專利名稱：一種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種模數(shù)轉換器及其一種電容平均技術，具體涉及ー種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器。
背景技術：
流水線式模數(shù)轉換器(pipelined analog-to-digital converter,以下簡稱流水線式ADC)是ー種常使用于視頻圖像系統(tǒng)、數(shù)字用戶回路、以太網(wǎng)收發(fā)機、或者是無線通訊系統(tǒng)中的ー種重要元件。流水線式的模數(shù)轉換(A/D conversion，以下簡稱A/D轉換)可以在功率、速度、集成電路芯片面積上取得不錯的平衡點，故可以用來實現(xiàn)取樣頻率在百萬赫茲等級的高精度ADC運算之中。圖I是傳統(tǒng)流水線式ADC結構框圖，模擬信號經(jīng)過采樣保持電路100之后，在通過 若干級電路模塊200和后級模數(shù)轉換電路模塊300進行量化，最后將各級得到的量化值通過延時及錯位相加模塊400根據(jù)時間延時以及權重進行錯位相加，輸出最終數(shù)字信號。圖2是傳統(tǒng)流水線式ADC中單級電路模塊的單端結構框圖，它由兩項非交疊時鐘控制，在相位I內(nèi)，采樣保持電路210對輸入信號進行采樣，子模數(shù)轉換模塊220對輸入信號進行粗量化得到量化值D ;在相位2內(nèi)，子數(shù)模轉換器230將上述粗量化值D轉換成對應的模擬信號，然后該模擬信號進入減法器240中與輸入信號相減得到量化余量，該余量經(jīng)過放大器250的放大，最終輸出給下一級電路模塊。每ー級電路模塊都這樣流水線工作的，采樣，粗量化，余量放大，輸出到下ー級電路模塊，最后一級電路模塊的輸出送到后級模數(shù)轉換模塊中300中，同時每ー級電路模塊的粗量化值D和后級模數(shù)轉換模塊的量化值Db還要輸出給延時及錯位相加模塊400。圖3是實現(xiàn)上述圖2功能的一種常見電路，實現(xiàn)采樣輸入信號，粗量化和余量放大的功能。該電路在兩相時鐘控制下工作，在相位I內(nèi)，所有開關S1導通，所有開關S2關閉，輸入信號被米樣在C1-C16這16個電容上，同時比較器陣列221對輸入信號進行量化，比較器陣列221中有14個比較器，因此輸出14位數(shù)字溫度碼Db，該溫度碼Db經(jīng)過編碼器222的編碼之后變?yōu)楗诉M制碼D輸出；在相位2內(nèi)，所有開關S1關閉，所有開關S2導通，14個的電容陣列分別根據(jù)比較器陣輸出Dt的各位決定是連到-Vref還是+VMf，剩下的兩個電容接固定共模電平，而電容C17作為反饋電容連接到放大器的輸出端。這樣經(jīng)過兩個相位之后，該電路就實現(xiàn)了級電路模塊200的功能。假設(「(16這16個電容完全匹配，即C1=C2=-C16=C, C17為兩倍單元電容，即C17=2C，開關是理想的，并且運算放大器251是理想的(無限大的開環(huán)增益和零輸入失調(diào))，那么根據(jù)電荷守恒定律，可以得到輸出電壓為Vtj=SVi-DVref，，其中D為-7到+7，而Vref通過差分信號實現(xiàn)VMf=VMft_VMfb，理想的余量傳輸曲線如圖4中虛線所示。Db為該級輸出信號V。經(jīng)過之后的所有級電路模塊200和后級模數(shù)轉換模塊300得到的量化結果，該結果和本級粗量化值D加權相加后得到級電路模塊200的完整傳輸曲線，假設每ー個級電路模塊200和后級模數(shù)轉換模塊300都是理想的，那么該完整傳輸曲線(D+Db)應該是一條斜率固定的直線，如圖5虛線所示。但是在實際情況中，各個單元電容之間存在失配，該非理想因素會導致傳輸曲線的惡化，如圖4和圖5中的實線所示，該情形將使模數(shù)轉換器性能變差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供了一種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器，通過使用偽隨機數(shù)來隨機控制子級數(shù)模轉換器中電容陣列的順序，將電容失配導致的誤差隨機化，從而減小對ADC動態(tài)性能的影響。本發(fā)明采用的技術方案是一種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器，包括流水線式ADC級電路模塊，該流水線式ADC級電路模塊包括采樣保持電路、子模數(shù)轉換器、子數(shù)模轉換器、減法器、余量放大器、桶形移位器、譯碼器、和偽隨機數(shù)發(fā)生器；所述偽隨機數(shù)發(fā)生器，用來產(chǎn)生偽隨機數(shù)；所述譯碼器，用來將輸入的二進制格式偽隨機數(shù)譯成相應的信號；所述桶形移位器，用來將子級數(shù)模轉換器的控制信號根據(jù)偽隨機數(shù)進行隨機的輪轉。 工作流程如下輸入信號同時進入采樣保持電路和子模數(shù)轉換模塊，子模數(shù)轉換模塊對輸入信號進行一定精度的量化，量化的二進制碼直接輸出，而量化得到的溫度碼經(jīng)過桶形移位器移位后進入子數(shù)模轉換模塊從而控制其輸出電壓，采樣保持電路和子數(shù)模轉換模塊的輸出經(jīng)過減法器和余量放大器之后輸出給下一級。其中桶形移位器對溫度碼的移位位數(shù)由偽隨機數(shù)控制，也就是每一次移位的位數(shù)是隨機的，偽隨機數(shù)由偽隨機數(shù)發(fā)生器和譯碼器兩者產(chǎn)生。有益效果本發(fā)明模擬電路簡單，僅僅在傳統(tǒng)結構上多了偽隨機數(shù)發(fā)生器、譯碼器和桶形移位器，并且對傳統(tǒng)結構的工作影響較小，只是增加了一個桶形移位器的延時，該技術能夠明顯提高ADC線性度，改善其動態(tài)性能。


圖I :傳統(tǒng)流水線ADC結構框圖；圖2 :傳統(tǒng)流水線ADC中級電路模塊結構框圖；圖3 :傳統(tǒng)流水線ADC中級電路模塊電路圖；圖4 :傳統(tǒng)流水線ADC中級電路模塊余量傳輸曲線；圖5 :傳統(tǒng)流水線ADC中級電路模塊完整傳輸曲線；圖6 :本發(fā)明流水線ADC中級電路模塊結構框圖；圖7 :本發(fā)明流水線ADC中級電路模塊電路圖；圖8 :本發(fā)明流水線ADC中電容平均技術示意圖。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步說明如圖6所示，本發(fā)明流水線ADC級電路模塊200，在原來采樣保持電路210、子模數(shù)轉換器220、子數(shù)模轉換器230、減法器240和余量放大器250的基礎上增加了桶形移位器260、譯碼器270和偽隨機數(shù)發(fā)生器280。該結構在兩相非交疊時鐘的控制下工作，在相位I內(nèi)，采樣保持電路210對輸入模擬信號Vi進行采樣，子模數(shù)轉換器220對輸入模擬信號進行量化，分別得到二進制輸出D和相應的溫度碼輸出Dt，偽隨機數(shù)發(fā)生器280產(chǎn)生偽隨機數(shù)PN,偽隨機數(shù)PN經(jīng)過譯碼器270翻譯后得到R，子模數(shù)轉換器220的溫度碼輸出Dt經(jīng)過桶形移位器260移位R位后變?yōu)镈t,，進入子數(shù)模轉換器230 ;在相位2內(nèi)，子數(shù)模轉換器230根據(jù)桶形移位器260的輸出Dta輸出模擬電壓，然后減法器240將輸入模擬信號Vi減去該模擬電壓得到粗量化的余量，余量放大器250將該余量放大一定倍數(shù)并輸出為V。。如圖7所示，是實現(xiàn)3. 5位級電路模塊的差分電路示意圖，由比較器陣列221、編碼器222、桶形移位器260、偽隨機數(shù)發(fā)生器270、譯碼器280、兩組C廣C17電容、放大器551以及開關S1與S2組成。比較器陣列221由14個比較器組成，14個比較器的轉折電平分別為-13/16V&、-ll/16Vref- 13/16VMf，一個模擬信號進入比較器陣列221，比較器陣列中的各個比較器將根據(jù)該信號的大小得出比較結果，如果輸入信號大于比較器轉折電平則輸出 1，反之輸出0，于是比較器陣列221將直接輸出溫度碼Dt，該溫度碼Dt經(jīng)過編碼器222翻譯成二進制碼D輸出給延時和錯位相加模塊400。同樣的，該電路也工作在兩相非交疊時鐘下，在相位I內(nèi)，所有開關S1導通，所有開關S2關斷，輸入模擬信號被米樣在16個電容C11^C16上，同時輸入模擬信號進入比較器陣列221，各個比較器的比較結果通過編碼器222得到本級的粗量化值D，同時也得到溫度碼Dt,偽隨機數(shù)發(fā)生器280產(chǎn)生偽隨機數(shù)PN，偽隨機數(shù)PN經(jīng)過譯碼器270翻譯后得到R，子模數(shù)轉換器220的溫度碼輸出Dt經(jīng)過桶形移位器260移位R位后變?yōu)镈fe ;在相位2內(nèi)，所有開關S1關斷，所有開關S2導通，電容C17下底板被連到放大器251的輸出端作為反饋電容，電容C廣C14的下底板根據(jù)Dta分別連接到參考電平上，當Dfe的第i位為1，即Dtai=I時，P端的單元電容Ci連接到高的參考電平VMft上當，Dfe的第i位為0，即Dm=O時，P端的單元電容Ci連接到高的參考電平VMfb上，N端單元電容和P端連接關系相反，剩下的兩個電容接固定共模電平，這樣C廣C16、C17和放大器251組成了一個負反饋的閉合回路，將余量放大相應的倍數(shù)輸出。假設C廣C16這16個電容完全匹配，即C1 = C2=-C16=C, C17為兩倍單元電容，SPC17=2C,開關是理想的，并且運算放大器251是理想的(無限大的開環(huán)增益和零輸入失調(diào))，那么根據(jù)電荷守恒定律，可以得到輸出電壓為Vtj=SViDVd,，其中D為-7到+7，而VMf通過差分信號實現(xiàn)VMf=VMft_VMfb，理想的余量傳輸曲線如圖4中虛線所示。Db為該級輸出信號V0經(jīng)過之后的所有級電路模塊200和后級模數(shù)轉換模塊300得到的量化結果，該結果和本級粗量化值D加權相加后得到級電路模塊200的完整傳輸曲線，假設每一個級電路模塊200和后級模數(shù)轉換模塊300都是理想的，那么該完整傳輸曲線(D+Db)應該是一條斜率固定的直線，如圖5虛線所示。在使用電容平均技術前，考慮到Cl C14電容陣列的失配，級電路模塊200的輸入輸出函數(shù)會偏離Vtj=SVi-DVd,電容失配將會導致實際的傳輸曲線出現(xiàn)誤差，如圖4中的實線所示，整個ADC的傳輸曲線(D+Db)如圖5中的實線所示，在各個比較器的閾值電平處出現(xiàn)跳變點，不再連續(xù)，這些固定的誤差將會導致ADC的性能變差。使用電容平均技術后，子模數(shù)轉換器220的溫度碼輸出Dt經(jīng)過桶形移位器260移位R位后變?yōu)镈y具體移位方式如圖8所示。其中R為一個隨機數(shù)，可以由偽隨機數(shù)發(fā)生器270產(chǎn)生并且經(jīng)過譯碼器280翻譯得到。假設子模數(shù)轉換器220的溫度碼輸出Dt的前n位為1，即fn位為1，其余位為0，經(jīng)過桶形移位器260移位R位后變成是(1+Rr(n+R)位為I，其余位為0，圖8中為R=4和n=5的情況。CrC14單元電容陣列的連接狀態(tài)由Dt,確定，當Dta的第i位為1，即Dm=I時，P端的單元電容Ci連接到高的參考電平VMft上當，Dfe的第i位為0，即Dm=O時，P端的單元電容Ci連接到高的參考電平Vrefb上，N端單元電容連接狀態(tài)和P端相反。若是圖7中的情況，P端Cfc9連接到vMft，crc4和CltTC14連接到VMfb，N端電容連接狀態(tài)和P端相反。這樣原本電容失配導致的固定誤差在溫度碼Dt輪轉變?yōu)镈ta后被隨機化，從而等效的提升了 ADC的動態(tài)性能。 應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍。本實施例中未明確的各組成部分均可用現(xiàn)有技術加以實現(xiàn)。
權利要求
1.一種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器，包括流水線式ADC級電路模塊，該流水線式ADC級電路模塊包括采樣保持電路、子模數(shù)轉換器、子數(shù)模轉換器、減法器、余量放大器，其特征在于還包括有桶形移位器、譯碼器、和偽隨機數(shù)發(fā)生器； 所述偽隨機數(shù)發(fā)生器，用來產(chǎn)生偽隨機數(shù)； 所述譯碼器，用來將輸入的二進制格式偽隨機數(shù)譯成相應的信號； 所述桶形移位器，用來將子級數(shù)模轉換器的控制信號根據(jù)偽隨機數(shù)進行隨機的輪轉。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種可提高動態(tài)性能的流水線式模數(shù)轉換器，包括流水線式ADC級電路模塊，該流水線式ADC級電路模塊包括采樣保持電路、子模數(shù)轉換器、子數(shù)模轉換器、減法器、余量放大器、桶形移位器、譯碼器、和偽隨機數(shù)發(fā)生器；所述偽隨機數(shù)發(fā)生器，用來產(chǎn)生偽隨機數(shù)；所述譯碼器，用來將輸入的二進制格式偽隨機數(shù)譯成相應的信號；所述桶形移位器，用來將子級數(shù)模轉換器的控制信號根據(jù)偽隨機數(shù)進行隨機的輪轉。本發(fā)明基于偽隨機數(shù)控制子級數(shù)模轉換器的控制信號順序，從而將原本相對固定的電容失配誤差隨機化，提高了流水線模數(shù)轉換器的動態(tài)性能。本發(fā)明電路結構簡單，對流水線模數(shù)轉換器的正常工作影響較小，且對動態(tài)性能的提升效果較為明顯。
文檔編號H03M1/12GK102751990SQ201210202359
公開日2012年10月24日 申請日期2012年6月18日 優(yōu)先權日2012年6月18日
發(fā)明者吳建輝, 張理振, 張萌, 時宵, 李紅, 溫俊峰, 趙煒 申請人:東南大學