專利名稱：一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信技術領域，特別是涉及一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器。
背景技術：
目前，隨著智能手機和平板電腦的發(fā)展，全球移動數(shù)據(jù)的業(yè)務量大幅增長。其中，LTE (長期演進,Long Term Evolution)技術的開發(fā),不僅提高了無線通信的頻譜利用率，同時還增加了無線通信的數(shù)據(jù)傳輸速率和可處理的數(shù)據(jù)容量。目前，LTE技術的無線通信頻譜(頻率高達3. 8 GHz)可以分為43波段，I到21波段被列為LTE-FDD (頻分雙工)，而33至43波段被列為的LTE-TDD (時分雙工頻段)。由于移動運營商預期到用戶通信的數(shù)據(jù)使用量將大幅度增長，這樣使得移動運營商需要有效利用現(xiàn)有的無線通信頻譜資源，并且盡快實施覆蓋頻段較為廣泛的LTE技術。為了推動LTE技術的廣泛普及，在做好LTE基礎設施建設的同時，移動終端中的信號收發(fā)技術也需要同步或者更快速度發(fā)展。這時候，移動運營商以及其他廠家需要加大力度進行移動終端的技術研發(fā)，目的在于使得一個移動終端，其具有多波段、多模式、雙技術的功能，即使得移動終端具有的信號收發(fā)器能夠覆蓋現(xiàn)有LTE無線通信波段，同時可以兼容傳統(tǒng)通信網絡(WCDMA、EVDO的TD-SCDMA、CDMA和GSM網絡)，以及支持TDD和FDD技術。需要說明的是，對于目前的第三代移動通信技術(3rd-generation，3G)，其包括有四種標準CDMA2000, WCDMA、TD-SCDMA,WiMAX0其中，如圖I所示，對于現(xiàn)有移動終端的O. Tl. 7GH頻段的信號收發(fā)器(即射頻前端收發(fā)器)，為了讓移動終端可以同時處理FDD和TDD技術(即具有雙技術的功能)，以支持Γ21的FDD波段和33 41的TDD頻段，需要提高移動終端的數(shù)字運算能力，通過將所述信號收發(fā)器與基帶處理器相連接，從而妥善分配基帶處理器與信號收發(fā)器之間的運算負荷。參見圖2，對于目前具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移動終端(如一個手機)，其通常包括有六個功能模塊，具體為LTE/TD-SCDMA射頻前端收發(fā)器、2G (第二代移動通信技術，例如GSM)射頻前端收發(fā)器、基帶處理器(Base band)、應用處理器(ApplicationProcessor)、存儲器(Memory)以及電源管理模塊(Power Management Unit)。為了覆蓋TD-LTE (分時長期演進)和TD-SCDMA (時分同步碼分多址)通信的所有頻道，參見圖3，現(xiàn)有傳統(tǒng)具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移動終端的信號發(fā)射機(TX)還具有兩路輸出端，同時，通過在信號收發(fā)器(即射頻前端收發(fā)器RFIC)內接收機的前端使用聲表面濾波器(SAW filter),以減少兩個波段之間的互相干擾。例如，對于用于接收TD-SCDMA和TD-LTE信號的收發(fā)機(RX)，具有四個信號接收的波段，具體為34波段、38波段、39波段以及40波段，總共需要使用四個聲表面濾波器。而對于用于接收TD-LTE信號的收發(fā)機(LTE RX)，要求多樣化(diversity)以提高數(shù)據(jù)率和靈敏度，因此，具有三個專門用于接收TD-LTE信號的LTE波段，具體為38波段、39波段以及40波段。因此，如圖3所示，移動終端的信號收發(fā)器(即射頻前端收發(fā)器)一共具有7個信號輸入端以及7個聲表面濾波器，具、體為在單刀七擲(SP7T)射頻開關處具有4個信號輸入端，在單刀三擲(SP3T)開關處具有3個信號輸入端。因此，現(xiàn)有移動終端的信號射頻輸入端較多，且具有較多的聲表面波濾波器，從而導致移動終端的信號收發(fā)器(即射頻前端收發(fā)器)的生產成本較高，喪失了移動終端的價格競爭優(yōu)勢，并且大大增加了移動終端整體芯片的面積，移動終端芯片面積較大，進而嚴重影響了移動終端的市場應用前景。因此，目前迫切需要開發(fā)出一種技術，其可以在保證移動終端性能的前提下，有效降低移動終端射頻前端收發(fā)器的生產成本以及減少收發(fā)器芯片的面積，進而降低移動終端整體芯片的面積和生產成本，提高移動終端的價格競爭力，擴大移動終端的市場應用前景。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明的目的是提供一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，該射頻前端收發(fā)器中集成設置射頻跟蹤濾波器，可以不需要在射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入端設置多個聲表面濾波器數(shù)量，同時減少射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入 端數(shù)量，因此可以顯著降低移動終端的生產成本以及減小移動終端整體芯片的面積，并且可以節(jié)約射頻前端收發(fā)器內接收機中射頻跟蹤濾波器的功耗，提高射頻跟蹤濾波器的性能，進而提升移動終端的整體性能和市場競爭力，具有重大的生產實踐意義。為此，本發(fā)明提供了一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，包括有一個接收機、一個頻率合成器和一個發(fā)射機，所述接收機的前端設置有一個或者多個射頻跟蹤濾波器。其中，所述接收機包括有兩個低噪聲放大器LNA,所述兩個低噪聲放大器LNA的一端分別與一個信號輸入端RXIN相接；
所述兩個低噪聲放大器LNA的另一端分別與一個可變增益放大器VGA相接，每個所述可變增益放大器VGA分別接一個射頻跟蹤濾波器和由兩個混頻器Mixer組成的一個混頻器組合，并且兩個所述可變增益放大器VGA之間連接有一個功率探測器；
每個所述混頻器組合與一個可變增益中頻放大和低通濾波器PGA/LPF相接，每個可變增益中頻放大和低通濾波器分別與兩個數(shù)模轉換器ADC相接，每個數(shù)模轉換器ADC與基帶處理器相接。其中，所述頻率合成器包括有接收本振產生器，所述接收本振產生器分別接發(fā)射本振產生器、除法器、多模數(shù)分頻器MMD以及所述接收機中的兩個混頻器組合；
所述除法器依次接壓控振蕩器VC0、環(huán)路濾波器LF和一個鑒相器和電壓泵串接模塊，所述鑒相器和電壓泵串接模塊分別接一個數(shù)控晶振和一個多模數(shù)分頻器，所述多模數(shù)分頻器分別接所述除法器和一個調制器DSM，所述壓控振蕩器VCO還與一個自動頻率控制器AFC相接。其中，所述發(fā)射機包括有四個數(shù)模轉換器組合，每個數(shù)模轉換器組合包括有一個混頻器和一個射頻數(shù)模轉換器RFDAC，所述混頻器與射頻數(shù)模轉換器RFDAC相接；
其中兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個低波段變壓器相接，且兩個數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器中的發(fā)射本振產生器相接；另外兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個高波段變壓器相接，且數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器中的發(fā)射本振產生器相接。
其中，所述低噪聲放大器LNA包括有N型MOS開關管Ml和N型MOS開關管M2，所述MOS開關管Ml的源極和N型MOS開關管M2的源極分別與一個電感Ls的兩端相連接；
所述MOS開關管Ml的柵極分別接一個電容ClO和電阻Rl，所述電容ClO與第一差分信號輸入端口 INP相接；所述MOS開關管M2的柵極分別接一個電容C20和電阻R2，所述電容C20與第二差分信號輸入端口 INN相接；所述電阻Rl的另一端和電阻R2的另一端一起與一個直流偏置控制信號輸入 端口 Bias相接。其中，所述可變增益放大器VGA包括有多個MOS開關管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS開關管M3、M13和M23的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管Ml的漏極相連接；所述MOS開關管M4、M14和M24的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管M2的漏極相連接；
所述MOS開關管M3的柵極和M4的柵極相交后與供電電源端Vdd相接；
所述MOS開關管M13和M14分別與一個第一增益控制信號端口 GC相接，所述MOS開關管M23和M24分別與一個第二增益控制信號端口 GCB相接；
所述MOS開關管M3和M13的漏極一起相交后與第一信號總輸出端OUTp相接，所述MOS開關管M4和M14的漏極一起相交后與第二信號總輸出端OUTn相接；此外,所述MOS開關管M23、M24的漏極分別與供電電源端Vdd相接。其中，所述射頻跟蹤濾波器包括有負跨導模塊，所述負跨導模塊與所述第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn相接；
第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端017^之間設置有一個頻段可調電容Cb,所述電容庫頻段可調電容Cb并聯(lián)有一個電感LD，所述電感Ld與供電電源端Vdd相接。其中，所述負跨導模塊包括有多個負跨導單元，每個負跨導單元上分別具有一個第一信號輸出端Outp和一個第二信號輸出端Outn,所有負跨導單兀的第一信號輸出端Outp同時與第一信號總輸出端OUTp相接,所有負跨導單兀的第二信號輸出端Outn同時與第二信號總輸出端OUTn相接。其中，每個所述負跨導單元包括有MOS開關管M5、M6、M7和M8，其中，所述開關管M7的漏極和M8的柵極相交后與第一信號輸出端Outp相接，所述M7的柵極和M8的漏極相交后與第二信號輸出端Outn相接，所述開關管M7和M8的源極同時與開關管M5的漏極相接；
所述開關管M5和M6的柵極連接在一起，所述開關管M5和M6接地，所述開關管M6的漏極分別與柵極、直流偏置控制信號輸入端口 Bias，所述Bias與一個供電電源端Vdd相接。其中，還包括有一個跟蹤濾波器品質參數(shù)Q校正電路，該電路包括有一個混頻器、一個本振產生器和一個數(shù)字校正發(fā)動機，其中，所述射頻跟蹤濾波器分別與所述混頻器和數(shù)字校正發(fā)動機相接，所述混頻器分別與所述本振產生器、數(shù)字校正發(fā)動機相接。由以上本發(fā)明提供的技術方案可見，與現(xiàn)有技術相比較，本發(fā)明提供了一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，該射頻前端收發(fā)器中集成設置射頻跟蹤濾波器，由射頻跟蹤濾波器根據(jù)本終端信號接收頻段的不同來對外部信號進行選擇，從而可以不需要在射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入端設置多個聲表面濾波器數(shù)量，同時減少射頻前端收發(fā)器內接收機的信號輸入端數(shù)量，因此可以顯著降低移動終端的生產成本以及減小移動終端整體芯片的面積，從而提升移動終端的市場競爭力，因此具有重大的生產實踐意義。此外，本發(fā)明還可以節(jié)約射頻前端收發(fā)器內接收機中射頻跟蹤濾波器的功耗，提高射頻跟蹤濾波器的性能，進而提升移動終端的整體性能和市場競爭力，具有重大的生產實踐意義。


圖I為現(xiàn)有第四代無線通信LTE的無線通信頻譜分配 圖2為現(xiàn)有一種具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移動終端的結構簡 圖3為現(xiàn)有具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移動終端的傳輸信號示意 圖4為本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器所應用的多標準移動終端的傳輸信號示意 圖5為本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器的結構框 圖6為現(xiàn)有傳統(tǒng)的移動終端中聲表面濾波器的位置示意 圖7為本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器中接收機內射頻跟蹤濾波器的位置示意 圖8為本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器中接收機內每個射頻濾波前端模塊所具有的射頻跟蹤濾波器、低噪聲放大器LNA和可變增益放大器VGA之間的具體連接結構示意 圖9為在本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器的接收機內每個射頻濾波前端模塊中，其中的射頻跟蹤濾波器具有的一個負跨導單元的電路原理示意 圖10為在本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器中，接收機內每個射頻濾波前端模塊所具有的射頻跟蹤濾波器的輸出頻譜 圖11為在本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器中，接收機內每個射頻濾波前端模塊所具有的射頻跟蹤濾波器的品質參數(shù)Q的校正電路框圖。
具體實施例方式為了使本技術領域的人員更好地理解本發(fā)明方案，下面結合附圖和實施方式對本發(fā)明作進一步的詳細說明。參見圖4，本發(fā)明提供了一種多標準移動終端，可以覆蓋TD-LTE(分時長期演進)和TD-SCDMA時分同步碼分多址)通信的所有頻道，對TD-LTE和TD-SCDMA信號進行接收處理，其包括有一個基帶處理器BBIC 101、一個射頻前端收發(fā)器RFIC 102、兩個發(fā)射端功率放大器PA 103以及一個射頻開關104，所述射頻開關104與一個天線105相連接，其中
基帶處理器BBIC 101，用于進行移動通信過程中的數(shù)據(jù)處理和存儲；
射頻前端收發(fā)器RFIC 102，分別與基帶處理器101、一個天線105相連接，用于通過天線接收多個波段的外部信號，并根據(jù)外部信號接收頻段的不同，對外部信號進行選擇，然后將所選擇的信號轉發(fā)給發(fā)射端功率放大器103 ；每個發(fā)射端功率放大器PA 103，與射頻前端收發(fā)器RFIC 102相連接，用于對所接收到的信號進行放大處理，然后通過所述射頻開關傳送給相連接的天線105，由天線105進行信號發(fā)射。在本發(fā)明中，參見圖4，所述射頻開關104具體為單刀四擲(SP4T)開關。對于本發(fā)明，所述射頻前端收發(fā)器RFIC 102包括有一個接收機1021、一個頻率合成器1022和一個發(fā)射機1023三部分，其中，所述接收機1021用于實時接收外部天線所轉發(fā)的信號；所述頻率合成器1022分別與接收機、發(fā)射機相接，用于產生本振信號，并將本振信號的頻率與發(fā)射機或者接收機處的信號進行頻率疊加合成處理；所述發(fā)射機1023，用于將信號通過射頻開關，最終發(fā)射出去。 在本發(fā)明中，具體實現(xiàn)上，所述射頻前端收發(fā)器RFIC 102在接收機1021的前端設置有一個或者多個射頻跟蹤濾波器，所述射頻跟蹤濾波器是能夠對移動終端所需頻率的信號進行預選的帶通濾波器，它是品質參數(shù)Q增強型的濾波器，可以抑制外部的鏡像頻率，降低本振經由天線的輻射。因此，本發(fā)明的射頻前端收發(fā)器102通過設置有該射頻跟蹤濾波器，可以根據(jù)外部信號接收頻段的不同，對外部信號進行選擇。例如，目前的無需通信頻譜中，對于34波段的TD-SCDMA信號，其頻段為201(Γ2025ΜΗΖ ;對于38波段的TD-LTE信號，其頻段為2570-2620 MHZ ;對于39F波段的TD-LTE信號，其頻段為1880 1900ΜΗΖ ;對于39S波段的TD-SCDMA信號，其頻段為190(Γ1920ΜΗΖ ;對于40波段的TD-SCDMA信號，其頻段為230(Γ2400ΜΗΖ。因此，鑒于不同波段的TD-LTE信號和TD-SCDMA信號具有不同的頻段，因此，本發(fā)明只需根據(jù)不同的頻段，而可以區(qū)分出不同波段、不同類型的信號，實現(xiàn)對外部信號進行選擇，避免了兩個波段信號之間的相互干擾。因此，如上所述，本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比較，通過在接收機1021的前端設置有射頻跟蹤濾波器，從而無需再設置用于減少兩個波段之間的互相干擾的多個聲表面濾波器(SAW filter)，參見圖4，同時相應地還可以減少射頻前端收發(fā)器內接收機的信號輸入端數(shù)量，因此可以顯著降低移動終端的生產成本以及減小移動終端整體芯片的面積，進而提升移動終端的市場競爭力。一并參見圖5，對于本發(fā)明，提供了一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，本發(fā)明的射頻前端收發(fā)器可以實現(xiàn)單端輸入、雙通路輸出以及單一頻率合成器。具體實現(xiàn)上，本發(fā)明射頻前端收發(fā)器RFIC 102包括有接收機1021、頻率合成器1022和發(fā)射機1023三部分，其中
對于接收機(Receiver ) 1021，其包括有兩個低噪聲放大器LNA，所述兩個低噪聲放大器LNA的一端分別與一個信號輸入端RXIN相接，其中一個信號輸入端RXIN直接連接天線105，另外一個信號輸入端RXIN通過射頻開關104與天線105相接；所述兩個低噪聲放大器LNA的另一端分別與一個可變增益放大器VGA相接，每個所述可變增益放大器VGA分別接一個射頻跟蹤濾波器(Tracking Filter)和由兩個混頻器Mixer組成的一個混頻器組合,并且兩個所述可變增益放大器VGA之間連接有一個功率探測器(Power Detector);每個所述混頻器組合與一個可變增益中頻放大和低通濾波器(PGA/LPF，即將中頻可編程增益放大器PGA和低通濾波器LPF串聯(lián)在一起)相接，每個可變增益中頻放大和低通濾波器分別與兩個數(shù)模轉換器ADC相接，每個數(shù)模轉換器ADC與基帶處理器101相接。在接收機1021中，參見圖5，包括有兩個射頻濾波前端模塊，每個射頻濾波前端模塊由相互連接的一個低噪聲放大器LNA、一個可變增益放大器VGA和射頻跟蹤濾波器(Tracking Filter)組成。在本發(fā)明中，對于本發(fā)明提供的射頻前端收發(fā)器，其可以包括有兩路結構完全相同的接收機1021，其上面標有多樣化(Diversity)標識，是專門為實現(xiàn)LTE的標準要求，利用多樣化、多信道來提高數(shù)據(jù)率和靈敏度。需要說明的是，對于接收機1021部分，其中的第一模塊為低噪聲放大器(LowNoise Amplifier,LNA),在保證本身低噪聲的同時,通過其增益一致后端模塊的噪聲。其后的可變增益放大器模塊(Variable Gain Amplifier, VGA),用于控制低噪聲放大器的增益，來滿足接收機動態(tài)范圍的要求，也就是根據(jù)使接收機可以根據(jù)輸入信號的大小來調節(jié)其增益的大小。跟蹤濾波器(Tracking Filter)用于根據(jù)接收頻道信息，調整濾波器中心頻率，濾除帶外干擾，保護之后的混頻器工作在它的線性度范圍。功率探測器(Power Detector)用于感知濾波后的信號功率大小，為基帶處理器提供信號功率信息來設置接收機?；祛l器Mixer用于把本振發(fā)生器的頻率信號與接收頻率混頻，把接收到的頻率信號轉化為低頻信 號，中頻可編程增益放大器(Programmable Gain Amplifier, PGA),進一步把小信號放大到模數(shù)轉換器可處理的幅度，同時控制增益來適應不同的輸入信號幅度。低通濾波器(LowPass Filter, LPF)進一步在中頻濾除帶外干擾信號,確保信號處于數(shù)模轉換器(Analog toDigital Converter, ADC)可處理的信號動態(tài)范圍內。數(shù)模轉換器ADC用于把模擬信號轉換為數(shù)字信號，以提供給數(shù)字基帶處理器(Baseband，BB)處理。對于頻率合成器(Synthesizer) 1022，其包括有接收本振產生器(RX LO GEN)，所述接收本振產生器分別接發(fā)射本振產生器(TX LO GEN)、除法器、多模數(shù)分頻器MMD以及所述接收機1021中的兩個混頻器組合，所述多模數(shù)分頻器MMD分別接所述接收機1021中的四個數(shù)模轉換器ADC;
此外，所述除法器依次接壓控振蕩器VC0、環(huán)路濾波器(LF)和一個鑒相器和電壓泵串接模塊(PFD/CP，即將電壓泵CP和鑒相器PFD串聯(lián)在一起的模塊)，所述鑒相器和電壓泵串接模塊分別接一個數(shù)控晶振和一個多模數(shù)分頻器(/N)，所述多模數(shù)分頻器分別接所述除法器和一個調制器DSM ;所述壓控振蕩器VCO還與一個自動頻率控制器AFC相接。需要說明的是，對于頻率合成器(Synthesizer) 1022,其中的數(shù)控晶振(DigitalControlled Crystal Oscillator, DCX0,即為數(shù)字控制晶振)利用較為精確片外晶振，與片內振蕩電路結合產生精確的26MHz頻率信號作為頻率合成器的參考源，壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator, VC0)產生的頻率信號經過模擬除法器除2后,再經過多模數(shù)分頻器(Multi-Modules Divider, MMD)形成了 26MHz頻率信號，通過鑒相器(PhaseFrequency Detector, PFD)與數(shù)控晶振產生的參考源比較,它們的頻率和相位的不同之處通過電壓泵(Charge Pump, CP)轉化為電壓,來反饋調整壓控振蕩器VCO的電壓,從而輸出穩(wěn)定精確的頻率信號。此外，為抑制多模數(shù)分頻器MMD引入的雜擾，在電壓泵CP和壓控振蕩器VCO之間加環(huán)路濾波器(Loop Filter, LF)以及自動頻率控制(Automatic FrequencyControl, AFC),實現(xiàn)對壓控振蕩器VCO在鎖定之前的頻率進行粗調。調制器(Delta-SigmaModulator, DSM)用于通過調整多模數(shù)分頻器MMD的分頻倍數(shù)，引入調制信號。為GSM的調制方式(即GMSK)的頻率合成器直接調制模式使用。對于所述發(fā)射機1023，其包括有四個數(shù)模轉換器組合，每個數(shù)模轉換器組合包括有一個混頻器和一個射頻數(shù)模轉換器RFDAC，所述混頻器與射頻數(shù)模轉換器RFDAC相接(如圖5所示)，其中，兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個低波段變壓器100 (低頻的波段為B34和39)相接，且兩個數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器1022中的發(fā)射本振產生器(TX LO GEN)相接；另外兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個高波段變壓器200 (高頻的波段為B38和B40)相接，且數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器1022中的發(fā)射本振產生器(TX LO GEN)相接。參見圖5，所述低波段變壓器100與一個低頻信號輸出端TX_LB相接，所述高波段變壓器200分別與一個高頻信號輸出端TX_HB相接，所述低頻信號輸出端TX_LB和高頻信號輸出端TX_HB分別與發(fā)射端功率放大器PA 103相接。此外，所述低波段變壓器100相連接的一個數(shù)模轉換器組合和所述高波段變壓器200相連接的一個數(shù)模轉換器組合兩者通過一個第一信道I與所述基帶處理器101相接，所 述低波段變壓器100相連接的另外一個數(shù)模轉換器組合和所述高波段變壓器200相連接的另外一個數(shù)模轉換器組合兩者通過一個第二信道Q與所述基帶處理器101相接。需要說明的是，對于發(fā)射機1023，其按照輸出頻率分為高波段(TX_HB)和低波段(TX_LB),分別從高頻信號輸出端TXJffl和低頻信號輸出端TX_LB進行信號輸出，高波段覆蓋頻率波段從2300MHz到2620MHz，低波段覆蓋頻率波段從1880MHz到2025MHz，為取得最佳峰值相應，分別有相應的高波段變壓器200和低波段變壓器100。高波段的正交I輸出和Q輸出在高波段變壓器200處相加，取消鏡像信號，由于是差分設計，本振泄漏也在此處取消。低波段的正交I輸出和Q輸出在低波段變壓器處相加，取消鏡像信號，由于是差分設計，本振泄漏也在此處取消。低波段的本振正交I和Q輸入信號頻率為1880MHz到2025MHz，高波段的本振正交I和Q輸入信號頻率為23000MHz到2620MHz，高波段和低波段部分分別接受由基帶處理器BBIC而來的正交輸入信號TXI和TXQ。RFDAC為射頻數(shù)模轉換器，后面有詳細描述。圖6為現(xiàn)有傳統(tǒng)的移動終端中聲表面濾波器的位置示意圖。一并參見圖3、圖6，在圖3所示的一種傳統(tǒng)移動終端射頻前端收發(fā)器的實現(xiàn)架構中，每一波段都需要有各自的聲表面濾波器(SAW filter)來抑制帶外干擾信號，聲表面濾波器SAW filter位于射頻前端收發(fā)器的接收機之外，即位于芯片外。如圖6所示，鑒于聲表面濾波器SAW filter在抑制帶外噪聲干擾的同時對系統(tǒng)信號有插入衰減的負面影響，所以現(xiàn)有通常使用的射頻前端收發(fā)器的片內低噪聲放大器LNA需要同時滿足低噪聲和高放大倍數(shù)增益的指標要求。例如，低噪聲放大器LNA的放大倍數(shù)增益要求為15dB (分貝)和噪聲系數(shù)要求為2dB，以及輸入IdB壓縮點為-15dBm (厘分貝)，即輸入信號的放大倍數(shù)增益下降到比線性增益低IdB時的輸入功率值為-15dBm。對于圖3和圖6所不的聲表面濾波器SAW filter,由于該聲表面濾波器SAWfilter為單獨設置的分立元件，設置在移動終端的射頻前端收發(fā)器之外，因此，增加了移動終端的生產成本，使得移動終端在進行多波段、多標準的信號接收處理時，移動終端的整體芯片面積較大，不利于手機等移動終端的體積小型化。為了解決上述現(xiàn)有移動終端中將聲表面濾波器SAW filter設置在射頻前端收發(fā)器之外，從而整體芯片面積較大的問題，并且降低對低噪聲放大器LNA的低噪聲和高放大倍數(shù)增益的指標要求。參見圖7、圖8所示，本發(fā)明提供了一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，適用于發(fā)射接收不同時的時分多址系統(tǒng)，例如TD-LTE、TD-SCDMA和GSM系統(tǒng)。其無需在射頻前端收發(fā)器之外設置聲表面濾波器SAW filter,而是在射頻前端收發(fā)器的接收機內集成設置射頻跟蹤濾波器(Tracking Filter)，可以不需要在射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入端設置多個聲表面濾波器數(shù)量，同時減少射頻前端收發(fā)器內接收機的信號輸入端數(shù)量，因此可以顯著降低移動終端的生產成本以及減小移動終端整體芯片的面積，最終提升移動終端的市場競爭力。與圖6所示的指標要求相比，由于沒有聲表面濾波器SAW filter引入的2dB的插入衰減，低噪聲放大器LNA的放大倍數(shù)增益要求降為IldB(分貝)和噪聲系數(shù)要求僅為4dB，而輸入IdB壓縮點提高為-13dBm (厘分貝)
下面說明本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器的具體技術實現(xiàn)過程。圖8為本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器中接收機內每個射頻濾波前端模塊所具有的射頻跟蹤濾波器、低噪聲放大器LNA和可變增益放大器VGA之間的具體連接結構示意圖。 參見圖8，本發(fā)明提供的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器的接收機中，所述低噪聲放大器LNA依次接可變增益放大器VGA和射頻跟蹤濾波器Tracking Filter,由低噪聲放大器LNA、可變增益放大器VGA和射頻跟蹤濾波器(TrackingFilter)—起組成射頻濾波前端模塊,其中
參見圖8，所述低噪聲放大器LNA包括有N型MOS開關管Ml和N型MOS開關管M2，所述MOS開關管Ml的源極和N型MOS開關管M2的源極分別與一個電感Ls的兩端相連接；所述MOS開關管Ml的柵極分別接一個電容ClO和電阻R1，所述電容ClO與第一差分信號輸入端口 INP相接；所述MOS開關管M2的柵極分別接一個電容C20和電阻R2，所述電容C20與第二差分信號輸入端口 INN相接；所述電阻Rl的另一端和電阻R2的另一端一起與一個直流偏置控制信號輸入端口 Bias相接,該直流偏置控制信號輸入端口用于輸入直流偏置控制信號Bias。需要說明的是，對于圖8所示的射頻濾波前端模塊，多波段、多標準的外部信號通過所述第一差分信號輸入端口 INP和第二差分信號輸入端口 INN輸入。具體實現(xiàn)上,一并參見圖4、圖5，所述第一差分信號輸入端口 INP和第二差分信號輸入端口 INN都可以通過天線來接收輸入多個波段的外部信號。外部信號由所述第一差分信號輸入端口 INP和第二差分信號輸入端口 INN輸入，然后分別通過電容ClO和C20耦合到所述MOS開關管Ml和M2。需要說明的是，Bias就是電路的直流偏置控制信號(例如由從一個參考電源或者由基帶處理器BBIC 101傳來的參考電流，該參考電源的大小可以根據(jù)用戶的需要預先進行設定)。射頻前端收發(fā)器框圖主要以頻率信號的流向為主導，但是為了讓電路能正常工作，必須為電路提供相應的直流配置，直流偏置可以控制模塊的開啟和斷開。在本發(fā)明中，所述直流偏置控制信號輸入端口 Bias可以通過電阻Rl和R2，分別為MOS開關管Ml和M2提供穩(wěn)定的直流偏置電流Bias，然后通過MOS開關管Ml和M2對輸入的外部信號起到放大的作用，并且可以通過電感Ls來實現(xiàn)輸入阻抗匹配。參見圖8，所述可變增益放大器VGA包括有多個MOS開關管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS開關管M3、M13和M23的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管Ml的漏極相連接；所述MOS開關管M4、M14和M24的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管M2的漏極相連接；
所述MOS開關管M3的柵極和M4的柵極相交后與供電電源端Vdd相接；
所述MOS開關管M13和M14分別與一個第一增益控制信號端口 GC相接，所述MOS開關管M23和M24分別與一個第二增益控制信號端口 GCB相接；
所述MOS開關管M3和M13的漏極一起相交后與第一信號總輸出端OUTp相接，所述MOS開關管M4和M14的漏極一起相交后與第二信號總輸出端OUTn相接；此外,所述MOS開關管M23、M24的漏極分別與供電電源端Vdd相接。 參見圖8,所述射頻跟蹤濾波器Tracking Filter包括有負跨導模塊,所述負跨導模塊與所述第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn相接；
所述負跨導模塊包括有多個負跨導單元(如圖8所示的UnitfUnitN，N為大于I的整數(shù))，由所述多個負跨導單元并列組成。其中，每個負跨導單元上分別具有一個第一信號輸出端Outp和一個第二信號輸出端Outn,所有負跨導單兀的第一信號輸出端Outp連接在一起(即全部對應相連接)，所有負跨導單元的第一信號輸出端Outp同時與第一信號總輸出端OUTp相接；
所有負跨導單元的第二信號輸出端Outn分別連接在一起(即全部對應相連接)，所有負跨導單元的第二信號輸出端Outn同時與第二信號總輸出端OUTn相接；
所有負跨導單元接地；并且所述多個負跨導單元的信號控制接口 controll、control2和contoolN (所述N為大于O的任意整數(shù))各自獨立，每個負跨導單元分別接一個直流偏置控制信號輸入端口 Bias，每個所述Bias分別與供電電源端Vdd相接。參見圖8,在本發(fā)明中,第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn分別與所述接收機1021中的由兩個混頻器Mixer組成的混頻器組合相接。第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn之間設置有一個頻段可調電容Cb，由基帶處理器BBIC 101輸出頻段控制信號Vband來對電容庫頻段可調電容Cb進行控制，以把射頻跟蹤濾波器的輸出信號頻率設置到所需要的工作頻段；
所述電容庫頻段可調電容Cb并聯(lián)有一個電感LD，所述電感Ld與供電電源端Vdd相接。需要說明的是，在本發(fā)明中，所述OUTp和OUTn是本發(fā)明的射頻跟蹤濾波器的差分輸出信號的兩個端口，一段為正端，一端為負端，是與兩個差分輸入信號端口 INN和INP相對應的。一并參見圖8、圖9，射頻跟蹤濾波器中的每個所述負跨導單元包括有MOS開關管M5、M6、M7和M8，其中，所述開關管M7的漏極和M8的柵極相交后與第一信號輸出端Outp相接，所述M7的柵極和M8的漏極相交后與第二信號輸出端Outn相接，所述開關管M7和M8的源極同時與開關管M5的漏極相接；
所述開關管M5和M6的柵極連接在一起，所述開關管M5和M6接地，所述開關管M6的漏極分別與柵極、直流偏置控制信號輸入端口 Bias，所述Bias與一個供電電源端Vdd相接。參見圖8、圖9，對于本發(fā)明，需要說明的是，可以通過MOS開關管M3、M13、M23、M4、M14和M24來實現(xiàn)增益控制，其中，M3和M4的刪極連接VDD，總是導通；當?shù)谝辉鲆婵刂菩盘朑C為高電平，而第二增益控制信號GCB為低電平時，M13和M14導通，M23和M24關閉，輸入的外部信號在經過增益和濾波處理后，全部輸出到第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn，所以此時為高增益模式；相反，當?shù)谝辉鲆婵刂菩盘朑C為低電平，而第二增益控制信號GCB為高電平時，M13和M14關閉,M23和M24導通,輸入的外部信號的一部分輸出到第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn，而另一部分信號通過Vdd端而損耗，所以此時為低增益模式。在本發(fā)明中，需要說明的是，M23和M24與VDD相連，而不與VOUTP和VOUTN相連，所以，當?shù)谝辉鲆婵刂菩盘朑C為高電平，而第二增益控制信號GCB為低電平時，M13和M14導通,M23和M24關閉，由所述第一差分信號輸入端口 INP和第二差分信號輸入端口 INN輸入的外部信號在經過增益和濾波處理后，全部輸出到第一信號總輸出端OUTP和第二信號總輸出端0UTN，所以此時為高增益模式；
反之，當?shù)谝辉鲆婵刂菩盘朑C為低電平，而第二增益控制信號GCB為高電平時，M13和M14關閉，M23和M24導通，所述第一差分信號輸入端口 INP和第二差分信號輸入端口 INN輸入的外部信號的一部分通過M23、M24輸出到第一信號總輸出端OUTP和第二信號總輸出端0UTN，而另一部分信號依次通過M3、M4后到達Vdd端而損耗，所以此時為低增益模式。需要說明的是，當一部分信號接入到Vdd時，信號就不能進入下一模塊，Vdd對于高頻信號來說， 就是和大地GND —樣的意義，所以信號流入Vdd就相當于信號被衰減，因此，到達VDD端的信號被損耗衰減。對于本發(fā)明，其射頻前端信號收發(fā)器中接收機中的跟蹤濾波器的輸出端包括品質Q較差的片內電感Ld，頻段控制信號Vband控制的頻段調整電容Cb，以及跨導值可編程的負跨導單元組合，跨導值可通過兩種辦法來設置，一種是通過Bias來調整偏置電流，一種是通過調整負跨導單元的數(shù)目(I到N)來實現(xiàn)，由于負跨導單元的器件尺寸通常較小，跨導的改變不會影響輸出端頻率中心漂移。圖9為跟蹤濾波器中負跨導單元電路圖。參見圖9，基帶處理器BBIC 101通過Bias控制信號來控制負跨導單元的開關和電流大小(跨導值)，M6為二級管式連接器件，通過鏡像器件M5為負跨導單元通過穩(wěn)定的電流，M7和M8交叉耦合連接成負跨導，最后形成的信號差分輸出到第一信號輸出端Outp和第二信號輸出端outn。需要說明的是，在本發(fā)明中，所述直流偏置控制信號Bias由兩部分組成，一部分是用于控制電流是否流入到負跨導單元，來控制負跨導單元的開啟和關閉，另一部分是通過模擬電路(例如開關管電路)來控制進入負跨導單元的電流大小，從而控制該負跨導值的大小，電流越大，負跨導值越大。例如，具體實現(xiàn)上，基帶處理器BBIC101可以通過開關MOS管的導通和截止來控制所述直流偏置控制信號Bias中是否流入電流到負跨導單元，從而來控制負跨導單元的開關。MOS管導通，負跨導單元有電流通過，負跨導單元開啟；M0S管截止時，負跨導單元沒有電流通過，負跨導單元關閉。具體實現(xiàn)上，基帶處理器BBIC101還可以通過控制數(shù)字編程控制流入負跨導單元的電流大小來控制其跨導值，跨導值隨電流的增加而增加。在本發(fā)明中，所述射頻跟蹤濾波器Tracking Filter的輸出端整體有效阻抗Req為
權利要求
1.一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器,其特征在于,包括有一個接收機、一個頻率合成器和一個發(fā)射機，所述接收機的前端設置有一個或者多個射頻跟蹤濾波器。
2.如權利要求I所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述接收機包括有兩個低噪聲放大器LNA,所述兩個低噪聲放大器LNA的一端分別與一個信號輸入端RXIN相接； 所述兩個低噪聲放大器LNA的另一端分別與一個可變增益放大器VGA相接，每個所述可變增益放大器VGA分別接一個射頻跟蹤濾波器和由兩個混頻器Mixer組成的一個混頻器組合，并且兩個所述可變增益放大器VGA之間連接有一個功率探測器； 每個所述混頻器組合與一個可變增益中頻放大和低通濾波器PGA/LPF相接，每個可變增益中頻放大和低通濾波器分別與兩個數(shù)模轉換器ADC相接，每個數(shù)模轉換器ADC與基帶處理器相接。
3.如權利要求2所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述頻率合成器包括有接收本振產生器，所述接收本振產生器分別接發(fā)射本振產生器、除法器、多模數(shù)分頻器MMD以及所述接收機中的兩個混頻器組合； 所述除法器依次接壓控振蕩器VCO、環(huán)路濾波器LF和一個鑒相器和電壓泵串接模塊，所述鑒相器和電壓泵串接模塊分別接一個數(shù)控晶振和一個多模數(shù)分頻器，所述多模數(shù)分頻器分別接所述除法器和一個調制器DSM，所述壓控振蕩器VCO還與一個自動頻率控制器AFC相接。
4.如權利要求3所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述發(fā)射機包括有四個數(shù)模轉換器組合，每個數(shù)模轉換器組合包括有一個混頻器和一個射頻數(shù)模轉換器RFDAC，所述混頻器與射頻數(shù)模轉換器RFDAC相接； 其中兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個低波段變壓器相接，且兩個數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器中的發(fā)射本振產生器相接；另外兩個數(shù)模轉換器組合中的混頻器與同一個高波段變壓器相接，且數(shù)模轉換器組合中的射頻數(shù)模轉換器RFDAC與所述頻率合成器中的發(fā)射本振產生器相接。
5.如權利要求2至4中任一項所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述低噪聲放大器LNA包括有N型MOS開關管Ml和N型MOS開關管M2，所述MOS開關管Ml的源極和N型MOS開關管M2的源極分別與一個電感Ls的兩端相連接； 所述MOS開關管Ml的柵極分別接一個電容ClO和電阻R1，所述電容ClO與第一差分信號輸入端口 INP相接；所述MOS開關管M2的柵極分別接一個電容C20和電阻R2，所述電容C20與第二差分信號輸入端口 INN相接；所述電阻Rl的另一端和電阻R2的另一端一起與一個直流偏置控制信號輸入端口 Bias相接。
6.如權利要求5所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述可變增益放大器VGA包括有多個MOS開關管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS開關管M3、M13和M23的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管Ml的漏極相連接；所述MOS開關管M4、M14和M24的源極同時與所述低噪聲放大器LNA中MOS開關管M2的漏極相連接； 所述MOS開關管M3的柵極和M4的柵極相交后與供電電源端Vdd相接； 所述MOS開關管M13和M14分別與一個第一增益控制信號端口 GC相接，所述MOS開關管M23和M24分別與一個第二增益控制信號端口 GCB相接；所述MOS開關管M3和M13的漏極一起相交后與第一信號總輸出端OUTp相接，所述MOS開關管M4和M14的漏極一起相交后與第二信號總輸出端OUTn相接；此外,所述MOS開關管M23、M24的漏極分別與供電電源端Vdd相接。
7.如權利要求6所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述射頻跟蹤濾波器包括有負跨導模塊，所述負跨導模塊與所述第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端OUTn相接； 第一信號總輸出端OUTp和第二信號總輸出端017^之間設置有一個頻段可調電容Cb,所述電容庫頻段可調電容Cb并聯(lián)有一個電感LD，所述電感Ld與供電電源端Vdd相接。
8.如權利要求7所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，所述負跨導模塊包括有多個負跨導單元，每個負跨導單元上分別具有一個第一信號輸出端Outp和一個第二信號輸出端Outn,所有負跨導單兀的第一信號輸出端Outp同時與第一信號總輸出端OUTp相接,所有負跨導單元的第二信號輸出端Outn同時與第二信號總輸出端OUTn相接。
9.如權利要求8所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，每個所述負跨導單元包括有MOS開關管M5、M6、M7和M8,其中，所述開關管M7的漏極和M8的柵極相交后與第一信號輸出端Outp相接，所述M7的柵極和M8的漏極相交后與第二信號輸出端Outn相接，所述開關管M7和M8的源極同時與開關管M5的漏極相接； 所述開關管M5和M6的柵極連接在一起，所述開關管M5和M6接地，所述開關管M6的漏極分別與柵極、直流偏置控制信號輸入端口 Bias，所述Bias與一個供電電源端Vdd相接。
10.如權利要求2至4中任一項所述的射頻前端收發(fā)器，其特征在于，還包括有一個跟蹤濾波器品質參數(shù)Q校正電路，該電路包括有一個混頻器、一個本振產生器和一個數(shù)字校正發(fā)動機，其中，所述射頻跟蹤濾波器分別與所述混頻器和數(shù)字校正發(fā)動機相接，所述混頻器分別與所述本振產生器、數(shù)字校正發(fā)動機相接。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，包括有一個接收機、一個頻率合成器和一個發(fā)射機，所述接收機的前端設置有一個或者多個射頻跟蹤濾波器。本發(fā)明公開的一種多標準移動終端的無聲表面濾波器的射頻前端收發(fā)器，其集成設置射頻跟蹤濾波器，可以不需要在射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入端設置多個聲表面濾波器，同時減少射頻前端收發(fā)器內接收機的輸入端數(shù)量，因此可以顯著降低移動終端的生產成本以及減小移動終端整體芯片的面積，并且可以節(jié)約射頻前端收發(fā)器內接收機中射頻跟蹤濾波器的功耗，提高射頻跟蹤濾波器的性能，進而提升移動終端的整體性能和市場競爭力，具有重大的生產實踐意義。
文檔編號H03H9/46GK102723964SQ20121020435
公開日2012年10月10日 申請日期2012年6月20日 優(yōu)先權日2012年6月20日
發(fā)明者栗強 申請人:天津里外科技有限公司