個發(fā)送天線施加了不同的相位旋轉(zhuǎn)量e而生成的不同的己知信號進(jìn)行了調(diào)制的子載波，并從多個發(fā)送天線發(fā)送，該接收機(jī)包括傅立葉變換部，其對所接收的傳送路徑估計用符號進(jìn)行傅立葉變換， 以計算每個子載波的第1頻率信息；信號生成部，其生成用于對傳送路徑估計用符號含有的子載波進(jìn)行調(diào)制的己知信號；除法部，其用所述已知信號的1個除以所述第1頻率信息來計算第2頻率信息；外插部，其根據(jù)所述第2頻率信息，計算/插補(bǔ)在沒有根據(jù)所述相位旋轉(zhuǎn)量e發(fā)送子載波的位置上所合成的頻率響應(yīng)的信息，以生成第3頻率信息；禾口逆傅立葉變換部，其對所述第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換。
5、 根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其特征在于 所述外插部具有插補(bǔ)信息生成部，對所有的不同的2個e計算差ediff，并根據(jù)ediff選擇子載波，使用所選出的子載波的頻率信息來生成插補(bǔ)的頻率信息。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于 所述插補(bǔ)信息生成部在按每個所述相位旋轉(zhuǎn)量差ediff來計算滿足mXlediff]二2mr的最小的m，并將所算出的m的最小公倍數(shù)設(shè)作LCM—B(LCM 一B是整數(shù))的情況下，從以作為插補(bǔ)對象的子載波為起點而離開所述最 小公倍數(shù)LCM—B的倍數(shù)配置的子載波中選擇頻率信息，其中m、 n是自然數(shù)、問是e的絕對值。
7、 根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其特征在于所述外插部在所述相位旋轉(zhuǎn)量e全部為eg的整數(shù)倍的情況下，將滿足mXiegl二2n:i的最小m作為LCM—A (LCM—A是整數(shù))算出，并從以作 為插補(bǔ)對象的子載波為起點而離開所述最小公倍數(shù)LCM—A的倍數(shù)進(jìn)行 配置的子載波中選擇頻率信息，其中m、 n是自然數(shù)、問是e的絕對值。
8、 根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的接收機(jī)，其特征在于 所述插補(bǔ)信息生成部選擇接近作為插補(bǔ)對象的子載波的子載波的頻率j曰息o
9、 一種頻率信息估計方法，接收包含由不同的已知信號來調(diào)制的子 載波、并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，用于來自所述各發(fā) 送天線的傳送路徑的估計，對所接收的傳送路徑估計用符號進(jìn)行傅立葉變換，從而按每個子載波 算出第1頻率信息；用對傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制用的己知信號的1 個除以所述第1頻率信息而算出第2頻率信息；根據(jù)所述第1頻率信息或第2頻率信息，計算/插補(bǔ)沒有發(fā)送子載波的 位置上的來自所述發(fā)送天線的頻率響應(yīng)信息，從而算出第3頻率信息；對所述第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換。
10、 一種頻率信息估計方法，接收包含通過在預(yù)定符號的各要素間對每個發(fā)送天線施加不同的相位旋轉(zhuǎn)量e而生成的不同的已知信號來調(diào)制的子載波、并從多個發(fā)送天線發(fā)送的傳送路徑估計用符號，用于來自所述各 發(fā)送天線的傳送路徑的估計，對所接收的傳送路徑估計用符號進(jìn)行傅立葉變換，從而算出每個子載 波的第1頻率信息；用對傳送路徑估計用符號中含有的子載波進(jìn)行調(diào)制用的已知信號的1個除以所述第1頻率信息而算出第2頻率信息；根據(jù)所述第2頻率信息，計算/插補(bǔ)在沒有根據(jù)所述相位旋轉(zhuǎn)量9發(fā)送 子載波的位置上合成的頻率響應(yīng)的信息，從而生成第3頻率信息；對所述第3頻率信息進(jìn)行逆傅立葉變換。
全文摘要
本發(fā)明所要解決的問題是在通過時間逆擴(kuò)展傳送路徑估計法來估計傳送路徑時，抑制通過去除噪聲等產(chǎn)生的頻率響應(yīng)的算出結(jié)果的失真。其解決方案為一種接收機(jī)(100)，包括傅立葉變換包含由多個天線每個為不同的已知信號來調(diào)制的子載波的傳送路徑估計用符號，而算出第一頻率信息的傅立葉變換部(105)，將多個已知符號的復(fù)數(shù)數(shù)共役信號乘以第一頻率信息而算出各子載波的第二頻率信息的乘法部(107)，根據(jù)多個已知符號，從第二頻率信息中選擇一部分的信息，并使用所選出的信息來生成插補(bǔ)子載波的插補(bǔ)頻率信息的插補(bǔ)信息生成部(121)、將插補(bǔ)頻率信息插入第二頻率信息而算出第三頻率信息的子載波插補(bǔ)部(122)與逆傅立葉變換第三的頻率信息的逆傅立葉變換部(109)。
文檔編號H04J11/00GK101467372SQ20078002116
公開日2009年6月24日 申請日期2007年6月7日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月7日
發(fā)明者浜口泰弘, 藤晉平, 難波秀夫 申請人:夏普株式會社