專利名稱：電子電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及適于對(duì)高頻信號(hào)實(shí)施檢波或整流的電子電路。
背景技術(shù)：
用于對(duì)高頻信號(hào)實(shí)施檢波或整流的檢波/整流電路通常包括檢波/整流用二極 管；設(shè)置在該二極管的前級(jí)以使檢波/整流電路的輸入阻抗與高頻信號(hào)的傳輸路徑的輸出阻抗匹配的匹配電路(例如，參考專利文獻(xiàn)1-3等)。現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)I :日本國(guó)專利申請(qǐng)公開公報(bào)“特開2009-94739號(hào)”專利文獻(xiàn)2 :日本國(guó)專利申請(qǐng)公開公報(bào)“特開2007-300262號(hào)”專利文獻(xiàn)3 日本國(guó)專利申請(qǐng)公開公報(bào)“特開平11-122042號(hào)”

發(fā)明內(nèi)容
摶術(shù)問是頁(yè)然而，匹配電路通常由短截線(stub)或微帶線路等構(gòu)成，其特性(線路的長(zhǎng)度等)與成為檢波或整流對(duì)象的高頻信號(hào)的中心頻率相應(yīng)地進(jìn)行設(shè)定。因此，現(xiàn)有的檢波/整流電路的缺陷在于，若成為檢波或整流對(duì)象的高頻信號(hào)的頻率范圍變寬，則存在無法在高頻信號(hào)的全頻率范圍中匹配輸入阻抗而使高頻信號(hào)在傳輸路徑上反射的問題。此外，檢波/整流用的二極管的缺陷還在于，由于輸入阻抗根據(jù)高頻信號(hào)的信號(hào)電平發(fā)生變化，因此，這種輸入阻抗的變化也會(huì)導(dǎo)致無法使匹配電路的輸入阻抗匹配，從而使高頻信號(hào)在傳輸路徑上反射。尤其在如毫米波段等高頻中，測(cè)定二極管的阻抗本就需要昂貴且精密的測(cè)定環(huán)境，以現(xiàn)有的電路形式難以與具有精度不高的阻抗的二極管之間進(jìn)行匹配。此外，即使是相同的二極管，當(dāng)周圍溫度發(fā)生變化或者隨著時(shí)間的流逝而發(fā)生變化時(shí)，二極管的阻抗會(huì)發(fā)生輕微的變動(dòng)，匹配條件在這種情況下也發(fā)生變化，從而產(chǎn)生由反射引起的損失增多的問題。另外，當(dāng)高頻信號(hào)從二極管向傳輸線路發(fā)生反射時(shí)，則不僅降低功率效率，而且高頻信號(hào)的頻率特性還會(huì)產(chǎn)生波紋(ripple)的問題。本發(fā)明是鑒于這種問題而提出的，其目的在于提供能夠高效地對(duì)高頻信號(hào)進(jìn)行檢波或整流而不使高頻信號(hào)在其傳輸路徑上發(fā)生反射的電子電路。
技術(shù)手段用于實(shí)現(xiàn)所述目的的本發(fā)明的第一方面為一種電子電路，其特征在于，包括第一混合(hybrid)電路；以及第二混合電路，所述第一混合電路和所述第二混合電路各自包括四個(gè)端子，由輸入端子、第一分配端子、第二分配端子以及通過端子構(gòu)成；以及四個(gè)傳輸線路，每個(gè)線路的長(zhǎng)度為成為進(jìn)行檢波或整流的對(duì)象的高頻信號(hào)的基準(zhǔn)頻率所對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)的約1/4 ;所述四個(gè)傳輸線路之中，傳輸阻抗設(shè)定為基準(zhǔn)值的一對(duì)第一傳輸線路分別連接在所述輸入端子與所述通過端子之
間、以及所述第一分配端子與所述第二分配端子之間，傳輸阻抗設(shè)定為所述基準(zhǔn)值的丨/2
的一對(duì)第二傳輸線路分別連接在所述輸入端子與所述第一分配端子之間、以及所述通過端子與所述第二分配端子之間，由此形成為環(huán)狀，所述第一混合電路的輸入端子與所述高頻信號(hào)的輸入路徑連接，所述第二混合電路的輸入端子與所述第一混合電路的通過端子連接，所述第二混合電路的通過端子以終端電路終止，所述終端電路的傳輸阻抗為所述
基準(zhǔn)值，在所述第一混合電路的第一分配端子與第二分配端子上分別連接第一二極管與
第二二極管，第三二極管和第四二極管分別以與所述第一二極管和所述第二二極管不同的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，該電子電路構(gòu)成為，對(duì)來自所述第一二極管和所述第二二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出以及來自所述第三二極管和所述第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出進(jìn)行反相功率合成，并予以輸出。此外，本發(fā)明的第二方面的特征在于，在第一方面的電子電路中，所述第一二極管和所述第二二極管以相同的極性連接在所述第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，所述第三二極管和所述第四二極管以不同于所述第一二極管和所述第二二極管的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，所述電子電路包括差動(dòng)放大電路，所述第一二極管和所述第二二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第一輸入端子上，所述第三二極管和所述第四二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第二輸入端子上，所述差動(dòng)放大電路放大各輸入端子之間的電位差。此外，本發(fā)明的第三方面的特征在于，在第一方面的電子電路中，所述第一二極管和所述第二二極管以相反極性連接在所述第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，所述第三二極管和所述第四二極管以不同于所述第一二極管和第二二極管的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，所述電子電路包括差動(dòng)放大電路，所述第一二極管和所述第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第一輸入端子上，所述第二二極管和所述第三二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第二輸入端子上，所述差動(dòng)放大電路放大各輸入端子之間的電位差。此外 ，本發(fā)明的第四方面的特征在于，在第二方面或第三方面的電子電路中，所述差動(dòng)放大電路包括運(yùn)算放大器，其構(gòu)成為，通過與所述非反轉(zhuǎn)輸入端子連接的用于設(shè)定放大率的電阻，向連接在該運(yùn)算放大器的非反轉(zhuǎn)輸入端子的二極管施加偏置電壓。此外，本發(fā)明的第五方面的特征在于，在第一方面至第四方面的任意一個(gè)電子電路中，第一至第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子上設(shè)置有用于去除通過各個(gè)二極管的高頻信號(hào)分量的半圓狀或者扇形的徑向短截線(radial stub)。另一方面，本發(fā)明的第六方面的電子電路的特征在于，包括去除所述終端電路后串聯(lián)的多級(jí)第一方面的電子電路，構(gòu)成所述多級(jí)電子電路之中最末級(jí)的電子電路的第二混合電路的通過端子以終端電路終止，所述終端電路的傳輸阻抗為所述基準(zhǔn)值。發(fā)明效果在第一方面的電子電路中，使用了由第一混合電路與第二混合電路構(gòu)成的一對(duì)混合電路，以替代現(xiàn)有的匹配電路。由于各個(gè)混合電路按照如上所述的方式構(gòu)成，因此起到將輸入至輸入端子的高頻信號(hào)分為兩個(gè)部分并從第一分配端子與第二分配端子輸出的分配電路(所謂的混合環(huán))的功能。此外，在各個(gè)混合電路的第一、第二分配端子上，就每個(gè)混合電路而言，都連接有第一、第二二極管或者第三、第四二極管。按照如上所述的方式構(gòu)成的混合電路(混合環(huán))中，分配端子的輸出阻抗與連接在分配端子的二極管的輸入阻抗不同，從而即使輸出信號(hào)的一部分在分配端子發(fā)生反射，該反射信號(hào)也會(huì)向通過端子側(cè)輸出，而不會(huì)返回至輸入端子側(cè)。由此，根據(jù)第一方面的電子電路，不使用匹配電路，能夠防止高頻信號(hào)在其輸入路徑上發(fā)生反射。此外，若高頻信號(hào)在輸入路徑上反射，則不僅功率效率降低，而且高頻信號(hào)的頻率特性發(fā)生波紋，然而通過本發(fā)明就能夠防止這種問題。此外，根據(jù)第一方面的電子電路，由于不需要使用匹配電路，因此能夠防止可進(jìn)行檢波/整流的高頻信號(hào)的頻率范圍受到匹配電路的頻率特性的限制，能夠擴(kuò)大可進(jìn)行檢波/整流的高頻信號(hào)的頻率范圍。另一方面，第一、第二二極管以及第三、第四二極管分別連接在第一混合電路以及第二混合電路的兩個(gè)分配端子上，其中，第一、第二二極管以及第三、第四二極管以各混合電路間極性不同的方式連接于分配端子上，而且來自第一、第二二極管的輸出以及來自第三、第四二極管的輸出將被進(jìn)行反相功率合成，因此，通過與第一混合電路連接的第一、第二二極管以及與第二混合電路連接的第三、第四二極管，對(duì)從第一混合電路的輸入端子輸入的高頻信號(hào)進(jìn)行全波整流。因此，根據(jù)第一方面的電子電路，則能夠通過上述反相功率合成(換言之，全波整流)減小高頻信號(hào)在各個(gè)二極管的連接點(diǎn)(即，各個(gè)混合電路的第一、第二分配端子)發(fā)生反射所導(dǎo)致的輸出降低，能夠防止電子電路的功率效率降低。此外，能夠?qū)⑸鲜龅拿總€(gè)混合電路作為排線圖案而形成在基板上，能夠?qū)⑸鲜龅拿總€(gè)二極管安裝在電路基板上，而且用于反相功率合成等的電路也可以由形成在基板的排線圖案與安裝在基板的安裝部件構(gòu)成。由此，第一方面的電子電路可通過在雙面基板的單面形成預(yù)定的排線圖案并安裝電子部件而形成。另外，若以上述方式形成電子電路，則不需要在基板形成貫通孔，因此能夠縮小電路圖案，而且通過將雙面基板的背面設(shè)為全接地” W卜'' )，能夠得到穩(wěn)定的特性。其中，作為通過對(duì)來自第一、第二二極管的輸出與來自第三、第四二極管的輸出進(jìn)行反相功率合成來對(duì)從第一混合電路的輸入端子輸入的高頻信號(hào)實(shí)施全波整流的電路，可以米用差動(dòng)放大電路。 具體而言，第一二極管和第二二極管以相同極性連接于第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，第三二極管和第四二極管以與第一二極管和第二二極管不同且彼此互相相同的極性連接于第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上時(shí)，若如第二方面的電子電路，差動(dòng)放大電路的一個(gè)輸入端子(第一輸入端子)上連接第一二極管和第二二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子，差動(dòng)放大電路的另一個(gè)輸入端子(第二輸入端子)上連接第三二極管和第四二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子，則能夠?qū)牡谝换旌想娐返妮斎攵俗虞斎氲母哳l信號(hào)進(jìn)行全波整流。此外，第一二極管和第二二極管以相反極性連接在第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，第三二極管和第四二極管以與第一二極管和第二二極管不同且彼此互相相反極性連接在第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上時(shí)，如第三方面的電子電路，差動(dòng)放大電路的一個(gè)輸入端子(第一輸入端子)上連接第一二極管和第四二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子，差動(dòng)放大電路的另一個(gè)輸入端子(第二輸入端子)上連接第二二極管和第三二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子，則能夠?qū)牡谝换旌想娐返妮斎攵俗虞斎氲母哳l信號(hào)進(jìn)行全波整流。此外，如上所述，在電子電路中設(shè)置有差動(dòng)放大電路的情況下，由于差動(dòng)放大電路的第一、第二輸入端子上通常會(huì)設(shè)置輸入電阻，因此，可利用所述輸入電阻的電阻值改變從各個(gè)二極管向各個(gè)輸入端子輸入的高頻信號(hào)的輸入特性。因此，根據(jù)第二方面或者第三方面的電子電路，即使各個(gè)二極管或混合電路的特性存在偏差，通過調(diào)整與差動(dòng)放大電路的各個(gè)輸入端子連接的輸入電阻的電阻值來縮小各個(gè)二極管或混合電路的特性的偏差，也能夠改善輸出特性。接著，第四方面的電子電路中，差動(dòng)放大電路包括運(yùn)算放大器，通過與非反轉(zhuǎn)輸入端子連接的放大率設(shè)定用的電阻，向與該運(yùn)算放大器的非反轉(zhuǎn)輸入端子連接的二極管施加偏置電壓。因此，根據(jù)第四方面的電子電路，電流流過的路徑為從與運(yùn)算放大器的非反轉(zhuǎn)輸入端子連接的二極管開始，經(jīng)過各個(gè)混合電路以及另一個(gè)的二極管后流向運(yùn)算放大器的反轉(zhuǎn)輸入端子。從而通過在第一至第四二極管中的每一個(gè)二極管中都流過偏置電流，提高所述各個(gè)二極管的靈敏度(進(jìn)而提高檢波/整流效率)。此外，在第五方面的電子電路中，第一至第四二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子上設(shè)置有用于去除通過各個(gè)二極管的高頻信號(hào)分量的半圓狀或者扇形徑向短截線。因此，根據(jù)第五方面的電子電路，即使高頻信號(hào)分量從各個(gè)混合的分配端子通過第一至第四二極管而漏出，也能夠通過徑向短截線去除該高頻信號(hào)分量，能夠防止高頻信號(hào)分量重疊在通過對(duì)來自各個(gè)二極管的輸出進(jìn)行反相功率合成所獲得的檢波/整流信號(hào)上。再者，第六方面的電子電路通過下述方式構(gòu)成除去終端電路后串聯(lián)連接多級(jí)第一方面的電子電路，將構(gòu)成最末級(jí)電子電路的第二混合電路的通過端子以終端電路終止。即，在第六方面的電子電路中，通過級(jí)聯(lián)連接多級(jí)第一方面的電子電路，將前級(jí)電子電路中第二混合電路的通過端子中生成的反射信號(hào)分量輸入到下一級(jí)電子電路中，并對(duì)所述反射信號(hào)分量再次進(jìn)行檢波/整流，從而抑制在與最末級(jí)的電子電路連接的終端電路中消耗的反射信號(hào)的消耗功率(換言之功率損失)。因此，根據(jù)第六方面的電子電路，雖然需要多級(jí)第一方面的電子電路，但是，能夠與其連接級(jí)數(shù)相應(yīng)地提高高頻信號(hào)的檢波/整流效率，從而能夠?qū)崿F(xiàn)功率效率佳的電子電路。


圖I是表示第一實(shí)施方式的檢波/整流電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖2是表示將第一實(shí)施方式的檢波/整流電路各部的特性分析的結(jié)果的說明示意圖。圖3是表示第二實(shí)施方式的檢波/整流電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖4是表示第三實(shí)施方式的檢波/整流電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖5是表不第一實(shí)施方式的變形例的電路圖。圖6是表示將檢波/整流電路用作功率轉(zhuǎn)換器的變形例的說明示意圖。附圖標(biāo)記說明10 :第一混合電路； 20 :第二混合電路；Ti :輸入端子；To :通過端子；Tl:第一分配端子； T2:第二分配端子；LI :第一傳輸線路； L2 :第二傳輸線路；D1-D4: 二極管；R0:終端電阻；RS0-RS4 :徑向短截線；Cl、C2 :耦合電容器；30 :差動(dòng)放大電路； 40 :拋物面天線；50 :一次輻射器；OPl :運(yùn)算放大器；R1-R4、R6、R8 :電阻；Lin :輸入路徑；Tco:同軸輸入端子；Ca、Cb :蓄電用電容器。
具體實(shí)施例方式下面參照附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行說明。[第一實(shí)施方式]如圖I所示，本實(shí)施方式的檢波/整流電路中設(shè)置有兩個(gè)混合電路，即第一混合電路10與第二混合電路20，其中，成為檢波或整流對(duì)象的高頻信號(hào)通過耦合電容器Cl輸入到第一混合電路10中，通過第一混合電路10的高頻信號(hào)輸入到第二混合電路20中。所述各個(gè)混合電路10、20包括由輸入端子Ti、第一分配端子Tl、第二分配端子T2以及通過端子To構(gòu)成的四個(gè)端子部；以及在成為檢波或整流對(duì)象的高頻信號(hào)的基準(zhǔn)頻率中具有約為1/4波長(zhǎng)的長(zhǎng)度的四個(gè)傳輸線路。另外，輸入端子Ti與通過端子To之間以及第一分配端子Tl與第二分配端子Τ2之間分別通過傳輸阻抗被設(shè)定為與高頻信號(hào)的輸入路徑相同的基準(zhǔn)值(本實(shí)施方式中為50 Ω )的ー對(duì)第一傳輸線路LI連接，輸入端子Ti與第一分配端子Tl之間以及通過端子To
與第二分配端子Τ2之間分別通過傳輸阻抗被設(shè)定為基準(zhǔn)值的約I λ2 (在本實(shí)施方式中
為35 Ω )的ー對(duì)第二傳輸線路L2連接。
S卩，在本實(shí)施方式中，各個(gè)混合電路10、20通過將一對(duì)第一傳輸線路LI和一對(duì)第ニ傳輸線路L2交替地連接而形成矩形的環(huán)狀。另外，由于第一傳輸線路LI的傳輸阻抗與
第二傳輸線路L2的傳輸阻抗被設(shè)定為I : Ι/萬，因此各個(gè)混合電路10、20起到將向輸入端
子Ti輸入的高頻信號(hào)分為兩個(gè)部分并從第一分配端子Tl和第二分配端子T2輸出的分配電路(所謂的混合環(huán))的功能。此外，第二混合電路20的輸入端子Ti與第一混合電路10的通過端子To連接，第ニ混合電路20的通過端子To通過具有傳輸阻抗的基準(zhǔn)值(在本實(shí)施方式中為50 Ω )的終端電阻R0，與用于去除高頻信號(hào)的徑向短截線RSO連接。另ー方面，第一混合電路10的第一分配端子Tl與第二分配端子T2上分別連接用于檢波/整流的ニ極管D1、D2的陽(yáng)極，所述各個(gè)ニ極管D1、D2的陰極上連接用于去除高頻信號(hào)的徑向短截線RSI、RS2。此外，第二混合電路20的第一分配端子Tl與第二分配端子T2上分別連接用于檢波/整流的ニ極管D3、D4的陰極，所述各個(gè)ニ極管D3、D4的陽(yáng)極上連接用于去除高頻信號(hào)的徑向短截線RS3、RS4。另外，高頻信號(hào)的輸入路徑、第一混合電路10、第二混合電路20以及徑向短截線RS0-RS4由形成在雙面基板中的單面的導(dǎo)電體圖案構(gòu)成，各個(gè)混合電路10、20形成為如下在從高頻信號(hào)的輸入路徑筆直延伸的延長(zhǎng)線上依次配置各個(gè)混合電路10、20的ー個(gè)第一傳輸線路LI，從所述第一傳輸線路LI的兩端，夾持延長(zhǎng)線并且在不同的方向上延伸設(shè)置ー對(duì)第二傳輸線路L2，所述延伸設(shè)置的第二傳輸線路L2的端部之間通過另ー個(gè)第一傳輸線路LI連接。接著，陽(yáng)極與第一混合電路10的各分配端子T1、T2連接的ニ極管D1、D2的陰極分別通過電阻R1、R2連接于運(yùn)算放大器OPl的反轉(zhuǎn)輸入端子(_)，陰極與第二混合電路20的各個(gè)分配端子Tl、T2連接的ニ極管D3、D4的陽(yáng)極分別通過電阻R3、R4連接于運(yùn)算放大器OPl的非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)。運(yùn)算放大器OPl為構(gòu)成差動(dòng)放大電路30的部件，反轉(zhuǎn)輸入端子(_)與輸出端子通過電阻R6連接，通過電阻R8向非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)施加預(yù)定的偏置電壓。這樣構(gòu)成的本實(shí)施方式的檢波/整流電路中，混合電路10、20的分配端子Tl、T2分別與ニ極管D1-D4連接，因此在各混合電路10、20中被分為兩個(gè)部分的高頻信號(hào)通過ニ極管Dl、D2或者D3、D4分別得到檢波/整流。另外在混合電路10、20中，各個(gè)分配端子T1、T2的輸出阻抗與ニ極管Dl、D2或者D3、D4的輸入阻抗不相同，從而即使高頻信號(hào)的一部分在各個(gè)分配端子T1、T2發(fā)生反射，所述反射信號(hào)也會(huì)向通過端子To側(cè)輸出，而不會(huì)返回至輸入端子Ti偵U。由此，根據(jù)本實(shí)施方式的檢波/整流電路，不需要如現(xiàn)有技術(shù)那樣使用匹配電路，能防止高頻信號(hào)在其輸入路徑發(fā)生反射。此外，若高頻信號(hào)在輸入路徑發(fā)生反射，則不僅是功率效率降低，而且高頻信號(hào)的頻率特性產(chǎn)生波紋，然而根據(jù)本實(shí)施方式，則還能防止這種問題。此外，根據(jù)本實(shí)施方式的檢波/整流電路，則不需要使用匹配電路，因此可防止可進(jìn)行檢波/整流的高頻信號(hào)的頻率范圍受到匹配電路的頻率特性的限制，能夠擴(kuò)大可進(jìn)行檢波/整流的高頻信號(hào)的頻率范圍。
此外，ニ極管Dl和D2以及ニ極管D3和D4以不同的極性連接在各個(gè)混合電路10、20的分配端子T1、T2上，來自ニ極管D1、D2的輸出和來自ニ極管D3、D4的輸出則分別輸入至構(gòu)成差動(dòng)放大電路30的運(yùn)算放大器OPl的反轉(zhuǎn)輸入端子和非反轉(zhuǎn)輸入端子中，并在差動(dòng)放大電路30中得以反相功率合成，從而，通過與各個(gè)混合電路10、20連接的ニ極管D1-D4，對(duì)輸入至第一混合電路10的輸入端子Ti的高頻信號(hào)進(jìn)行全波整流。因此，根據(jù)本實(shí)施方式的檢波/整流電路，能夠通過所述反相功率合成(換言之全波整流)來減少由高頻信號(hào)在各個(gè)混合電路10、20的第一分配端子Tl、第二分配端子T2與各ニ極管D1-D4之間的連接點(diǎn)發(fā)生反射所導(dǎo)致的輸出的降低，進(jìn)而能提高檢波/整流電路的功率效率。此外，如上所述，由于高頻信號(hào)的輸入路徑、第一混合電路10、第二混合電路20以及徑向短截線RS0-RS4由形成在雙面基板的單面的導(dǎo)電體圖案構(gòu)成，因此本實(shí)施方式的檢波/整流電路可通過將耦合電容器Cl、ニ極管D1-D4、電阻R0-R8、運(yùn)算放大器OPl等安裝在形成有所述導(dǎo)電體圖案的基板面來制造。另外，若按如上所述的方法制造，則不需要在基板形成貫通孔，因此可減小電路圖案，而且通過將雙面基板的背面形成為全接地，能夠得到穩(wěn)定的特性。此外，通過電阻R8向該運(yùn)算放大器OPl的非反轉(zhuǎn)輸入端子施加偏置電壓，如此，通過向ニ極管D3、D4和D1、D2正向施加該偏壓電壓，從而流過偏壓電流。因此，根據(jù)本實(shí)施方式能提高各個(gè)ニ極管D1-D4的靈敏度，進(jìn)而能提高通過檢波/整流電路實(shí)施的檢波/整流效率。此外，各個(gè)ニ極管D1-D4通過電阻(所謂的輸入電阻)R1-R4連接于構(gòu)成差動(dòng)放大電路30的運(yùn)算放大器OPl的各個(gè)輸入端子上，因此各個(gè)ニ極管D1-D4的特性存在偏差吋，通過分別調(diào)整該輸入電阻R1-R4的電阻值，能夠改善由各個(gè)ニ極管D1-D4的特性的偏差所引發(fā)的輸出特性的降低。再者，由于各個(gè)ニ極管D1-D4是有電容的，因此有時(shí)會(huì)從ニ極管D1-D4漏出高頻信號(hào)分量，然而在本實(shí)施方式中，由于在各個(gè)ニ極管D1-D4的輸出側(cè)設(shè)置了用于去除高頻信號(hào)的扇形的徑向短截線RS1-RS4，因此能夠防止高頻信號(hào)分量重疊在從ニ極管D1-D4向差動(dòng)放大電路30傳送的輸出信號(hào)上。另外，上述的ニ極管D1-D4之中，ニ極管Dl相當(dāng)于本發(fā)明的第一ニ極管，ニ極管D2相當(dāng)于本發(fā)明的第二ニ極管，ニ極管D3相當(dāng)于本發(fā)明的第三ニ極管，ニ極管D4相當(dāng)于本發(fā)明的第四ニ極管。(電路特性的分析)
根據(jù)本實(shí)施方式的檢波/整流電路，由于使用混合電路10、20以替代匹配電路，因此即使高頻信號(hào)的一部分在ニ極管D1-D4與各個(gè)混合電路10、20之間的連接點(diǎn)處發(fā)生反射，其反射信號(hào)也不會(huì)返回至輸入端子Ti側(cè)。為了確認(rèn)該效果，通過電磁場(chǎng)模擬來分析在本實(shí)施方式的檢波/整流電路各部分的高頻信號(hào)輸入端(圖2所示的Portl)的耦合量以及在高頻信號(hào)輸入端(圖2所示的Portl)的反射量。在所述分析中使用的電路圖案以及分析結(jié)果如圖2所示。S卩，在該模擬中，所使用的成為檢波或整流對(duì)象的高頻信號(hào)是中心頻率為76. 5GHz、帶寬為±9GHz的毫米波(即，67. 5GHz-85. 5GHz的毫米波)，從高頻信號(hào)的輸入端Portl到第一混合電路10的輸入路徑的長(zhǎng)度設(shè)為與該高頻信號(hào)的近似中心頻率對(duì)應(yīng)的基準(zhǔn)波長(zhǎng)Ag的約1/2 (約O. 84mm),將各個(gè)混合電路10、20的第一傳輸線路LI與第二傳輸線路L2的長(zhǎng)度設(shè)為約λ g/4 (大約為O. 42mm或者大約O. 40mm)，并且，在背面形成為全接地的雙面基板的正面形成有電路圖案。另外，在模擬中，將連接有各個(gè)ニ極管D1-D4的各個(gè)混合電路10、20的分配端子分別設(shè)為Port2-Port5，將連接有終端電阻RO的第二混合電路20的通過端子To設(shè)為Port6，以中心頻率76. 5GHz、最小頻率67. 5GHz、最大頻率85. 5GHz，分別評(píng)估所述各個(gè)Port2-Port6中來自Portl的耦合量與從Portl向輸入路徑反射的高頻信號(hào)的反射量。此外，該模擬是在下述的兩種條件下實(shí)施的與各個(gè)Portl_Port6連接的電子部件(高頻信號(hào)的輸入電路、ニ極管D1-D4、終端電阻RO等)的阻抗全部為基準(zhǔn)值(50Ω)；與Portl、Port6連接的電子部件(高頻信號(hào)的輸入電路、終端電阻RO)的阻抗為基準(zhǔn)值(50 Ω )，而與Port2-Port5連接的ニ極管D1-D4的阻抗為與基準(zhǔn)值相差較大的6 Ω。其結(jié)果，在任何條件下都能確認(rèn)到能夠充分減小在Portl的高頻信號(hào)的反射量。另ー方面，ニ極管D 1-D4的阻抗為偏離基準(zhǔn)值(50Ω)的6Ω的情況下，在Port2-Port5的反射增多，因此與ニ極管D1-D4的阻抗為基準(zhǔn)值(50 Ω )的情況相比，與 Portl相比，Port2、Port3的稱合量減小，Port4_Port6的稱合量增加。然而，在表示終端電阻RO消耗的功率的Porte的耦合量如下中心頻率(76. 5GHz)為 42%，最小頻率(67. 5GHz)為 38. 1%，最大頻率(85. 5GHz)為 37. 1%。由此可知，根據(jù)本實(shí)施方式的檢波/整流電路，能夠在寬頻范圍內(nèi)將功率效率保持為預(yù)定值(約60%)。[第二實(shí)施方式]接著，圖3表示適用本發(fā)明的第二實(shí)施方式的檢波/整流電路的結(jié)構(gòu)(差動(dòng)放大電路30除外)。本實(shí)施方式的檢波/整流電路構(gòu)成為下述通過耦合電容器C2將上述的第一實(shí)施方式中由第一、第二混合電路10、20、ニ極管D1-D4以及徑向短截線RS1-RS4構(gòu)成的檢波/整流電路的基本電路配置為前后兩級(jí)，通過終端電阻RO將構(gòu)成后級(jí)基本電路的第二混合電路20的通過端子To終止。此外，前后夾持耦合電容器C2配置的前級(jí)的基本電路和后級(jí)的基本電路中，ニ極管D1-D4的方向(極性)分別相反。在前、后級(jí)的基本電路中，用公共信號(hào)線連接分別連接在第二混合電路20的ニ極管D3、D4、D3、D4的輸出。在前級(jí)基本電路中，將連接在第一混合電路10的ニ極管D1、D2與構(gòu)成差動(dòng)放大電路30的運(yùn)算放大器OPl的反轉(zhuǎn)輸入端子(_)連接，在后級(jí)基本電路中，將連接在第一混合電路10的ニ極管Dl、D2與構(gòu)成差動(dòng)放大電路30的運(yùn)算放大器OPl的非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)連接。根據(jù)這樣構(gòu)成的本實(shí)施方式的檢波/整流電路，在前級(jí)基本電路中在第二混合電路20的通過端子To發(fā)生的反射信號(hào)分量輸入至后級(jí)的基本電路中，在后級(jí)的基本電路中再次被實(shí)施檢波/整流。結(jié)果，能夠抑制在連接于后級(jí)基本電路的終端電阻RO所消耗的反射信號(hào)的消耗功率(換言之功率損失)。由此，與第一實(shí)施方式的檢波/整流電路相比，雖然根據(jù)第二實(shí)施方式的檢波/整流電路增加了由第一、第二混合電路10、20與ニ極管D1-D4以及徑向短截線RS1-RS4構(gòu)成的基本電路的數(shù)量，然而以兩個(gè)基本電路對(duì)高頻信號(hào)進(jìn)行兩次檢波/整流，因此可以提高檢波/整流電路的功率效率。[第三實(shí)施方式]
接著，圖4表示適用本發(fā)明的第三實(shí)施方式的檢波/整流電路的結(jié)構(gòu)。本實(shí)施方式的檢波/整流電路基本上具有與圖I所示的第一實(shí)施方式的檢波/整流電路相同的結(jié)構(gòu)，與第一實(shí)施方式的不同點(diǎn)在于，將ニ極管D2和D4以與第一ニ極管Dl和D3相反極性連接在各個(gè)混合電路10、20上，將ニ極管D2的與分配端子T2相反側(cè)的端子(即，陽(yáng)極)通過電阻R4連接于運(yùn)算放大器OPl的非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)，將ニ極管D4的與分配端子T2相反側(cè)的端子(即，陰極)通過電阻R2連接于運(yùn)算放大器OPl的反轉(zhuǎn)輸入端子(_)。根據(jù)這樣構(gòu)成的本實(shí)施方式的檢波/整流電路，雖然第一混合電路10中二極管D1、D2的連接方向與第二混合電路20中二極管D3、D4的連接方向不同，但是，由于ニ極管D2的陽(yáng)極連接于運(yùn)算放大器OPl的非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)、ニ極管D4的陰極連接在運(yùn)算放大器OPl的反轉(zhuǎn)輸入端子(_)，因此，與上述實(shí)施方式同樣地，能夠通過ニ極管D1-D4與差動(dòng)放大電路30對(duì)輸入第一混合電路10的輸入端子Ti的高頻信號(hào)進(jìn)行全波整流，從而提高檢波/整流電路的功率效率。在第一混合電路10的ニ極管Dl、D2反射的高頻信號(hào)被輸入第二混合電路20，因此，從第二混合電路的分配端子T1、T2輸出的高頻信號(hào)的功率低于從第一混合電路10的分配端子Τ1、Τ2輸出的高頻信號(hào)的功率。因此，在第一實(shí)施方式中，向運(yùn)算放大器OPl的各個(gè)輸入端子(+，-)輸入的輸入功率可能失衡，從而還會(huì)引起整流效率的降低(進(jìn)而降低功率效率)。對(duì)此，在本實(shí)施方式中，來自第一混合電路10與第二混合電路20的第一分配端子Tl的輸出以及來自第一混合電路10與第二混合電路20的第二分配端子Τ2的輸出被輸入運(yùn)算放大器OPl的各個(gè)輸入端子(+，_)，由此，可望獲得這樣的效果，即向運(yùn)算放大器OPl的各個(gè)輸入端子(+，-)輸入的輸入功率保持平衡狀態(tài)，從而提高整流效率(進(jìn)而提高功率效率)。以上對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行了說明，但是本發(fā)明并不限于上述實(shí)施方式，在不脫離本發(fā)明的宗g的范圍內(nèi)能夠包括多種實(shí)施方式。例如，在上述各個(gè)實(shí)施方式中說明了這樣的結(jié)構(gòu)，S卩從高頻信號(hào)的輸入路徑筆直延伸的延長(zhǎng)線上依次配置各個(gè)混合電路10、20的ー個(gè)第一傳輸線路LI，從各個(gè)第一傳輸線路LI的兩端，對(duì)于各第一線路LI分別沿不同的方向延伸設(shè)置ー對(duì)第二傳輸線路L2，將所述ー對(duì)第二傳輸線路L2的端部之間用另ー個(gè)第一傳輸線路LI予以連接,從而將ー對(duì)混合電路10、20形成在基板上。然而，在這種混合電路(構(gòu)成分配電路的混合環(huán))中，通常在從高頻信號(hào)輸入路徑筆直延伸的延長(zhǎng)線上配置第二傳輸線路L2，并將其前端設(shè)為第一分配端子Tl。其原因如下如果按照上述方式對(duì)高頻信號(hào)的輸入路徑配置混合電路，則在混合電路的設(shè)計(jì)頻率中在分配端子Tl、T2的耦合量的相位差可以為近似設(shè)計(jì)值(90° )。因此，若與上述實(shí)施方式同樣地形成混合電路，則在混合電路的設(shè)計(jì)頻率中，在分配端子T1、T2的耦合量的相位差例如為80°，則會(huì)發(fā)生偏離設(shè)計(jì)值的問題。由于本實(shí)施方式的檢波/整流電路能擴(kuò)大可進(jìn)行檢波/整流的高頻信號(hào)的頻率范圍，因此，如上所述，即使在分配端子Tl、Τ2的耦合量的相位差有些偏離，也不會(huì)造成特別的影響。不過，考慮到這種偏離還可以將與第一混合電路10連接的高頻信號(hào)的輸入路徑形成為如圖5所示的形式。S卩，圖5所示的檢波/整流電路是如下所述的ー種電路，即，圖I所示的第一實(shí)施方式的檢波整流電路中，在第一混合電路10的輸入端子Ti上連接從第二傳輸線路筆直延伸的輸入路徑Lin，在該輸入路徑Lin的前端以正交的方式連接用于由外部輸入高頻信號(hào)的輸入路徑。另外在圖5中，輸入路徑Lin的長(zhǎng)度與第二傳輸線路L2大致相同(約為1/4波長(zhǎng))。另外，若這樣構(gòu)成向檢波/整流電路輸入高頻信號(hào)的輸入路徑，則在第一混合電路10中，在所述設(shè)計(jì)頻率條件下分配端子Tl、T2的耦合量的相位差可以為近似設(shè)計(jì)值(90。)。此外，在第二實(shí)施方式中，對(duì)將由第一、第二混合電路10、20和ニ極管D1-D4以及徑向短截線RS1-RS4構(gòu)成的基本電路配置為前后兩級(jí)的情況進(jìn)行了說明，也可以通過進(jìn)ー步增加該基本電路的數(shù)量，進(jìn)ー步提高檢波/整流電路的功率效率。另ー方面，在上述各個(gè)實(shí)施方式中，對(duì)如下所述的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了說明對(duì)由第一、第ニ混合電路10、20和ニ極管D1-D4以及徑向短截線RS1-RS4構(gòu)成的基本電路、或者、將該基本電路連接為前后兩級(jí)所得的多級(jí)電路設(shè)置差動(dòng)放大電路30，并在該差動(dòng)放大電路30中，對(duì)來自各個(gè)ニ極管D1-D4的輸出進(jìn)行反相功率合成。也可以如圖6所示設(shè)置ー對(duì)蓄電用電容器Ca、Cb以代替差動(dòng)放大電路30。S卩，還可以為下述結(jié)構(gòu)蓄電用電容器Ca、Cb的一端連接與雙面基板背面的全接地相同電位的地線，另一端連接各個(gè)ニ極管D1-D4的輸出，由此，對(duì)蓄電用電容器Ca、Cb充電，并將充電電壓+V、-V從蓄電用電容器Ca、Cb的另一端所連接的DC輸出端子輸出。在這種情況下，來自各個(gè)ニ極管D1-D4的輸出在蓄電用電容器Ca、Cb中得以反相功率合成，并且能夠以相反極性分別對(duì)各個(gè)蓄電用電容器Ca、Cb進(jìn)行充電。另外，這樣構(gòu)成檢波/整流電路時(shí)，例如，如圖6所示，若在向檢波/整流電路輸入高頻信號(hào)的輸入路徑上設(shè)置同軸輸入端子Tco，并在該同軸輸入端子Tco上通過同軸電纜Lco連接拋物面天線40的一次輻射器50，則能夠起到功率轉(zhuǎn)換器的功能，即，對(duì)拋物面天線40接收的高頻信號(hào)進(jìn)行整流并向蓄電用電容器Ca、Cb充電，并將所述充電電壓(功率)從DC輸出端子向外部負(fù)載輸出。進(jìn)而，能夠用于通過高頻信號(hào)的無線傳輸而進(jìn)行功率傳輸?shù)挠钪姘l(fā)電或非接觸供電。、
此外，圖6所示的檢波/整流電路構(gòu)成為在圖3所示的第二實(shí)施方式的檢波/整流電路中，設(shè)置一端與地線連接的ー對(duì)蓄電用電容器Ca、Cb以替代差動(dòng)放大電路30，連接在差動(dòng)放大電路30的反轉(zhuǎn)輸入端子(_)的ニ極管Dl、D2的輸出(陰極)連接在蓄電用電容器Ca的另一端上，與差動(dòng)放大電 路30的非反轉(zhuǎn)輸入端子(+)連接的ニ極管Dl、D2的輸出(陽(yáng)極)連接在蓄電用電容器Cb的另一端上。
權(quán)利要求
1.一種電子電路,包括 第一混合電路；以及 第二混合電路， 所述第一混合電路和所述第二混合電路各自包括四個(gè)端子，由輸入端子、第一分配端子、第二分配端子以及通過端子構(gòu)成；以及四個(gè)傳輸線路，每個(gè)線路的長(zhǎng)度為成為進(jìn)行檢波或整流的對(duì)象的高頻信號(hào)的基準(zhǔn)頻率所對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)的約1/4 ;所述四個(gè)傳輸線路之中，傳輸阻抗設(shè)定為基準(zhǔn)值的一對(duì)第一傳輸線路分別連接在所述輸入端子與所述通過端子之間、以及所述第一分配端子與所述第二分配端子之間，傳輸阻抗設(shè)定為所述基準(zhǔn)值的\l4i的一對(duì)第二傳輸線路分別連接在所述輸入端子與所述第一分配端子之間、以及所述通過端子與所述第二分配端子之間，由此形成為環(huán)狀， 所述第一混合電路的輸入端子與所述高頻信號(hào)的輸入路徑連接， 所述第二混合電路的輸入端子與所述第一混合電路的通過端子連接， 所述第二混合電路的通過端子以終端電路終止，所述終端電路的傳輸阻抗為所述基準(zhǔn)值， 在所述第一混合電路的第一分配端子與第二分配端子上分別連接第一二極管與第二二極管， 第三二極管和第四二極管分別以與所述第一二極管和所述第二二極管不同的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上， 該電子電路構(gòu)成為， 對(duì)來自所述第一二極管和所述第二二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出以及來自所述第三二極管和所述第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出進(jìn)行反相功率合成，并予以輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電子電路，其特征在于， 所述第一二極管和所述第二二極管以相同的極性連接在所述第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上， 所述第三二極管和所述第四二極管以不同于所述第一二極管和所述第二二極管的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上， 所述電子電路包括差動(dòng)放大電路，所述第一二極管和所述第二二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第一輸入端子上，所述第三二極管和所述第四二極管的與各個(gè)分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第二輸入端子上，所述差動(dòng)放大電路放大各輸入端子之間的電位差。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電子電路，其特征在于， 所述第一二極管和所述第二二極管以相反極性連接在所述第一混合電路的第一分配端子和第二分配端子上， 所述第三二極管和所述第四二極管以不同于所述第一二極管和第二二極管的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子和第二分配端子上，所述電子電路包括差動(dòng)放大電路，所述第一二極管和所述第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第一輸入端子上，所述第二二極管和所述第三二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子連接在所述差動(dòng)放大電路的第二輸入端子上，所述差動(dòng)放大電路放大各輸入端子之間的電位差。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的電子電路，其特征在于， 所述差動(dòng)放大電路包括運(yùn)算放大器，其構(gòu)成為，通過與所述非反轉(zhuǎn)輸入端子連接的用于設(shè)定放大率的電阻，向連接在該運(yùn)算放大器的非反轉(zhuǎn)輸入端子的二極管施加偏置電壓。
5.根據(jù)權(quán)利要求I至4中任意一項(xiàng)所述的電子電路，其特征在于， 所述第一至第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子上設(shè)置有用于去除通過各個(gè)二極管的高頻信號(hào)分量的半圓狀或者扇形的徑向短截線。
6.—種電子電路,包括 去除所述終端電路后串聯(lián)的多級(jí)權(quán)利要求I所述的電子電路， 構(gòu)成所述多級(jí)電子電路之中最末級(jí)的電子電路的第二混合電路的通過端子以終端電路終止，所述終端電路的傳輸阻抗為所述基準(zhǔn)值。
全文摘要
電子電路包括第一混合電路(10)；以及第二混合電路(20)。所述第一混合電路的第一分配端子(T1)和第二分配端子(T2)上分別連接第一二極管(D1)和第二二極管(D2)，第三二極管(D3)和第四二極管(D4)分別以不同于所述第一二極管和第二二極管的極性連接在所述第二混合電路的第一分配端子(T1)和第二分配端子(T2)上。電子電路構(gòu)成為，對(duì)來自所述第一二極管和第二二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出以及來自所述第三二極管和第四二極管的與各分配端子相反側(cè)的端子的輸出進(jìn)行反相功率合成，并予以輸出(30)。
文檔編號(hào)H01P1/185GK102668371SQ20108005244
公開日2012年9月12日 申請(qǐng)日期2010年11月19日 優(yōu)先權(quán)日2009年11月19日
發(fā)明者大平孝, 山田康太 申請(qǐng)人:國(guó)立大學(xué)法人豐橋技術(shù)科學(xué)大學(xué), 馬斯普羅電工株式會(huì)社