專利名稱：高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及諸如微波爐之類的使用磁控管(magnetron)的高頻電介質(zhì)加熱的功 率控制，具體地，涉及不受磁控管特性變化或特性類型、或磁控管的陽極溫度等差異影響的 高頻電介質(zhì)加熱。
背景技術(shù)：
在相關技術(shù)中的已知高頻電介質(zhì)加熱單元根據(jù)來自逆變器(inverter)的輸出脈 沖的寬度來調(diào)整施加到磁控管的功率。隨著信號重疊(superposition)部件的輸出電壓變 高，逆變器控制電路的輸出脈沖寬度變寬并且施加到磁控管的功率增加。該配置使得可能 改變信號重疊部件的輸出電壓，以連續(xù)地改變磁控管的加熱輸出。 由于加熱器也用作磁控管的陰極，所以用于將電壓施加到磁控管的變壓器也將電 壓施加到加熱器，因而施加到加熱器的功率也響應于施加到磁控管的功率的變化而變化。 因此，如果試圖將加熱器溫度維持在適當范圍中，則只可在微小的范圍內(nèi)改變加熱輸出，并 且不能連續(xù)地改變加熱輸出；這是一個問題。 作為用于解決該問題的高頻加熱單元，可用專利文件1中的公開的控制系統(tǒng)。圖 30是描述了用于執(zhí)行該控制系統(tǒng)的高頻加熱單元的圖。在圖30中，加熱控制系統(tǒng)包括磁 控管701 ;用于在將高壓功率施加到高壓整流電路702的同時將功率施加到磁控管701的 加熱器715的變壓器703，其中所述高壓整流電路702用于將次級線圈功率施加到磁控管 701 ;逆變器電路705，用于整流AC電源704，將其轉(zhuǎn)換為預定頻率的AC，并將該AC提供到變 壓器703 ;功率檢測部件706，用于檢測逆變器電路705的輸入功率或來自逆變器電路705 的輸出功率；輸出設置部分707，用于輸出與任何希望的加熱輸出設置對應的輸出設置信 號；功率調(diào)節(jié)部分708，用于在功率檢測部件706的輸出和輸出設置信號之間進行比較，并 控制功率調(diào)節(jié)信號的DC電平，以便提供任何希望的加熱輸出；振蕩檢測部件719，用于輸出 振蕩檢測信號，如果功率檢測部件706的輸出變?yōu)榈扔诨虼笥趨⒖茧妷荷刹考?18的輸 出電平則該振蕩檢測信號進行低到高的轉(zhuǎn)變；比較電壓生成電路716，用于生成相應于輸 出設置信號的電壓，通過電平轉(zhuǎn)換電路720波形整形信號比較輸出設置信號；波形整形電 路721，用于整形整流電路710的輸出，該整流電路710用于基于波形整形信號和振蕩檢測 信號來整流AC電源電壓704;比較電路711，用于比較波形整形電路721的輸出信號與比較 電壓生成電路716的輸出，并當前者小于后者時輸出比較參考電壓，或當前者大于后者時 執(zhí)行反轉(zhuǎn)(inverting)放大；信號重疊部件712，用于將比較電路711的輸出的波動信號疊 加到功率調(diào)節(jié)信號上，并輸出脈沖寬度控制信號；振蕩電路713和逆變器控制電路714，用 于通過脈沖寬度控制信號執(zhí)行振蕩電路713的輸出的脈沖寬度調(diào)制，并根據(jù)調(diào)制輸出驅(qū)動 逆變器電路5。
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高頻加熱單元基于逆變器控制電路714的輸出脈沖寬度來調(diào)整施加到磁控管701 的功率。隨著信號重疊部件712的輸出電壓變得更高，逆變器控制電路714的輸出脈沖寬 度加寬，并且增加施加到磁控管701的功率。在該單元中，信號疊加部件712的輸出電壓連 續(xù)改變，因而使得可能連續(xù)改變磁控管701的加熱輸出。 根據(jù)該配置，響應于由波形整形電路721的輸出設置執(zhí)行整形，以便輸入AC電源 704的整流電壓，并輸出到比較電路711。通過具有比較電壓生成電路716的比較電路711 執(zhí)行波形整形電路721的輸出的反轉(zhuǎn)放大，以便生成在與作為參考電壓的加熱輸出設置信 號相應的電平上的參考信號，并且將反轉(zhuǎn)放大信號和功率調(diào)節(jié)部分708的輸出相互疊加， 從而對于信號疊加部件712輸出的脈沖寬度控制信號，接近AC電源704的最大幅度的電平 變低，而在與加熱輸出設置為高時相比的低輸出時間上磁控管非振蕩部分中的電平變高， 因此，延長了磁控管的每電源周期的振蕩時間段。因而，施加到加熱器的功率增加。此外， 在高輸出時間，逆變器的輸入電流波形變?yōu)樵诎j峰值附近向上凸起的波形，并且接近正 弦波的經(jīng)整形的波形，而且抑制了諧波電流。 因此控制脈沖寬度控制信號，使得在低輸出時間加熱器電流被大量進入，并且在 高輸出時間通過波形整形電路721減少電源電流諧波，從而電源電流諧波可保持較低，可 使得加熱器電流變化較小，并且可實現(xiàn)非?？煽康母哳l加熱單元。 但是，在控制中，發(fā)現(xiàn)由于執(zhí)行基于"預期的控制系統(tǒng)"的波形整形，所以波形整形 不能跟隨磁控管特性的變化或特性的類型、由磁控管的陽極溫度和微波爐中的負載引起的 ebm(陽極-陰極電壓)波動、或者電源電壓波動，使得通過使用調(diào)制波形執(zhí)行脈沖寬度調(diào) 制，輸入電流波形變?yōu)榻咏也ǎ渲型ㄟ^處理和整形用于開關晶體管的ON/OFF驅(qū)動脈 沖的商業(yè)電源波形提供所述調(diào)制波形。 將簡略描述引起本發(fā)明的磁控管特性的變化或特性的類型。由于磁控管的 VAK(陽極陰極電壓)-Ib特性是如圖31所示的非線性負載，所以響應于商業(yè)電源的相位來 調(diào)制ON寬度，并使得輸入電流波形接近正弦波，以便改進功率因子。 磁控管的非線性特性依據(jù)磁控管的類型而改變，并且也由于磁控管溫度和在微波 爐中加熱的物質(zhì)(負載)而波動。 圖31是磁控管的陽極陰極應用電壓-陽極電流特性圖；(a)是示出依據(jù)磁控管類 型的差異的圖；(b)是示出依據(jù)磁控管的電源匹配的好壞的差異的圖；而(c)是示出依據(jù)磁 控管溫度的差異的圖。在圖(a)到(c)中，縱軸指示陽極-陰極電壓而橫軸指示陽極電流。
然后，參考(a) ，A、B和C是三種類型磁控管的特性圖。對于磁控管A，只有微小電 流IAl或更少電流的流過，直到VAK變?yōu)閂AKl( = ebm)為止。但是，如果VAK超出VAK1，則 電流IA迅速開始增加。在該區(qū)域，IA根據(jù)VAK的微小差異而顯著改變。接下來，對于磁控 管B，VAK2( = ebm)低于VAK1，并且對于磁控管C， VAK3 ( = ebm)低于VAK2。由于對于與具 有低ebm的磁控管匹配的調(diào)制波形來說，依據(jù)磁控管類型A、B、C，磁控管的非線性特性這樣 變化，所以當使用具有高ebm的磁控管時輸入電流波形變得失真。相關技術(shù)的單元不能處 理這些問題。而后，生產(chǎn)不受磁控管類型影響的高頻電介質(zhì)加熱電路是個問題。
類似的，參考(b)，磁控管的三種類型的特性圖示出從每個磁控管查看的加熱腔阻 抗匹配的好壞。如果阻抗匹配好，則VAKl( = ebm)最大而隨著變差而變小。因此，磁控管 的非線性特性也依據(jù)阻抗匹配的好壞而顯著改變，因此生產(chǎn)不受磁控管類型影響的高頻電介質(zhì)加熱電路是個問題。 類似地，參考(c)，磁控管的三種類型的特性圖示出磁控管溫度的高低。如果溫度 低，則VAK1 ( = ebm)最大，而隨著溫度逐漸變高，ebm而變小。因此，如果磁控管溫度與低 溫度匹配，則當磁控管溫度變高時，輸入電壓波形變得失真。 因此，磁控管的非線性特性也依據(jù)磁控管溫度差異而顯著改變，因此生產(chǎn)不受磁 控管類型影響的高頻電介質(zhì)加熱電路是個問題。 專利文件2公開了用于處理上述問題的控制系統(tǒng)。圖32是描述用于執(zhí)行該控制 系統(tǒng)的高頻加熱單元的框圖。 在圖32中，通過有4個二極管232組成的二極管橋型整流電路231整流AC電源 220的AC電壓，并且通過由電感器234和電容器235組成的平滑電路230將該AC電壓轉(zhuǎn)換 為DC電壓。然后，通過由諧振電路236和開關晶體管239組成的逆變器電路將DC電壓轉(zhuǎn) 換為高頻AC，其中所述諧振電路236由電容器237和變壓器241的初級線圈238組成，并且 通過變壓器241在變壓器241的次級線圈243感應高頻高電壓。 通過由電容器245、二極管246、電容器247和二極管248組成的電壓放大整流器 244，將在次級線圈243中感應的高頻高電壓施加到磁控管250的陽極252和陰極251之間。 變壓器241還包括第三級線圈242，用于加熱磁控管250的加熱器(陰極)251。所描述的 電路是逆變器電路210。 接下來將描述用于控制逆變器的開關晶體管239的控制電路270。首先，CT等的 電流檢測部件271檢測逆變器電路的輸入電流；整流電路272整流來自電流檢測部件271 的電流信號；平滑電路273平滑信號；以及比較電路274進行在該信號和來自輸出設置部 分275的信號之間的比較，該輸出設置部分275用于輸出相應于加熱輸出設置的輸出設置 信號。由于，比較電路274進行比較以控制功率的幅度，所以替代上述輸入信號，磁控管250 的陽極電流信號、開關晶體管239的集電極電流信號等可為輸入信號。
另一方面，可通過二極管261整流AC電源220，并且整形電路262整形波形。然 后，反轉(zhuǎn)(inversion)和波形處理電路263變換來自整形電路262的信號，并執(zhí)行波形處 理?？勺冊鲆娣糯笃麟娐?91(稍后描述)改變來自整形電路262的輸出信號，并輸出參考 波形信號。波形誤差檢測電路292輸出來自整流電路272的輸入電流波形信號和來自可變 增益放大器電路291的參考波形信號之間的差異，作為波形誤差信號?；祛l(mix)和濾波 電路281(以下將稱為"混頻電路")混頻并濾波來自波形誤差檢測電路292的波形誤差信 號和來自比較電路274的電流誤差信號，并輸出ON電壓信號。在ON電壓信號和來自比較 器282中的鋸齒波生成電路283的鋸齒波之間進行比較，并且執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制，以控制逆 變器電路的開關晶體管239的開/關。 圖33示出了混頻電路281的示例?；祛l電路281具有3個輸入端子；輔助調(diào)制 信號被施加到端子811 ;波形誤差信號被施加到端子812 ;以及電流誤差信號被施加到端子 813。如圖所示，在內(nèi)部電路中混頻信號。附圖標記810表示具有移除電流誤差信號的高頻 分量的功能的高頻截止濾波器，其中不需要所述電流誤差信號的高頻分量。如果高頻分量 存在，則當電流誤差信號與波形誤差信號混頻時，不能靈敏地輸出波形誤差信號的波動。
如上所述，可變放大器電路291跟隨輸入電流的幅度自動創(chuàng)建波形參考，波形誤 差檢測電路292在波形參考和電流檢測部件271提供的輸入電流波形之間進行比較，并提
5供波形誤差信息，并且混頻所提供的波形誤差信息與輸入電流控制的輸出，以便為了使用， 轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管239的開/關驅(qū)動信號。 因此，控制回路進行操作，使得輸入電流波形匹配跟隨輸入電流的幅度的波形參 考。因此，如果存在磁控管的類型和特性的變化、或如果存在由磁控管陽極的溫度和微波爐 中的負載引起的ebm(陽極_陰極電壓)波動、或如果存在電源電壓波動，則使得不受它們 影響的輸入電流波形整形成為可能。
專利文獻1 :JP-A-7-176375
專利文獻2 :JP-A-2004-3098
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題 但是，在專利文獻2中描述的配置中，使用來自圖32所示的反轉(zhuǎn)和波形處理電路 263的輔助調(diào)制信號811執(zhí)行波形整形。這基于以下原因除了反映在波形整形中實際流 過電流的波形誤差信號812之外，還可以通過使用輔助調(diào)制信號811很好地執(zhí)行波形整形。 但是，需要采用反轉(zhuǎn)和波形處理電路263，并且整流電路272等變?yōu)楸匦瑁虼私Y(jié)構(gòu)變得復 雜和規(guī)模龐大；這是個問題。 由于采用了輔助調(diào)制信號811，所以重新需要響應于磁控管的類型和特性來調(diào)節(jié) 輔助調(diào)制信號811，并且相應于目標磁控管、對于每個電路的最終個別的設計變?yōu)楸匦瑁贿@ 是個問題。 此外，不考慮商業(yè)電源的相位，緊接著晶體管239的第一導通操作開始之前的平 滑電路30的輸出電壓波形變?yōu)镈C，因此，由于采用輔助調(diào)制信號811，所以在鄰近90度、 270度的導通操作開始處需要控制商業(yè)電源的相位，在鄰近90度、270度的導通操作開始 處，輔助調(diào)制信號811變?yōu)樽钚?，S卩，晶體管239的導通持續(xù)時間變?yōu)樽钫?，以防止過多的電 壓被施加到磁控管，并且為此目的的控制調(diào)節(jié)變得復雜；這是個問題。 由于磁控管是一種公知的真空管，所以發(fā)生從將電流提供到磁控管的加熱器(以 下簡稱為開始時間)直到電磁波的振蕩輸出為止的延遲時間。雖然通過增強加熱器電流縮 短開始時間，但是由于在磁控管的陽極和陰極之間的阻抗在開始時間內(nèi)無限大，所以施加 到兩端的電壓變得很高，因此需要采取防止電壓變得過多的措施；這是個問題。
因此，本發(fā)明的目的是提供高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元和其控制方法，以便使 其可能簡化單元的配置，并進一步小型化單元，以及能夠改進運行效率而不受磁控管的特 性或類型的改變、磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負載引起的ebm(陽極-陰極電壓)波 動、或電源電壓波動(如果出現(xiàn))的影響。 本發(fā)明的另一目的是提供高頻電介質(zhì)加熱方法和單元，以便防止施加到磁控管的 電壓相對于每個原件的電介質(zhì)強度變得過多，以及縮短開始時間。本發(fā)明的另一目的是提 供高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元及其控制方法，能夠當對較小值執(zhí)行功率控制時抑制功率 因子下降，因此磁控管的非線性負載的效應變大。
用于解決方法的部件 本發(fā)明提供一種高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元，用于控制逆變器電路，以便整流 AC電源的電壓，調(diào)制開關晶體管的高頻切換的導通時間，并轉(zhuǎn)換為高頻功率，并且該單元包括輸入電流檢測部分，用于檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流，并輸出輸入電流波 形信息；以及轉(zhuǎn)換部分，用于將輸入電流波形信息轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動 信號，使得抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。 高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元還被提供有混頻電路，其連接到輸入電流檢測部分 和轉(zhuǎn)換部分之間，用于混頻輸入電流波形信息和用于控制使得在逆變器電路任意點的電流 或電壓變?yōu)轭A定值的功率控制信息，并生成導通電壓信號。在此情況下，轉(zhuǎn)換部分將導通電 壓信號轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，使得在輸入電流大的部分中縮短導通時間并在輸入電流小的部分 中延長導通時間。 配置混頻電路，以便混頻輸入電流波形信息和用于控制使得輸入電流檢測部分的 輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息，并生成導通電壓信號。 優(yōu)選地，直接將所述輸入電流波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨后反轉(zhuǎn)直
接輸入的輸入電流波形信息并混頻所反轉(zhuǎn)的輸入電流波形信息和功率控制信息。 輸入電流檢測部分具有用于檢測輸入電流的變流器，以及用于整流所檢測到的輸
入電流并將結(jié)果輸出的整流電路。 該單元還被提供有比較電路，用于進行在輸入電流和輸出設置信號之間的比較， 并輸出功率控制信息。 還可配置輸入電流檢測部分，以便在整流逆變器電路的輸入電流之后，檢測并輸 出單向電流。輸入電流檢測部分可被提供有分路電阻器，用于在整流逆變器電路的輸入電 流之后檢測單向電流；以及放大電路，用于放大跨越所述分路電阻器發(fā)生的電壓；并且將 通過放大電路提供的輸出直接輸入到混頻電路，作為輸入電流波形信息。還可提供比較電 路，用于進行在由放大電路提供的輸出和輸出設置信號之間的比較，并輸出功率控制信息。
混頻電路還可具有用于截止功率控制信息的高頻分量的配置。 此外，可在控制使得輸入電流的增加時(以下稱為"在增加控制時間")的電路配 置和在控制使得輸入電流的減少時(以下稱為"在減少控制時間")的電路配置之間切換混 頻電路。在此情況下，混頻電路具有在輸入電流的增加控制時間增加并在輸入電流的減少 控制時間減少的時間常數(shù)。 可將用于控制開關晶體管的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到
混頻電路，并響應于集電極電壓的幅度切換電路配置。在此情況下，當集電極電壓為低時增
加混頻電路的時間常數(shù)，當集電極電壓為高時減少加混頻電路的時間常數(shù)。 此外，輸入電流檢測部分可被提供有濾波器電路，用于衰減商業(yè)電源的高階頻率
部分和高頻切換頻率的高頻部分等?？蓪⑾辔怀把a償添加到濾波器電路。 轉(zhuǎn)換部分可實現(xiàn)為將導通電壓信號和預定載波相互疊加以生成開關晶體管的驅(qū)
動信號的脈沖寬度轉(zhuǎn)換電路。 高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元還可被配備有輸入電壓檢測部分，用于檢測從AC
電源到逆變器電路的輸入電壓，并輸出輸入電壓波形信息；以及選擇部分，用于選擇輸入電
流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的，并且可配置轉(zhuǎn)換部分，以便將所選擇的輸入電
流波形信息或輸入電壓波形信息轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。 將選擇部分實現(xiàn)為連接在輸入電流檢測部分和轉(zhuǎn)換部分之間的混頻電路，用于混
頻輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息和用于控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變?yōu)轭A定值的功率控制信息，并且用于產(chǎn)生導通電壓信號，而且可配置所述轉(zhuǎn)換部分，
以便將導通電壓信號轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，使得抑制施加到磁控管的電壓的峰值。 可配置混頻電路，以便將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息中的任何一個與
用于控制使得所述輸入電流檢測部分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息混頻，并生成導通
電壓信號。 直接將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨后選擇直接輸入的所述輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息，并混頻所選擇的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息與功率控制信息。 輸入電壓檢測部分可由一對二極管和整形電路組成，該二極管用于檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓，而該整形電路用于整形通過所述二極管檢測的輸入電壓并輸出整形的電壓。 整形電路可具有用于衰減輸入電壓的高階頻率部分的配置。
整形電路還可具有相位超前補償。 該單元還配備有振蕩檢測電路，用于檢測磁控管的振蕩，并且響應于由振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩切換來自輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信息的幅度。 高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元還配備有振蕩檢測部分，用于檢測磁控管的振蕩；以及轉(zhuǎn)變開關，用于允許輸入電壓檢測部分輸出輸入電壓波形信息，直到振蕩檢測部分檢測到磁控管的振蕩為止，并且配置轉(zhuǎn)換部分以便相加直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息和輸入電流波形信息，并且將結(jié)果轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。 該單元還配備有連接在所述輸入電流檢測部分和所述轉(zhuǎn)換部分之間的混頻電路，用于將直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息、輸入電流波形信息，和用于控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變?yōu)轭A定值的功率控制信息進行混頻，并生成導通電壓信號，并且配置轉(zhuǎn)換部分使得將導通電壓信號轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，以便抑制施加到磁控管的電壓的峰值。 混頻電路可混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用于控制使得所述
輸入電流檢測部分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息，并可生成導通電壓信號。 直接將所述輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路
隨后添加并反轉(zhuǎn)直接輸入的所述輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息，并混頻該信息與
功率控制信息。 振蕩檢測部分實現(xiàn)為連接在輸入電流檢測部分和輸入電壓檢測部分之間的振蕩
檢測電路，而且可以在振蕩檢測電路和輸入電壓檢測部分的連接點提供轉(zhuǎn)換開關。 本發(fā)明的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元還可配置有相加部分，用于相加所述輸入
電流波形信息和輸入電壓波形信息，并且可配置轉(zhuǎn)換部分以便將輸入電流波形信息和輸入
電壓波形信息的相加結(jié)果轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。 相加部分可實現(xiàn)為連接在輸入電流檢測部分和轉(zhuǎn)換部分之間的混頻電路，用于混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息和用于控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變?yōu)轭A定值的功率控制信息，并生成導通電壓信號，并且可配置轉(zhuǎn)換部分將導通電壓信號轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，使得抑制施加到磁控管的電壓的峰值。 該單元還配備有振蕩檢測部分，用于檢測磁控管的振蕩，并且響應于由所述振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩切換來自輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信息的幅度。 本發(fā)明還包括由上述高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的每個執(zhí)行的高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法，用于控制將AC電源轉(zhuǎn)換為高頻功率的逆變器電路。
本發(fā)明的優(yōu)點 根據(jù)本發(fā)明，將用于整流AC電源電壓并轉(zhuǎn)換到預定頻率的AC的逆變器電路的輸入電流波形信息，轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號，以抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。例如，根據(jù)要使用的導通時間調(diào)制系統(tǒng)，將輸入電流波形信息轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的開/關驅(qū)動信號。因此，形成控制回路，以便通過反轉(zhuǎn)校正輸入電流，使得其中輸入電流大的部分變小，而其中輸入電流小的部分變大。因此，如果存在磁控管的類型或特性的變化、或如果存在磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負載引起的ebm(陽極-陰極電壓)波動、或如果存在電源電壓波動，則可根據(jù)更簡單的配置獲得不受它們影響的輸入電流波形整形，并根據(jù)簡單的配置完成磁控管的穩(wěn)定輸出。 根據(jù)本發(fā)明，將用于整流AC電源電壓并將轉(zhuǎn)換到預定頻率的AC的逆變器電路的輸入電流波形信息，轉(zhuǎn)換為要使用的逆變器電路的開關晶體管的開/關驅(qū)動電流。因此，形成控制回路，以校正輸入電流，使得其中輸入電流大的部分變小，并使得其中輸入電流小的部分變大，并且如果存在磁控管的類型或特性的變化、或如果存在磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負載引起的ebm(陽極-陰極電壓)波動、或如果存在電源電壓波動，則使得根據(jù)非常簡單的配置能夠?qū)崿F(xiàn)不受它們影響的輸入電流波形整形。 由于還將輸入電壓波形信息輸入到控制回路，所以存在以下優(yōu)點縮短磁控管的開始時間，并改進在低輸入電流時的功率因子。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置的圖。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的第三實施、具有實現(xiàn)為放大器的輸入電流檢測部分的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置的圖。 圖3(a)和3(b)是示出圖2所示的放大電路的細節(jié)的電路圖。 圖4(a)至4(c)是根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的混頻電路的電路圖。 圖5(a)和5(b)是圖1中所示的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的部分的波形圖。 圖6(a)至6(c)是根據(jù)本發(fā)明的第五實施例的混頻電路的配置的圖。 圖7是根據(jù)本發(fā)明的第六實施例的混頻電路的配置的圖。 圖8是根據(jù)本發(fā)明的第七實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置的圖。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的第九實施例、具有用于檢測單向電流的輸入電流檢測部分的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置的圖。 圖10(a)和10(b)是示出圖9所示的輸入電流檢測部分的詳細圖。 圖11 (a)至11 (c)是根據(jù)本發(fā)明的第十實施例的混頻電路的電路圖。 圖12(a)和12(b)是示出圖8所示的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的部分的基本
9波形的l
圖13(a)和13(b)是描述圖8所示的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的操作的波形
0081] 圖14是示出圖ll所示的比較和選擇電路的一個示例的電路圖。
0082] 圖15是圖8中所示的整形電路的詳細的電路圖。
0083] 圖16(a)至16(c)是根據(jù)本發(fā)明的第十一實施例的混頻電路的配置的圖。
0084] 圖17是根據(jù)本發(fā)明的第十二實施例的混頻電路的配置的圖。
0085] 圖18是示出根據(jù)本發(fā)明的第十三實施例的輸入電壓波形信息的開關電路的圖。
0086] 圖19是根據(jù)本發(fā)明的第十四實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置的
0087] 圖功率控制單
0088] 圖
0089] 圖
0090] 圖
0091] 圖
0092] 圖
0093] 圖
0094] 圖
0095] 圖
0096] 圖
0097] 圖
0098] 圖
特性圖。0099]0100]0101]
20是根據(jù)本發(fā)明的第十六實施例、具有輸入電流檢測部分的高頻電介質(zhì)加熱元的配置的圖。
21(a)至21(c)是根據(jù)本發(fā)明的第十七實施例的混頻電路的配置的圖。22是示出圖21所示的相加電路的一個示例。
23(a)至23(c)是根據(jù)本發(fā)明的第十七、十八實施例的混頻電路的電路圖。24是根據(jù)本發(fā)明的第十九實施例的混頻電路的配置的圖。25是關于磁控管的振蕩檢測的時序圖。
26(a)至26(c)是根據(jù)本發(fā)明的第二十、二十一實施例的混頻電路的電路圖。27(a)至27(c)是根據(jù)本發(fā)明的第二十二實施例的混頻電路的配置的圖。28是根據(jù)本發(fā)明的第二十三實施例的混頻電路的配置的圖。29是根據(jù)本發(fā)明的第二十四實施例的輸入電壓波形信息的開關電路的圖。30是在相關技術(shù)中高頻加熱單元的配置的圖。31(a)至31(c)是圖30所示的高頻加熱單元的陽極陰極應用電壓
陽極電流
圖32是在相關技術(shù)中高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的配置圖。圖33是圖32中所示的混頻電路的配置的圖。描沭附圖標記10:逆變器電路20:AC電源30:平滑電路31:二極管橋型整流電路32二極管34:電感器35:電容器36:諧振電路37:電容器38:初級線圈39:開關晶體管41:變壓器42:三級線圈43:次級線圈45:電容器46二極管47:電容器48二極管50:磁控管
51:陰極52:陽極61二極管62:整形電路63:振蕩檢測電路70:控制電路71:電流檢測電路72:整流電路73:平滑電路74:比較電路75:輸出設置部分81:混頻電路82:P麗比較器83:鋸齒波生成電路85:放大電路86:分路(shunt circuit)90:輸入電流波形信息91:功率控制信息92:0N電壓信息93:集電極(collector)電壓控制信94:輸入電壓波形信息
具體實施例方式
將根據(jù)附圖詳細描述本發(fā)明的實施例。 [one](第一實施例) 圖1是描述根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的框圖。在 圖1中，高頻加熱單元由逆變器電路10、用于控制逆變器的開關晶體管39的控制電路70和 磁控管50組成。逆變器電路10包括AC電源20、二極管橋型整流電路31、平滑電路30、諧 振電路36、開關晶體管39和電壓放大整流器44。 通過由4個二極管32組成的二極管橋型整流電路31整流AC電源20的AC電壓， 并通過由電感器34和電容器35組成的平滑電路30將其轉(zhuǎn)換為DC電壓。然后，通過由電 容器37和變壓器41的初級線圈38組成的諧振電路36和開關晶體管39，將DC電壓轉(zhuǎn)化為 高頻AC，并且通過變壓器41在變壓器41的次級線圈43中感應高頻高電壓。
通過由電容器45、二極管46、電容器47和二極管48組成的電壓放大整流器44，將 在次級線圈43中感應的高頻高電壓施加到磁控管50的陽極52和陰極51之間。變壓器41 還包括第三級線圈42，用于加熱磁控管50的加熱器(陰極)51。所描述的電路是逆變器電 路10。 接下來將描述用于控制逆變器的開關晶體管39的控制電路70。首先，將由在 CT (變流器)71等組成的、在AC電源20和二極管橋型整流電路31之間提供的電流檢測部
11分連接到整流電路72，并且CT 71和整流電路72組成用于檢測到逆變器電路的輸入電流的輸入電流檢測部分。在CT 71中絕緣并檢測到逆變器電路的輸入電流，并且通過整流電路72整流其輸出，以生成波形信息90的輸入電流。 通過平滑電路73平滑由整流電路72提供的電流信號，并且比較電路74進行在該信號和來自輸出設置部分75的信號之間的比較，以輸出相應于加熱輸出設置的輸出設置信號。為了控制控制功率的幅度，比較電路74進行在由平滑電路73平滑的輸入電流信號和來自輸出設置部分75的設置信號之間的比較。所以替代由平滑電路73平滑的輸入電流信號，磁控管50的陽極電流信號、開關晶體管39的集電極電流信號、開關晶體管39的集電極電壓信號等也可用作輸入信號。也就是，比較電路74輸出功率控制信息91，使得輸入電流檢測部分的輸出變?yōu)轭A定值，但是如下所述，比較電路74和功率控制信息91不是不可缺少的。 類似的，如圖2所示，在二極管橋型整流電路31和平滑電路30之間提供的分路電阻器86的電流檢測部分和用于放大跨越該分路電阻器的電壓的放大電路85可組成輸入電流檢測部分，并且其輸出可被用作輸入電流波形信息90。在通過二極管橋型整流電路31單方向整流后，分路電阻器86檢測輸入電流。 在本實施例中，以如下方式簡化輸入電流波形信息檢測系統(tǒng)混頻電路81 (81A)混頻并濾波輸入電流波形信息90和來自比較電路74的功率控制信息91，并輸出ON電壓信號92，并且在ON電壓信號和來自P麗比較器82中的鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，并且為了控制逆變器電路的開關晶體管39的開/關執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制。具體在本實施例中，采用了其中將輸入電流波形信息90直接輸入到混頻電路81A的配置。
p麗比較器82是脈沖寬度調(diào)制電路，用于將ON電壓信號92和預定載波的鋸齒波相互疊加，以生成開關晶體管39的驅(qū)動信號。但是這部分可被配置為用于將ON電壓信號92轉(zhuǎn)換為逆變器的開關晶體管的驅(qū)動信號的轉(zhuǎn)換部分，使得在其中來自AC電源20的輸入電流大的部分中縮短導通時間，并且在其中輸入電流小的部分中延長導通時間；該配置不受限制。 對于關于輸入電流波形信息的開關晶體管39的開/關控制，執(zhí)行極性轉(zhuǎn)換，以當
輸入電流大時縮短導通時間，而當輸入電流小時延長導通時間。因此，為了提供這樣的波
形，輸入電流波形信息經(jīng)歷混頻電路81A(稍后描述)中的反轉(zhuǎn)處理以進行使用。 圖4(a)示出了混頻電路81A的示例?；祛l電路81A具有兩個輸入端子。將功率
控制信息91添加到一個，并將輸入電流波形信息90添加到另一個，并如圖所示將它們在內(nèi)
部電路中混頻。將輸入電流波形信息90輸入到混頻電路81A，并且經(jīng)歷反轉(zhuǎn)電路中的反轉(zhuǎn)
處理來生成校正信號。 如圖4(b)中，如在混頻電路81A中的AC等效電路中所示、在功率控制信息91和輸出之間形成高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制中、作為對輸入電流波形信息90的干擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。 如圖4(c)中，如在混頻電路81A的AC等效電路中所示、在輸入電流波形信息90和輸出之間形成低頻截止濾波器。因此，將功率控制信息91轉(zhuǎn)換為混頻電路81A的輸出的DC分量，并且將輸入電流波形信息90轉(zhuǎn)換為AC分量。 因此，第一實施例將輸入電流波形信息轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號來使用。通常，已知用于微波爐等的逆變器；將50到60周期的商業(yè)AC電源整 流為DC，將所提供的DC電源轉(zhuǎn)換為20到50kHz的高頻，例如，通過逆變器，通過升壓變壓器
升高所提供的高頻，并且進一步通過電壓增加整流器整流的高電壓被施加到磁控管。
作為逆變器電路系統(tǒng)，例如，如通常在商業(yè)電源為230V等區(qū)域使用的(半)橋電
路系統(tǒng)和導通時間調(diào)制系統(tǒng)是可用的，所述(半)橋電路系統(tǒng)用于交替導通串聯(lián)連接的兩 個開關晶體管并控制開關頻率以改變輸出，而所述導通時間調(diào)制系統(tǒng)使用利用一個開關晶 體管39的所謂的l-晶體管電壓諧振型電路來執(zhí)行開關和改變開關脈沖的導通時間以改變 輸出。1-晶體管電壓諧振型電路系統(tǒng)是能夠使用一個開關晶體管39、以如果導通時間縮短 則降低輸出而如果導通時間延長則增加輸出的方式、提供簡單配置以及簡單控制的系統(tǒng)。
圖5是描述根據(jù)本發(fā)明的第一實施例提供的波形的圖；(a)示出了輸入電流大的 情況，而(b)示出了輸入電流小的情況。實線代表由在以下描述中主要使用的本發(fā)明的功 率控制單元校正后的信號形狀，而短劃線代表如稍后所述的，在校正之前來自AC電源20的 瞬時波動輸出的信號形狀。 在圖5(a)中，在最上面的(al)中的輸入電流波形信息的波形是由圖1中的整流 電路72輸出的和由圖2中的放大器85輸出的輸入電流波形信息90 ;而短劃線指示在校正 前、由磁控管的非線性負載特性引起的波形。圖5(a)的(a2)示出混頻電路81A的校正輸 出的ON電壓信息92 ;ON電壓信息92跟隨輸入電流波形信息90和功率控制信息91在尺寸 上改變，并進一步被作為(al)的經(jīng)反轉(zhuǎn)的波形輸出，以補償、校正輸入電流的失真分量。
圖5(a)的(a3)示出等效于(a2)所示的ON電壓信息92的ON電壓信息，并且為 了 (a4)中所示的調(diào)制，P麗比較器82在0N電壓信息和來自鋸齒波生成電路83的鋸齒波 之間進行比較，以生成開關晶體管39的開/關信號的P麗信號。也就是，如圖所示，將(a3) 中作為P麗命令信號的ON電壓信息92和(a4)中的鋸齒波輸入到P麗比較器82，以便進 行它們之間的比較，并且在鋸齒波和ON電壓信息92相互交叉作為導通時間的脈沖寬度的 時間段，執(zhí)行脈沖的導通時間調(diào)制。在其中命令信號的幅值(0N電壓信息)92大的部分中 (接近0度、180度，其中輸入電流小)，與鋸齒波交叉的時間段也大，因此導通時間變長并且 脈沖寬度加寬，并且對極性進行校正以升高輸入電流。在ON電壓信息92的幅值小的部分 中(接近90度、270度，其中輸入電流大)，與鋸齒波交叉的時間段也小，因此導通時間變短 并且脈沖寬度變窄，并且對極性進行校正以降低輸入電流，即，將如圖(a5)中的開關時間 段的脈沖串輸出為P麗信號。也就是，由于將ON電壓信息(a2)反轉(zhuǎn)為關于輸入電流波形 信息(al)的校正波形，所以如(a4)中的脈沖串信號，在輸入電流波形信息(al)的輸入大 的部分(接近90度、270度)縮短導通時間，而在輸入電流波形信息(al)的輸入小的部分 (在0度、180度附近的零點)延長導通時間，以轉(zhuǎn)換為與(al)相反的反轉(zhuǎn)輸出。因而，提 供輸入波形的校正效果；特別地，在零點附近效果很大。 在底部的(a7)中的波形示出開關晶體管39的ON寬度。比較校正波形的ON電 壓信息(a3)與(a4)中的高頻鋸齒波，從而通過逆變器將輸入電流波形信息轉(zhuǎn)變?yōu)?0kHz 到50kHz等的高頻以生成(a5)中的開/關信號，其中通過反轉(zhuǎn)(al)中所示的50-Hz(或 60-Hz)輸入電流波形信息提供所述校正波形。響應于開/關信號(a5)驅(qū)動開關晶體管 39，并且將高頻功率輸入到升壓變壓器的初級側(cè)，并在升壓變壓器的次級側(cè)生成升高的高 電壓。為了形象化在商業(yè)電源的周期內(nèi)開/關信號(a5)的每個脈沖的導通時間如何改變，
13(a7)在Y軸上畫出了導通時間信息，并連接這些點。 在以上給出的描述中，示出了與其中在理想狀態(tài)(例如，正弦波)下獲得來自AC 電源20的輸入電流的狀態(tài)相同的信號。但是，通常來自AC電源20的輸入電流與理想正弦 波不一致，并且當瞬時查看時波動。短劃線信號指示這樣的實際情況。如短劃線所指示的 那樣，通常實際信號與理想信號的狀態(tài)不一致，并且即使在商業(yè)電源的半周期的瞬時時間 段中查看也發(fā)生瞬時波動(0到180度)。由于變壓器和電壓倍壓器電路的電壓升高動作、 電壓倍壓器電路的平滑特性、僅當電壓為ebm或更大等時陽極電流流動的磁控管特性，發(fā) 生這樣的信號形狀。也就是，可以說對于磁控管在逆變器電路中的波動是不可避免的。
在本發(fā)明的功率控制單元中，輸入電流檢測部分提供由反映輸入電流的波動狀態(tài) 的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al))，并基于輸入電流波形信息執(zhí)行后面的控制。 執(zhí)行控制，使得抑制在例如類似半周期的時間段中發(fā)生的輸入電流波形信息的瞬間波動， 以便接近由箭頭指示的理想信號。通過調(diào)節(jié)開關晶體管39的驅(qū)動信號完成抑制。具體地， 如果輸入電流波形信息小于理想信號，則使得上述導通時間更長并使得脈沖寬度更寬。如 果輸入電流波形信息大于理想信號，則使得上述導通時間更短并使得脈沖寬度更窄。此外， 在更短時間段中的瞬時波動中，在導通時間信息上反映波動波形，并且以與上述類似的方 式進行校正。 通過對其給出驅(qū)動信號的開關晶體管39的瞬時波動抑制動作，對輸入電流波形
信息進行由箭頭指示的校正，并且總對磁控管給定近似于理想波的輸入。省略了校正之后
(a3)和(a5)的說明。以上提到的理想信號是虛擬信號；該信號變?yōu)檎也ā?也就是，在類似商業(yè)電源的半周期的短時間段中，由于通過任意其他部件控制輸
入電流的幅度(功率控制)，所以在理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和近似為零。由于以輸入電流被允許流動的方向校正其中因為非線性負載所以
輸入電流不流動的部分，因此減小了其中輸入電流大的部分，使得近似為零保持為真。即使
對于非線性負載，也好像曾假設電流波形為線性負載并且商業(yè)電源的電壓波形是正弦波，
因此理想波形變?yōu)轭愃朴诹魅刖€性負載的電流波形的正弦波那樣進行校正。 因此，對波形在相反極性校正輸入電流，以便消除輸入電流波形中的改變，以及關
于理想波形的不足和過量。因此在控制回路中消除由磁控管的非線性負載引起的在商業(yè)電
源周期中的快速電流改變，即失真，并且執(zhí)行輸入電流波形整形。 此外，控制回路基于跟隨輸入電流的瞬時值的輸入電流波形信息這樣操作，使得 如果存在磁控管類型和特性的改變，或如果存在由磁控管的陽極溫度和微波爐中的負載引 起的ebm(陽極_陰極電壓)波動、并且如果還存在電源電壓波動，則可執(zhí)行不受他們影響 的輸入電流波形整形。 具體地，在本發(fā)明中，基于瞬時波動輸入電流波形信息控制開關晶體管。以輸入電 流波形信息的形式將輸入電流的瞬時波動直接輸入到混頻電路81A，并且還反映在0N電壓 信息上。使得可提供在輸入電流波形失真的抑制中良好的開關晶體管的驅(qū)動信號，以及瞬 時波動的追蹤。 本發(fā)明的目的是將輸入電流信息波形轉(zhuǎn)化為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信 號，以便抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動。為了實現(xiàn)該目的，功率控制信息91不是特 定不可缺少的，這是因為功率控制信息91是用于控制在長時間段內(nèi)(即在比商業(yè)電源周期等長的時間段內(nèi))的功率波動的信息，而不是用于校正類似于本發(fā)明希望的AC半周期的短 時間段內(nèi)的瞬時波動的信息。因此，采用混頻電路81A和P麗比較器82也只是實施例的一 個示例，并且相應于用于執(zhí)行上述轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換部分組件可存在于輸入電流檢測部分和開關 晶體管之間。 對于使用功率控制信息，如上述實施例中所述，將用于控制使得輸入電流檢測部 分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息91輸入到混頻電路81A也不是不可缺少的。也就是 在上述實施例中，功率控制信息91源自電流檢測部分71和整流電路72 (圖1)或分路電阻 器86和放大電路85 (圖2)，以便檢測輸入電流；可將用于控制使得在逆變器電路10的任 意希望點的電流或電壓變?yōu)轭A定值的信息，作為功率控制信息輸入到混頻電路81A。例如， 通過平滑電路73在其被平滑時或在其被平滑后，可將來自開關晶體管39的集電極的信息 輸入到比較電路74，并且可將經(jīng)過在比較電路74中與輸出設置信號的比較后的信息用作 功率控制信息。 接下來，圖5(b)示出了相對于圖5(a)來說與輸入電流小的情況的比較；(bl)示 出了當輸入小時的輸入電流波形信息，并且相應于圖5(a)的(al) ;(b2)示出0N電壓信息 并相應于圖5(a)的(a2);而(b3)示出開關晶體管的導通寬度并相應于圖5 (a)的(a7)。 雖然未示出，但是當然在圖5(b)中也以相同的方式執(zhí)行與在圖5(a)的(a3) 、 (a4) 、 (a5)和 (a6)中所示的鋸齒波的比較處理。
(第二實施例) 接下來，將描述本發(fā)明的第二實施例。本發(fā)明的第二實施例涉及控制電路的配置。 與圖32中相關技術(shù)示例相比，除了如圖1所示將反轉(zhuǎn)電路合并在混頻電路81A中，省略了 圖32中的二極管261、整形電路262、可變增益放大器電路291、反轉(zhuǎn)和波形處理電路263以 及波形誤差檢測電路292，使得實現(xiàn)了顯著的減少、顯著簡化了波形誤差檢測線，便利了機 器配置的實施小型化，簡化了控制過程，并可縮短處理時間，從而改進了機器的可靠性。
混頻輸入電流波形信息90和來自比較電路74的功率控制信息91，并且濾波經(jīng)混 頻的信息并將其轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用。由于如此 配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制回路專門針對輸入電流的波形整形，使用 功率控制信息91的控制回路專門針對功率控制，在混頻電路81A中的手動控制回路不相互 干擾，并且保持轉(zhuǎn)換效率。
(第三實施例) 第三實施例涉及輸入電流檢測部分。如圖1所示，上述輸入電流檢測部分通過CT 71等檢測至逆變器電路的輸入電流，并且通過整流電路72整流并輸出。在該配置中，由于 使用CT等檢測輸入電流，所以可在保持絕緣屬性的同時取出大信號，使得輸入電流波形整 形的效果大，并且改進輸入電流的質(zhì)量。 在圖2所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整形電路31整形 后、通過位于整形電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單向電流，并且通過放大 電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發(fā)生的電壓，并輸出該電壓。該配置具有以下優(yōu)點 由于不需要將檢測部分與電子電路絕緣并且也不需要執(zhí)行整流，所以可用低成本配置輸入 電流檢測部分。 配置圖2所示的輸入電流檢測部分的放大電路85，以便衰減商業(yè)電源的高階頻率
15部分和高頻切換頻率的高頻部分等，以防止不需要的諧振。具體地，如圖3的輸入電流檢測 部分的詳細圖所示的，放大電路85使用如圖3(a)中的高頻截止電容，衰減商業(yè)電源的高階 頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等。 此外，由于插入放大電路85的高頻截止電容，所以對于發(fā)生時間延遲，與電容串 聯(lián)插入電阻器，添加相位超前補償，防止過多的時間延遲，并確?？刂苹芈返姆€(wěn)定性，如圖 3(b)的相位特性圖所示。還在圖1的整流電路72中，可使用用于衰減高頻部分的配置和用 于添加相位超前補償以防止過多的時間延遲的配置。
(第四實施例) 第四實施例涉及如圖1和圖2中所示的混頻電路81A。如圖4(a)的混頻電路的配 置圖中所示，將輸入電流波形信息90和功率控制信息91輸入到混頻電路81A的兩個端子。 輸入電流波形信息90經(jīng)歷反轉(zhuǎn)電路中的反轉(zhuǎn)處理，以校正輸出。兩個信號都輸入到由C、R1 和R2組成的濾波器電路，并且在它們被濾波后將其輸出到P麗比較器82作為ON電壓信息 92。如圖4(b)的等效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制輸出91的高頻分量。在此過 程中，截止阻礙輸入電流波形整形的高頻分量，使得改進輸入電流波形的質(zhì)量。另一方面， 如圖4(c)的等效電路圖中所示，對于輸入電流波形信息90形成低截止濾波器，以提供波形 完整性。(第五實施例) 在本發(fā)明的第五實施例中，如圖6中關于第五實施例的混頻電路的配置圖所示， 通過提供輸入電流增加控制時間和減少控制時間之間的差異來控制混頻電路的特性，該混 頻電路用于混頻輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息和用于控制使得輸入電流檢測部 分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息。 在圖6(a)的配置圖中，根據(jù)功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON電壓信 息92。如圖6(b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間，截止SWl，并根據(jù)OR2的 時間常數(shù)逐漸升高0N電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。 如圖6(c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SW1，并且根據(jù) C*{R1*R2/(R1+R2)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導通寬度變窄。 也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少控制時間之間切換混頻電路81A的電路 配置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數(shù)設置為大，而在輸入電流減少控制時間 將時間常數(shù)設置為小。 提供了這樣的差異，從而可實現(xiàn)在常規(guī)時間用于進行通常響應的控制特性，以及 如果輸入電流因為某種原因過多增加則進行用于進行減少輸入電流以防止部分損壞的快 速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制特性的穩(wěn)定性。 [OMO](第六實施例) 如關于圖7中的第六實施例的混頻電路的配置圖所示，本發(fā)明的第六實施例將用 于控制開關晶體管39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到混頻器電路 81A。 如圖7所示，根據(jù)通過進行集電極電壓和參考值之間的比較提供的集電極電壓控 制信息93來執(zhí)行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止SW2，并根據(jù)C*R2的時間常 數(shù)逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2，并且根據(jù)0(R2AR3/(R2+R3M的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導通寬 度變窄。 也就是，響應于開關晶體管39的集電極電壓的幅度切換混頻器電路81A的電路配 置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數(shù)，而如果集電極電壓高則減少時間常數(shù)。
當磁控管非振蕩時，即，當上述功率控制不運作時，該控制對于防止相磁控管的施 加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩后，為了無效該控制以便不影響功率控制，優(yōu)選 的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管振蕩開始之前的參考值相比較大。
(第七實施例) 圖8是描述根據(jù)本發(fā)明的第七實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元的框圖。如 圖8所示，在該實施例中，除了第一實施例的配置之外，控制電路70還包括由用于檢測和整 流AC電源20的電壓的一對二極管61和用于整形所校正的電壓的波形的整形電路62組成 的輸入電壓檢測部分，以生成輸入電壓波形信息94。與圖2中類似，如圖9所示，在二極管 橋型整流電路31和平滑電路30之間提供的分路電阻器86的電流檢測部分和用于放大跨 越分路電阻器的電壓的放大電路85可組成輸入電流檢測部分，并且其輸出可用作輸入電 流波形信息90。分路電阻器86檢測在通過二極管橋型校正整流電路31在單方向整流后的 輸入電流。 在該實施例中，以下面的方式簡化輸入電流波形信息檢測系統(tǒng)混頻電路 81(81B)選擇輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94中較大的一個，混頻并濾波所選 擇的信息和來自比較電路74的功率控制信息91，并輸出0N電壓信息92，以及在ON電壓信 息和來自P麗比較器82的鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，和執(zhí)行脈沖寬度調(diào) 制以便控制逆變器電路的開關晶體管39的開/關。具體地在實施例中，采用其中輸入電流 波形信息90被直接輸入到混頻電路81B的配置。 圖ll(a)示出了混頻電路81B的示例。如圖所示，混頻電路81B具有3個輸入端 子。將功率控制信息91、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94加到3個端子，并在 內(nèi)部電路中混頻。 如圖11 (b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電路81B的輸 出之間提供高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制中、作為與輸入電流波形信 息的干擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。 另一方面，如圖ll(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信息90和輸 入電壓波形信息94以及混頻電路81B的輸出之間形成低頻截止濾波器。因此，將功率控制 信息91轉(zhuǎn)換為混頻電路81B的輸出的DC分量，并且將輸入電流波形信息90和輸入電壓波 形信息94轉(zhuǎn)換為AC分量。 因此，將功率控制信息91轉(zhuǎn)換為混頻電路81B的輸出的DC分量，并且將輸入電流 波形信息和輸入電壓波形信息轉(zhuǎn)換為AC分量。 因此，第七實施例選擇輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94中較大的一 個，將所選擇的信息轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號來使用。通常， 已知用于微波爐等的P麗逆變器；將50到60周期的商業(yè)AC電源整流為DC，例如，通過逆 變器將所提供的DC電源轉(zhuǎn)換為20到50kHz的高頻，通過升壓變壓器升高所升高的高頻，并 且進一步通過電壓放大整流器整流的高電壓被施加到磁控管。
17
圖12是描述根據(jù)本發(fā)明的第七實施例提供的波形的圖。該示例為磁控管正常振 蕩時，即，在正常運行時間的情況下；將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息轉(zhuǎn)換為開關 晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用。 圖12是描述根據(jù)本發(fā)明的第七實施例提供的波形的圖；圖12(a)示出了輸入電 流大的情況，而圖12(b)示出了輸入電流小的情況。為了獲得開關晶體管39的開/關驅(qū)動 信號，在圖12(a)中選擇電流波形并在圖12(b)中選擇電壓波形(虛線)。實線代表由在 以下描述中主要使用的本發(fā)明的功率控制單元校正后的信號形狀，而短劃線代表如稍后所 述，在校正之前、來自AC電源20的瞬時波動輸出的信號形狀。點虛線表示輸入電源波形信 息。 在圖12(a)中，在最上面的(al)中的輸入電流波形信息的波形是由圖8中的整流 電路72輸出的和由圖10中的放大器85輸出的輸入電流波形信息90 ;而短劃線指示在校 正前、由磁控管的非線性負載特征引起的波形。(al)中的輸入電壓波形信息的波形是從整 形電路62輸出的輸入電壓波形信息94。圖12(a)的(a2)中的波形是混頻電路81B的校 正輸出的0N電壓信息92 ;0N電壓信息92跟隨輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94 和功率控制信息91在尺寸上改變，并進一步被作為(al)的相反波形輸出，以進行補償、輸 入電流的失真分量的校正。 圖12(a)的(a3)示出等效于(a2)所示的ON電壓信息92的ON電壓信息，并且為 了 (a4)中所示的調(diào)制，P麗比較器82在0N電壓信息和來自鋸齒波電路83的鋸齒波之間 進行比較，以生成開關晶體管39的開/關信號的P麗信號。也就是，如圖所示，將(a3)中 作為P麗命令信號的ON電壓信息92和(a4)中的鋸齒波輸入到P麗比較器82，以便進行它 們之間的比較，并且在鋸齒波和ON電壓信息92相互交叉作為導通時間的脈沖寬度的時間 段，執(zhí)行脈沖的導通時間調(diào)制。在其中命令信號的幅值(0N電壓信息92)大的部分中(接 近0度、180度，其中輸入電流小)，與鋸齒波交叉的時間段也大，因此導通時間變長并且脈 沖寬度加寬，并且對極性進行校正以升高輸入電流。在ON電壓信息92的幅值小的部分中 (接近90度、270度，其中輸入電流大)，與鋸齒波交叉的時間段也小，因此導通時間變短并 且脈沖寬度窄，并且對極性進行校正以降低輸入電流，即，將如圖(a5)中的開關時間段的 脈沖串輸出為P麗信號。也就是，由于將ON電壓信息(a2)反轉(zhuǎn)為關于輸入電流波形信息 和輸入電壓波形信息(al)的校正波形，所以如(a4)中的脈沖串信號，在輸入電流波形信息 和輸入電壓波形信息(al)的輸入大的部分(接近90度、270度)縮短導通時間，而在輸入 電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入小的部分(在0度、180度附近的零點)延 長導通時間，以轉(zhuǎn)換為與(al)相反的反轉(zhuǎn)輸出。因而，提供輸入波形的校正效果；特別地， 在零點附近效果很大。 在底部的(a7)中的波形示出開關晶體管39的0N寬度。比較校正波形的ON電 壓信息(a3)與(a4)中的高頻鋸齒波，從而通過逆變器將輸入電流波形信息轉(zhuǎn)化為20kHz 到50kHz等的高頻以生成(a5)中的開/關信號，其中通過反轉(zhuǎn)(al)中所示的50-Hz(或 60-Hz)輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息提供所述校正波形。相應于開/關信號(a5) 驅(qū)動開關晶體管39，并且將高頻功率輸入到升壓變壓器的初級側(cè)，并在升壓變壓器的次級 側(cè)生成升高的高電壓。為了形象化在商業(yè)電源的周期內(nèi)開/關信號(a5)的每個脈沖的導 通時間如何改變，(a7)在Y軸上畫出了導通時間信息，并連接這些點。
在以上給出的描述中，示出了與其中在理想狀態(tài)(例如，正弦波)下獲得來自AC 電源20的輸入電流的狀態(tài)相同的信號。但是，通常來自AC電源20的輸入電流與理想正弦 波不一致，并且當瞬時查看時波動。短劃線信號指示這樣的實際情況。如短劃線所指示的， 通常實際信號與理想信號的狀態(tài)不一致，并且即使在商業(yè)電源的半周期(0至IJ180度)的瞬 時時間段中查看也發(fā)生瞬時波動。由于變壓器和電壓倍壓器電路的電壓升高動作、電壓倍 壓器電路的平滑特性、僅當電壓為ebm或更大等時陽極電流流動的磁控管特性，發(fā)生這樣 的信號形狀。也就是，可以說對于磁控管來說在逆變器中的波動是不可避免的。
在本發(fā)明的功率控制單元中，輸入電流檢測部分提供由反映輸入電流的波動狀 態(tài)的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al))，而且如果選擇輸入電流波形信息(圖 12(a))，則基于輸入電流波形信息執(zhí)行后面的控制(輸入電流波動獨立于輸入電壓波形信 息，因此跳過輸入電壓波形信息的描述)。執(zhí)行控制，使得抑制在例如類似半周期的時間段 中發(fā)生的輸入電流波形信息的瞬間波動，以便接近由箭頭指示的理想信號。通過調(diào)節(jié)開關 晶體管39的驅(qū)動信號完成抑制。具體地，如果輸入電流波形信息小于理想信號，則使得上 述導通時間更長并使得脈沖寬度更寬。如果輸入電流波形信息大于理想信號，則使得上述 導通時間更短并使得脈沖寬度更窄。此外，在更短時間段中的瞬時波動中，在導通時間信息 上反映波動波形，并且以與上述類似的方式進行校正。 通過對其給予驅(qū)動信號的開關晶體管39的瞬時波動抑制動作，對輸入電流波形
信息進行由箭頭指示的校正，并且總對磁控管給予近似于理想波的輸入。省略了校正之后
(a3)和(a5)的說明。以上提到的理想信號是虛擬信號；該信號變?yōu)檎也ā?也就是，在類似商業(yè)電源的半周期的短時間段中，由于通過任意其他部件控制輸
入電流的幅度(功率控制)，所以在理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和近似為零。由于以輸入電流被允許流動的方向校正其中因為非線性負載所以
輸入電流不流動的部分，因此減小了其中輸入電流大的部分，使得近似為零保持為真。即使
對于非線性負載，就像曾假設電流波形為線性負載并且商業(yè)電源的電壓波形是正弦波，因
此理想波形變?yōu)轭愃朴诹魅刖€性負載的電流波形的正弦波那樣，進行校正。 因此，對波形在相反極性校正輸入電流，以便消除輸入電流波形中的改變，以及關
于理想波形的不足和過度。因此在控制回路中消除由磁控管的非線性負載引起的在商業(yè)電
源中的快速電流改變，即，失真，并且執(zhí)行輸入電流波形整形。 此外，控制回路基于跟隨輸入電流的瞬時值的輸入電流波形信息這樣操作，使得 如果存在磁控管類型和特性的改變，或如果存在由磁控管的陽極溫度和微波爐中的負載引 起的ebm(陽極_陰極電壓)波動、并且如果還存在電源電壓波動，則可執(zhí)行不受它們影響 的輸入電流波形整形。 具體地，在本發(fā)明中，基于瞬時波動輸入電流波形信息控制開關晶體管。以輸入電 流波形信息的形式將輸入電流的瞬時波動直接輸入到混頻電路81B，并且還反映在0N電壓 信息上。使得可提供在輸入電流波形失真的抑制中良好的開關晶體管的驅(qū)動信號，以及瞬 時波動的追蹤。 在本發(fā)明中，將具有抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的這樣信息的輸入電流 波形信息或輸入電壓波形信息轉(zhuǎn)化為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。為了實現(xiàn)該目 的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，因為功率控制信息91是用于控制在長時間段內(nèi)
19(即在比商業(yè)電源周期等長的時間段內(nèi))的功率波動的信息，而不是用于校正在類似于本 發(fā)明希望的AC半周期的短時間段內(nèi)的瞬時波動的信息。因此，采用混頻電路81B和P麗比 較器82也只是實施例的一個示例，并且相應于如混頻電路81B、至少用于選擇輸入電流波 形信息或輸入電壓波形信息中較大的一個的選擇部分，以及如P麗比較器82、用于將信息 轉(zhuǎn)換為開關晶體管的驅(qū)動信號的轉(zhuǎn)換部分的組件，可存在于輸入電流檢測部分和開關晶體 管之間。 對于使用功率控制信息，如上述實施例中那樣，將用于控制使得輸入電流檢測部 分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息91輸入到混頻電路81B也不是不可缺少的。也就是 在上述實施例中，功率控制信息91源自電流檢測部分71和校正電路72 (圖1)或分路電阻 器86和放大電路85 (圖2)，以便檢測輸入電流；可將用于控制使得在逆變器電路10的任 意希望點的電流或電壓變?yōu)轭A定值的信息，作為功率控制信息輸入到混頻電路81B。例如， 通過平滑電路73在其被平滑時或在其被平滑后，可將來自開關晶體管39的集電極的信息 輸入到比較電路74，并且可將經(jīng)歷在比較電路74中、與的輸出設置信號的比較后的信息用 作功率控制信息。 接下來，圖12(b)示出了相對于圖12(a)在輸入電流小時的波形情況；(bl)示出 了當輸入小時的輸入電流波形信息，并且相應于圖12(a)的(al) ;(b2)示出0N電壓信息并 相應于圖12(a)的(a2);而(b3)示出開關晶體管的導通寬度并相應于(a7)。雖然未示出， 但是當然在圖12(b)中也以相同的方式執(zhí)行在圖12(a)的(a3) 、 (a4) 、 (a5)和(a6)中所示 的與鋸齒波的比較處理。 如果輸入電流相對小，并且如圖12(b)中輸入電流波形信息的值也變小，則輸入 電流的波形整形能力降級。然后，在本發(fā)明中，如圖12(b)中如果輸入電壓波形信息(點虛 線)大于輸入電流波形信息，則輸入電壓波形信息用于波形整形。在實施例中，衰減輸入電 壓以生成輸入電壓波形信息，并將輸入電流轉(zhuǎn)換為電壓以生成輸入電流波形信息，因而可 在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息之間進行直接大小比較。 因此，當控制輸入電流小時，輸入電流波形信息變小，而且輸入電流波形整形能力 降級。但是，選擇大于電流波形的輸入電壓波形信息并執(zhí)行輸入電流波形整形，使得抑制輸 入電流波形整形能力的降級。因此，如果輸入電流小，還可防止功率因子的顯著降低?？赏?過根據(jù)商業(yè)電源電壓波形(分壓比(voltage division ratio))設置衰減率來實現(xiàn)輸入電 壓波形信息的幅度(用于確定輸入電流是否小于閾值)，使得幅度變?yōu)槔绱蠹s在最大輸 入電流的50 %到20%時的輸入電流波形信息的幅度。 上述參考圖12的描述是關于磁控管的正常運行時間的描述。接下來，將描述磁控 管在開始時間的動作。開始時間指雖然電壓被施加到磁控管，但是在磁控管開始振蕩之前 的準備階段的狀態(tài)(相應于非振蕩時間)。此時，與飽和運行時間不同，磁控管陽極和陰極 之間的阻抗變?yōu)闊o限大。 此夕卜，在本發(fā)明中，將來自商業(yè)AC電源20的電壓乘以ON電壓信息，即，根據(jù)ON電 壓信息來幅度調(diào)制商業(yè)電源電壓，并將其施加到變壓器41的初級側(cè)。施加到初級側(cè)電壓的 峰值與施加到磁控管的電壓相關，并且由所施加的電壓和經(jīng)過的時間定義的區(qū)域與施加到 加熱器的功率相關。 在本發(fā)明中，在輸入電流波形信息90小的開始時間，也將輸入電壓波形信息94輸入到混頻器81B。也就是，輸入電壓補償作為參考信號的輸入電流不足，特別是在開始時間。
圖13是進行在當添加了輸入電壓波形信息時的操作和當未添加輸入電壓波形信息時的操作之間進行比較描述的圖。從最上面到底部，圖13(a)示出了 ON電壓信息、施加到變壓器的初級側(cè)的電壓、施加到磁控管的電壓以及當未添加輸入電壓波形信息時加熱器輸入功率的波形。 圖13(b)描述當添加了輸入電壓波形信息時操作(在開始時間)。圖13(a)和圖13(b)示出了根據(jù)稍后描述的第六實施例等的情況，其中限制施加到變壓器的初級側(cè)的電壓峰值。此外，在圖13(b)中，通過添加的輸入電壓波形信息的動作來抑制施加到變壓器的初級側(cè)電壓和施加到磁控管的電壓的峰值，而且波形示出梯形。與圖13(a)類似，圖13(b)也從最上面到底部，示出0N電壓信息、施加到變壓器的初級側(cè)的電壓、施加到磁控管的電壓以及加熱器輸入功率的波形。 如圖12所示，在相位0度、180度的附近，開關晶體管的導通寬度大，因此施加到變壓器的初級側(cè)的電壓和施加到變壓器的電壓變?yōu)橄鄬Υ蟮姆糯髮挾取Ａ硪环矫?，在相?0度、270度的附近，開關晶體管的導通寬度小，因此放大寬度被相對抑制，并且波形的整個圖變?yōu)楦鶕?jù)與在相位0度、180度的放大寬度的相對關系的抑制峰值的梯形。
在圖13(a)和圖13(b)中對施加到磁控管的電壓之間進行比較，對于當施加到磁控管的電壓相同時的加熱器輸入功率，圖13(b)中的加熱器輸入功率增長大于圖13(a)中的加熱器輸入功率，并且波形區(qū)域變大，使得在短時間內(nèi)加熱加熱器，并且可能縮短開始時間。 圖14是示出用于本發(fā)明的第七實施例、用于選擇和反轉(zhuǎn)輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的一個的比較和反轉(zhuǎn)電路(比較和選擇電路；小于、等于大于關系比較、切換和反轉(zhuǎn)電路)的一個示例的圖。圖11、圖16和圖17所示在混頻電路81B中提供比較和反轉(zhuǎn)電路。 將輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94輸入到緩沖器晶體管，并將來自從緩沖器晶體管的輸出輸入到具有公共發(fā)射極電阻器和公共集電極電阻器的兩個晶體管。在輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94之間提供用于防止干擾的緩沖器晶體管。根據(jù)晶體管的二極管特性選擇較大輸入信號，并將其輸出到兩個晶體管的公共發(fā)射極電阻器的公共連接點，并且導通所選擇的信號被輸入到的晶體管。所導通的晶體管的發(fā)射極電流和集電極電流反映輸入信號的幅度。在公共集電極電阻器的公共連接點的電勢上反映集電極電流的幅度。 如果發(fā)射極電壓變高，則集電極電流變大并且公共集電極電阻器的壓降變大，即，集電極電壓降低，因此關于輸入信號反轉(zhuǎn)集電極電壓的極性。信號的轉(zhuǎn)換系數(shù)也根據(jù)在集電極電阻器和發(fā)射極電阻器之間的電阻值比改變。從與功率控制信號干擾的角度，在公共集電極連接點通過緩沖器執(zhí)行信號的阻抗轉(zhuǎn)換并將其連接到后面的電容器更有效。因此，在電路中，自動執(zhí)行兩個信號的幅度檢測和選擇，并反轉(zhuǎn)和輸出所選擇的信號。
(第八實施例) 接下來將參考附圖來描述本發(fā)明的第八實施例。本發(fā)明的第八實施例涉及用于選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息的信號中較大的一個、混頻和濾波所選擇的信號與來自比較電路74的功率控制信息、并將結(jié)果轉(zhuǎn)化為逆變器的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用的控制電路的配置。 在第八實施中，如圖8所示，省略了圖32中的可變增益放大器電路291、反轉(zhuǎn)和波 形處理電路263、波形誤差檢測電路292等，使得實現(xiàn)了顯著減少，并實現(xiàn)了簡化和小型化。 此外，可根據(jù)簡單配置縮短開始時間，并且也添加用于防止對于磁控管陽極52的過多電壓 施加的安全措施，使得改進產(chǎn)品的可靠性。 由于這樣配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制回路專門針對輸入電 流的波形整形，使用功率控制信息91的控制回路專門針對功率控制，手動控制回路不相互 干擾，并且保持轉(zhuǎn)換效率。
(第九實施例) 第九實施例涉及輸入電流檢測部分。如圖8所示，通過CT 71等檢測逆變器電路 的輸入電流，并且通過整流電路72整流并輸出。在該配置中，由于使用CT等檢測輸入電 流，所以可在保持絕緣屬性的同時取出大信號，使得輸入電流波形整形的效率大，并且改進 輸入電流的質(zhì)量。 在圖9所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整流電路31整流 后、通過位于整流電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單向電流，并且通過放大 電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發(fā)生的電壓，并輸出該電壓。該配置具有以下優(yōu)點 由于不需要將檢測部分與電子電路絕緣并且也不需要執(zhí)行整流，所以可以低成本配置輸入 電流檢測部分。 如圖9所示，配置輸入電流檢測部分的放大電路85，以便衰減商業(yè)電源的高階頻 率部分和高頻切換頻率的高頻部分等，以防止不需要的諧振。具體地，如圖3的輸入電流檢 測部分的詳細圖所示的，放大電路85使用如圖10(a)中的高頻截止電容，衰減商業(yè)電源的 高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等。 此外，由于插入放大電路85的高頻截止電容，所以對于發(fā)生的時間延遲，與電容 串聯(lián)插入電阻器，添加相位超前補償，防止過多的時間延遲，并如圖10(b)的相位特性圖所 示確?？刂苹芈返姆€(wěn)定性。如圖15所示，還在圖8的整流電路62中，可使用用于衰減高頻 部分的配置(并聯(lián)插入電容器)和用于添加相位超前補償以防止過多的時間延遲的配置 (串聯(lián)插入電容器)。
(第十實施例) 第十實施例涉及混頻電路81B，其被配備有3個端子用于輸入輸入電流波形信息 90、輸入電壓波形信息94和功率控制信息91，如圖ll(a)所示。將輸入電流波形信息90和 輸入電壓波形信息94輸入到如圖14所示的比較和反轉(zhuǎn)電路，并經(jīng)歷比較和反轉(zhuǎn)處理。通 過執(zhí)行處理提供的信號和功率控制信息91被輸入到由C、 Rl和R2組成的濾波器電路，并 且在它們被濾波后將結(jié)果輸出到P麗比較器82，作為0N電壓信息92。如圖ll(b)的等效 電路圖所示，濾波器電路截止功率控制輸出91的高頻分量。在此過程中，截止阻礙輸入電 流波形整形的分量，使得改進輸入電流波形的質(zhì)量。另一方面，如圖ll(c)的等效電路圖中 所示，為輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94形成低截止濾波器，以提供波形完整 性。(第十一實施例) 在本發(fā)明的第十一實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控制時間之間的差異，來控制混頻電路8IB的特性，該混頻電流8IB用于混頻輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息90、輸入電流檢測部分的輸入電壓波形信息94和用于控制使得輸入電流檢測部分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息91。圖16是第十一實施例的混頻電路的配置的圖。 在圖16(a)的配置圖中，根據(jù)功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON電壓信息92。如圖16(b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間，截止SWl，并根據(jù)OR2的時間常數(shù)逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。 如圖16(c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SW1，并且根據(jù)C*{R1*R2/(R1+R2)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導通寬度變窄。也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少控制時間之間切換混頻電路81B的電路配置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數(shù)設置為較大，而在輸入電流減少控制時間將時間常數(shù)設置為較小。 提供了這樣的差異，從而可實現(xiàn)在常規(guī)時間用于進行通常響應的控制特性，以及例如如果輸入電流因為某種原因過多增加則用于進行減少輸入電流以防止部件損壞的快速響應的控制特性。還可確保磁控管的非線性負載的控制特性的穩(wěn)定性。
(第十二實施例) 如關于圖17中的第十二實施例的混頻電路的配置圖所示，本發(fā)明的第十二實施例將用于控制開關晶體管39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到混頻電路81B。 如圖17所示，根據(jù)通過進行集電極電壓和參考電壓之間的比較提供的集電極電壓控制信息93來執(zhí)行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止SW2，并根據(jù)C*R2的時間常數(shù)逐漸升高0N電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2，并且根據(jù)0(R2承R3/(R2+R3M的時間常數(shù)迅速降低0N電壓信息，以使開關晶體管的導通寬度變窄。也就是，響應于開關晶體管39的集電極電壓的幅度來切換混頻電路81B的電路配置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數(shù)，而如果集電極電壓高則減少時間常數(shù)。 當磁控管非振蕩時，S卩，當上述功率控制不運作時，該控制對于防止對磁控管施加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩后，為了無效該控制以便不影響功率控制，優(yōu)選的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管振蕩開始之前的參考值相比較大。
(第十三實施例) 圖18中所示的本發(fā)明的第十三實施例采用用于在磁控管的振蕩之前或之后切換輸入電壓波形信息的增加量到輸入電流波形信息的添加量的配置。在第十三實施例中，整形電路62和在圖8中的混頻電路81B之間提供轉(zhuǎn)換(changeover)開關SW3，并且還提供用于根據(jù)整流電路72的輸出檢測磁控管的振蕩開始的振蕩檢測電路63。根據(jù)振蕩檢測電路63的輸出在A和B之間切換轉(zhuǎn)換開關SW3與整形電路62的連接點。整形電路62配備有在二極管和地之間串聯(lián)連接的3個分壓電阻器，用于分壓并輸出來自商業(yè)電源電壓的電源電壓信息。因為與距地近的連接點B相比來自商業(yè)電源電壓的衰減量小，所以在距商業(yè)電源20較近的連接點A的電源電壓信息大。整形電路62中提供的電容器抑制噪聲從商業(yè)電源進入電源電壓信息。
23
與在飽和運行時間不同，在磁控管的開始時間(相應于非振蕩時間)，在磁控管的 陽極和陰極之間的阻抗變?yōu)榈扔跓o限大。由于在飽和運行時間和開始時間之間的這樣的差 異影響通過變壓器41的輸入電流的狀態(tài)，所以振蕩檢測電路63可通過從整流電路72獲得 的電流值確定磁控管是否處于開始時間。 當根據(jù)振蕩檢測電路63的輸出檢測到磁控管被開啟時，將SW3切換到連接點A的 位置。在該情況下，將更大的信號(輸入電壓波形信息)輸入到混頻電路81B，并如上所述， 與在切換到連接點B的位置相比縮短開始時間。 當通過振蕩檢測電路63檢測到振蕩開始時，將SW3切換到連接點B的位置并衰減
信號，因此不阻礙當輸入電流大時的輸入電流波形整形，并且改進當輸入電流小時的功率
因子。因此，包括在磁控管的振蕩開始之前或之后的電源電壓信息的幅度切換部件，從而如
果在振蕩開始后的電源電壓信息的幅度被設置為與當不包括幅度開關部件時的幅度相同，
則可將在振蕩開始之前的幅度設置為較大，使得上述縮短開始時間的效果變大。 振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流增加時的特性配置，以
便通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平，并鎖存比較器的輸出等。(第十四實施例) 圖19是描述根據(jù)本發(fā)明的第十四實施例的高頻加熱單元的框圖。如圖19所示， 在實施例中，除了第二實施例的組件以外，控制電路70還包括振蕩檢測電路63，用于形成 振蕩檢測部分，以便檢測通過整流電路72提供的電流信號是否處于預定電平或磁控管是 否振蕩。振蕩檢測電路63根據(jù)電流信號的電平檢測磁控管開始振蕩，并通過作為界限的檢 測時間分類為作為非振蕩狀態(tài)的檢測前的時間和作為振蕩狀態(tài)的檢測后的時間。如果振蕩 檢測電路63確定狀態(tài)為非振蕩，則其導通置于整形電路62和混頻電路81 (81C)之間的轉(zhuǎn) 換開關SW3。換而言之，轉(zhuǎn)換開關SW3允許輸入電壓檢測部分輸出輸入電壓波形信息94，直 到振蕩檢測電路63檢測到磁控管50的振蕩為止。應當注意，雖然在磁控管的振蕩開始后 磁控管仍然重復與商業(yè)電源的周期匹配的振蕩和非振蕩，但是基于在此提到的非振蕩導通 轉(zhuǎn)換開關SW3，即，在振蕩開始后的非振蕩不包括在本發(fā)明中。 與圖2、圖9類似，如圖20所示，在二極管橋型整流電路31和平滑電路30之間提 供的分路電阻器86的電流檢測部分和用于放大跨越分路電阻器的電壓的放大電路85可組 成輸入電流檢測部分，并且其輸出可被用作輸入電流波形信息90。在通過二極管橋型整流 電路31單方向整流后，分路電阻器86檢測輸入電流。 在本實施例中，以如下方式簡化輸入電流波形信息檢測系統(tǒng)添加輸入電流波形 信息90、來自比較電路74的功率控制信息91和輸入電壓波形信息94 (當導通SW3時)，混 頻電路81C混頻并濾波并輸出ON電壓信息92，并且在ON電壓信息和來自P麗比較器82中 的鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，并且為了控制逆變器電路的開關晶體管39 的開/關執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制。具體在本實施例中，采用了其中將輸入電流波形信息90直接 輸入到混頻電路81C的配置。 P麗比較器82是脈沖寬度調(diào)制電路，用于將ON電壓信號92和預定載波的鋸齒波 相互疊加，以生成開關晶體管39的驅(qū)動信號。但是，這部分可被配置為用于將ON電壓信息 92轉(zhuǎn)換為逆變器的開關晶體管的驅(qū)動信號的轉(zhuǎn)換部分，使得在其中來自AC電源20的輸入電流大的部分中縮短導通時間，并且在其中輸入電流小的部分中延長導通時間；不限定配置。具體地，在本發(fā)明中，轉(zhuǎn)換部分將直到檢測到磁控管50的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息94和輸入電流波形信息90輸出轉(zhuǎn)換為逆變器的開關晶體管39的驅(qū)動信號。
對于關于輸入電流波形信息的開關晶體管39的開/關控制，執(zhí)行極性轉(zhuǎn)換，以當輸入電流大時縮短導通時間；并且當輸入電流小時延長導通時間。因此，為了提供這樣的波形，輸入電流波形信息經(jīng)歷混頻電路81C(稍后描述)中的反轉(zhuǎn)處理以使用。
圖21 (a)示出了混頻電路81C的示例?；祛l電路81C具有3個輸入端子。將功率控制信息91、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94通過SW3添加到端子，并如圖所示在內(nèi)部電路中混頻。 如圖21 (b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電路81C的輸出之間形成高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制中、作為對于輸入電流波形信息90的干擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。 另一方面，如圖21(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94和混頻電路81C的輸出之間形成低頻截止濾波器。因此，將功率控制信息91轉(zhuǎn)換為混頻電路81C的輸出的DC分量，并且將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉(zhuǎn)換為AC分量。 因此，第十四實施例將輸入電流波形信息90或在磁控管非振蕩時間通過將輸入電壓波形信息94添加到輸入電流波形信息90所提供的信號以使用，轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號。通常，已知用于微波爐等的逆變器；將50到60個周期的商業(yè)AC電源整流為DC，例如，通過逆變器將所提供的DC電源轉(zhuǎn)換為20到50kHz的高頻，通過升壓變壓器升高所提供的高頻，并且進一步通過電壓放大整流器整流的高電壓被施加到磁控管。 在第十四實施例中，當磁控管正常振蕩時，S卩，在正常運行時間的情形下，獲得與第一實施例的圖5中那些波形類似的波形。此時，根據(jù)從整流電路72獲得的電流值，振蕩檢測電路63確定磁控管在正常的運行，并截止SW3。因此在運行時，二極管61和整形電路62不動作，并且不生成輸入電壓波形信息94。 在另一方面，與在飽和運行時間不同，在磁控管的開始時間(相應于非振蕩時間)，在磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變?yōu)榈扔跓o限大。由于在飽和運行時間和開始時間之間的這樣的差異影響通過變壓器41的輸入電流的狀態(tài)，所以振蕩檢測電路63可通過從整流電路72獲得的電流值確定磁控管是否處于開始時間。如果振蕩檢測電路63確定磁控管處于開始時間，則導通SW3。因此，在開始時間，二極管61和整形電路62動作，并且生成輸入電壓波形信息94。 在本實施例中，在輸入電流波形信息90小的開始時間，將輸入電壓波形信息94通過轉(zhuǎn)換開關SW3輸入到混頻電路81。也就是，輸入電壓補償作為參考信號的輸入電流的不足，特別是在開始時間。 還在本實施例，添加了輸入電壓波形信息時和未添加輸入電壓波形信息時的操作示出與第七實施例的圖13中的那些特性類似的特性。 在該情況下，振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流增加時的特性的配置，以便例如通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平，
25并鎖存比較器的輸出等。將檢測值添加到SW3。 圖22是示出用于添加輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息的相加和反轉(zhuǎn)電路的一個示例的圖。如在圖21、圖23和圖24中所示在混頻電路81中提供相加和反轉(zhuǎn)電路。
將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到緩沖器晶體管，并將來自從緩沖器晶體管的輸出輸入到具有公共集電極電阻器的兩個晶體管。在輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94之間提供用于防止干擾的緩沖器晶體管。響應于輸入信號的幅度的電流(發(fā)射極電流)流入兩個晶體管的每個的發(fā)射極電阻器，并且響應于添加發(fā)射極電流產(chǎn)生的值在公共集電極電阻中發(fā)生壓降。 如果發(fā)射極電壓變高，則電流變大并且壓降變大，S卩，集電極電壓降低，因此關于輸入信號反轉(zhuǎn)集電極電壓的極性。信號的轉(zhuǎn)換系數(shù)也根據(jù)在集電極電阻器和發(fā)射極電阻器之間的電阻值比改變。從與功率控制信號干擾的角度，在公共集電極連接點通過緩沖器執(zhí)行信號的阻抗轉(zhuǎn)換并將其連接到后面的電容器更有效。因此，電路相加兩個信號并反轉(zhuǎn)結(jié)果以輸出。(第十五實施例) 本發(fā)明的第十五實施例涉及控制電路的配置，該控制電路用于混頻和濾波輸入電流波形信息、在磁控管的非振蕩時進一步添加了輸入電壓波形信息的信號和來自比較電路47的功率控制信息，并將結(jié)果轉(zhuǎn)化為逆變器的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用。
在第十五實施中，如圖1所示，省略了圖32中的可變增益放大器291、反轉(zhuǎn)和波形處理電路263、波形誤差檢測電路292等，使得實現(xiàn)了顯著減少，并實現(xiàn)了簡化和小型化。此外，將輸入電壓波形信息94添加到輸入電流波形信息90并根據(jù)簡單配置增加在開始時間的加熱器功率以便縮短開始時間，以及還添加了用于防止對于磁控管陽極52的過多電壓施加的安全措施，使得改進產(chǎn)品的可靠性。 由于這樣配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制回路專門針對輸入電流的波形整形，使用功率控制信息91的控制回路專門針對功率控制、手動控制不相互干擾，并且保持轉(zhuǎn)換效率。
(第十六實施例) 本發(fā)明第十六實施例涉及輸入電流檢測部分。如圖19所示，器通過CT 71等檢測逆變器電路的輸入電流，并且通過整流電路72整流并輸出。在該配置中，由于使用CT等檢測輸入電流，所以可在保持絕緣屬性的同時取出大信號，使得輸入電流波形整形的效果大，并且改進輸入電流的質(zhì)量。 在圖20所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整形電路31整流
后、通過位于整流電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單向電流，并且通過放大
電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發(fā)生的電壓，并輸出該電壓。該配置具有以下優(yōu)點
由于不需要將檢測部分與電子電路絕緣并且也不需要執(zhí)行整流，所以能夠以低成本配置輸
入電流檢測部分。(第十七實施例) 如圖21 (a)示出，本發(fā)明的第十七實施例涉及混頻電路81C，其配備有3個輸入端子，用于輸入輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94和功率控制信息91。根據(jù)該配置，可補償加熱器的輸入功率并縮短開始時間。
(當SW3導通時)將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到如圖22 所示的相加和反轉(zhuǎn)電路，并經(jīng)歷相加和反轉(zhuǎn)處理。通過執(zhí)行處理提供的信號和功率控制信 息91被輸入到由C、R1和R2組成的濾波器電路并濾波，然后將結(jié)果輸出到P麗比較器82， 作為0N電壓信息92。如圖21(b)的等效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制輸出91的 高頻分量。在此過程中，截止阻礙輸入電流波形整形的高頻分量，使得改進輸入電流波形的 質(zhì)量。另一方面，如圖21(c)的等效電路圖中所示，為輸入電流波形信息90和輸入電壓波 形信息94形成低截止濾波器，以提供波形完整性。
(第十八實施例) 在本發(fā)明的第十八實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控制時間之
間的差異，來控制混頻電路的特性，該混頻電路用于混頻輸入電流檢測部分的輸入電流波
形信息、輸入電流檢測部分的輸入電壓波形信息和用于控制使得輸入電流檢測部分的輸出
變?yōu)轭A定值的功率控制信息。圖23是第十八實施例的混頻電路的配置的圖。 在圖23(a)的配置圖中，根據(jù)功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON電壓
信息92。如圖23(b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間，截止SWl，并根據(jù)OR2
的時間常數(shù)逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。 如圖23(c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SW1，并且根據(jù) C*{R1*R2/(R1+R2)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導通寬度變窄。 也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少控制時間之間切換混頻電路81C的電路 配置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數(shù)設置為較大，而在輸入電流減少控制時 間將時間常數(shù)設置為較小。 提供了這樣的差異，從而可實現(xiàn)在常規(guī)時間用于進行通常響應的控制特性，以及 例如如果由于某些原因輸入電流過多增加則用于進行減少輸入電流以防止部件損壞的快 速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制特性的穩(wěn)定性。
(第十九實施例) 如關于圖28中的關于第十九實施例的混頻電路的配置圖所示，本發(fā)明的第十九 實施例將用于控制開關晶體管39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到混 頻電路81C。 如圖28所示，根據(jù)通過進行集電極電壓和參考電壓之間的比較提供的集電極電 壓控制信息93來執(zhí)行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止SW2，并根據(jù)C*R2的 時間常數(shù)逐漸升高0N電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。如果集電極電壓高，則導 通SW2，并且根據(jù)C*{R2*R3/(R2+R3)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管 的導通寬度變窄。也就是，響應于開關晶體管39的集電極電壓的幅度切換混頻電路81C的 電路配置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數(shù)，而如果集電極電壓高則減少時間常 數(shù)。 圖25是關于磁控管的振蕩檢測的時序圖；其示出伴隨輸入電流的改變的陽極電 流和集電極電壓的改變。在磁控管50開始振蕩之前，變壓器41的次級側(cè)阻抗非常大。也 就是，磁控管陽極和陰極之間的阻抗無限大。因此，在變壓器的次級側(cè)阻抗中幾乎無功率消 耗，并且控制(限制)晶體管39的集電極電壓為預定值，因此振蕩檢測電路63的輸入電流 小(圖25中的Iinl)。
另一方面，在磁控管50的振蕩開始后，在磁控管的陽極和陰極之間的阻抗減少， 并且變壓器的次級側(cè)阻抗也減小了。因此，通過被控制(限制)為預定值的晶體管39的集 電極電壓驅(qū)動這樣重的負載(磁控管)，使得與在振蕩開始前相比振蕩檢測電路63的輸入 電流增加(圖25中的Iin2)。 如圖25中所示，在Iinl和Iin2之間預先設置上述振蕩檢測電路63的振蕩檢測 閾值電平。也就是，將在集電極電壓保持為給定電平的同時，在振蕩開始之前和之后、在輸 入電流中發(fā)生清楚的差異的事實用作確定材料。在圖所示的示例中，在輸入電流開始增加 了在陽極電流中的一增量后，振蕩檢測電路63的輸入電流到達閾值電平所需的時間為tl， 而振蕩檢測電路63隨后確定振蕩開始所需的時間為t2。此時，雖然振蕩開始，但是對于時 間t3 = tl+t2，集電極電壓控制進行工作，直到電路確定振蕩開始為止。
當磁控管非振蕩時，S卩，當上述功率控制不運作時，該控制對于防止對磁控管的施 加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩后，為了無效該控制以便不影響功率控制，優(yōu)選 的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管振蕩開始之前的參考值相比較大。
(第十二實施例) 根據(jù)本發(fā)明的第十二實施例的高頻電介質(zhì)加熱功率控制單元具有與圖8中所示 的第七實施例的類似的通常配置。在第十二實施例中，以如下方式簡化輸入電流波形信息 檢測系統(tǒng)混頻電路81 (81D)混頻并濾波輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94和來 自比較電路74的功率控制信息91，并輸出ON電壓信息92，并且在ON電壓信號和來自P麗 比較器82中的鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，并且為了控制逆變器電路的開 關晶體管39的開/關執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制。具體在本實施例中，采用了其中將輸入電流波形 信息90直接輸入到混頻電路81D的配置。 圖26 (a)示出了混頻電路81D的示例?；祛l電路81D具有3個輸入端子。將功率 控制信息91 、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94添加到這些端子，并如圖所示在 內(nèi)部電路中混頻。 如圖26 (b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電路81D的輸 出之間形成高頻截止濾波器。因此，該濾波器截止包含在功率控制中、作為對輸入電流波形 信息的干擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。 另一方面，如圖26(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信息90和輸 入電壓波形信息94以及混頻電路81D的輸出之間形成低頻截止濾波器。因此，將功率控制 信息91轉(zhuǎn)換為混頻電路81D的輸出的DC分量，并且將輸入電流波形信息90和輸入電壓波 形信息94轉(zhuǎn)換為AC分量。 因此，第十二實施例將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉(zhuǎn)換為逆變 器電路的開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用。通常，已知用于微波爐等的P麗逆變 器；將50到60個周期的商業(yè)AC電源整流為DC，例如，通過逆變器將所提供的DC電源轉(zhuǎn)換 為20到50kHz的高頻，通過升壓變壓器升高所提供的高頻，并且進一步通過電壓放大整流 器整流的高電壓被施加到磁控管。 在實施例中，當磁控管正常振蕩時，S卩，在正常運行時間的情況下，獲得與第七實 施例的圖12中所示的波形信息類似的波形信息。在第十二實施例中，將輸入電流波形信息 和輸入電壓波形信息二者轉(zhuǎn)換為開關晶體管39的開/關驅(qū)動信號以使用。
在本實施例的功率控制單元中，輸入電流控制部分提供由反映圖12中的輸入電 流的波動狀態(tài)的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al))，并基于輸入電流波形信息執(zhí) 行后面的控制(輸入電流波動獨立于輸入電壓波形信息，因此跳過對輸入電壓波形信息的 描述)。執(zhí)行控制，使得抑制在例如類似半周期的時間段中發(fā)生的輸入電流波形信息的瞬 間波動，以便接近由箭頭指示的理想信號。通過調(diào)節(jié)開關晶體管39的驅(qū)動信號完成抑制。 具體地，如果輸入電流波形信息小于理想信號，則使得上述導通時間更長并使得脈沖寬度 更寬。如果輸入電流波形信息大于理想信號，則使得上述導通時間更短并使得脈沖寬度更 窄。此外在更短時間段的瞬時波動中，在導通時間信息上反映波動波形，并且以與上述類似 的方式進行校正。 在本發(fā)明中，將具有信息以便抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的輸入電流波 形信息(和與輸入電壓波形信息的相加)轉(zhuǎn)化為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。為 了實現(xiàn)該目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，因為功率控制信息91是用于控制 在長時間段內(nèi)(即在比商業(yè)電源周期等長的時間段內(nèi))的功率波動的信息，并且不是用于 校正類似于本發(fā)明希望的AC半周期的短時間段內(nèi)的瞬時波動的信息。因此，采用混頻電路 81D和P麗比較器82也只是實施例的一個示例，并且相應于如混頻電路81D、至少用于添加 輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的添加部分，以及如P麗比較器82、用于將信息轉(zhuǎn) 換為開關晶體管的驅(qū)動信號的轉(zhuǎn)換部分的組件，可存在于輸入電流檢測部分和開關晶體管 之間。 順帶地，如圖12 (b)如果輸入電流相對小，則輸入電流波形信息的值也變小，因此 輸入電流的波形整形能力降級。再次，將注意力集中在輸入電壓波形信息?？紤]如果輸入 電流減少則輸入電壓實質(zhì)上為常數(shù)。因此，可希望總是可獲取給定大小的輸入電壓波形信 息，而不考慮輸入電流的幅度(在圖12(al)和圖12(bl)之間的比較)。
在本發(fā)明中，不僅將輸入電流波形信息還將輸入電壓波形信息輸入到混頻電路 81D。因此，如果輸入電流相對小，則在輸入電壓波形信息執(zhí)行粗略輸入電流波形整形的同 時(長時間段波動校正)，輸入電流波形信息執(zhí)行精細輸入電流波形整形(類似半周期的短 時間段波動校正)，并抑制輸入電流波形整形的降級。也就是，參考輸入電壓波動和與輸入 電壓減少相關的輸入電流的相移，追蹤實際輸入電流波動。因此，如果輸入電流小，則也防 止顯著降低功率因子。對于當添加了輸入電壓波形信息時和當未添加輸入電壓波形信息時 的操作，獲得了與圖13中的那些類似的那些。
(第二十一實施例) 如圖26(a)所示，本發(fā)明的第四實施例涉及混頻電路81D，該混頻電路81D配備有 3個輸入端子，用于輸入輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94和功率控制信息91。 將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到圖2所示的相加和反轉(zhuǎn)電路，并且 經(jīng)過相加和反轉(zhuǎn)處理。將通過執(zhí)行處理提供的信號和功率控制信息91輸入到由C、 Rl和 R2組成的濾波器電路并濾波，然后將結(jié)果輸出到P麗比較器82，作為ON電壓信息92。如 圖26(b)的等效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制信息91的高頻分量。在此過程中， 截止阻礙輸入電流波形整形的分量，使得改進輸入電流波形的質(zhì)量。另一方面，如圖26(c) 的等效電路圖中所示，對于輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94形成低截止濾波 器，以提供波形完整性。
(第二十二實施例) 在本發(fā)明的第二十二實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控制時間 之間的差異，來控制混頻電路8ID的特性，該混頻電路8ID用于混頻輸入電流檢測部分的輸 入電流波形信息90、輸入電流檢測部分的輸入電壓波形信息94和用于控制使得輸入電流 檢測部分的輸出變?yōu)轭A定值的功率控制信息91。圖27是第二十二實施例的混頻電路的配 置的圖。 在圖27(a)的配置圖中，根據(jù)功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON電壓 信息92。如圖27(b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間，截止SWl，并根據(jù)OR2 的時間常數(shù)逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。 如圖27(c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SW1，并且根據(jù) C{R1*R2/(R1+R2)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導通寬度變窄。也 就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少控制時間之間切換混頻電路81D的電路配 置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數(shù)設置為較大，而在輸入電流減少控制時間 將時間常數(shù)設置為較小。 提供了這樣的差異，從而可實現(xiàn)在常規(guī)時間用于進行通常響應的控制特性，以及 例如如果輸入電流因為某種原因過多增加則用于進行減少輸入電流以防止部件損壞的快 速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制特性的穩(wěn)定性。 [O304](第二十三實施例) 如關于圖28中的第二十三實施例的混頻電路的配置圖所示，本發(fā)明的第二十三 實施例將用于控制開關晶體管39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到混 頻器電路81D。 如圖28所示，根據(jù)通過進行集電極電壓和參考值之間的比較提供的集電極電壓 控制信息93來執(zhí)行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止SW2，并根據(jù)C*R2的時 間常數(shù)逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體管的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通 SW2，并且根據(jù)C* {R2*R3/ (R2+R3)}的時間常數(shù)迅速降低ON電壓信息，以使開關晶體管的導 通寬度變窄。也就是，響應于開關晶體管39的集電極電壓的幅度切換混頻器電路81D的電 路配置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數(shù)，而如果集電極電壓高則減少時間常 數(shù)。 當磁控管非振蕩時，S卩，當上述功率控制不運作時，該控制對于防止對磁控管施加 過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩后，為了無效該控制以便不影響功率控制，優(yōu)選的， 將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管振蕩開始之前的參考值相比較大。 [OSOS](第二十四實施例) 圖29中所示的本發(fā)明的第二十四實施例采用用于在磁控管的振蕩之前或之后切 換輸入電壓波形信息到輸入電流波形信息的添加量的配置。在第二十四實施例中，整形電 路62和在圖8中的混頻電路81C(在本實施例中，81D)之間提供轉(zhuǎn)換開關SW3，并且還提供 用于根據(jù)整流電路72的輸出檢測磁控管的振蕩開始的振蕩檢測電路63。根據(jù)振蕩檢測電 路63的輸出在A和B之間切換轉(zhuǎn)換開關SW3與整形電路62的連接點。整形電路62配備 有在二極管和地之間串聯(lián)連接的3個分壓電阻器，用于分壓并輸出來自商業(yè)電源電壓的電 源電壓信息。因為與距地近的連接點B相比來自商業(yè)電源電壓的衰減量小，所以在距商業(yè)電源20較近的連接點A的電源電壓信息大。整形電路62中提供的電容器抑制噪聲從商業(yè) 電源進入電源電壓信息。 與在飽和運行時間不同，在磁控管的開始時間(相應于非振蕩時間)，在磁控管的 陽極和陰極之間的阻抗變?yōu)榈扔跓o限大。由于在飽和運行時間和開始時間之間的這樣的差 異影響通過變壓器41的輸入電流的開始，所以振蕩檢測電路63可通過從整流電路72獲得 的電流值確定磁控管是否處于開始時間。 當根據(jù)振蕩檢測電路63的輸出檢測到磁控管被啟動時，將SW3切換到連接點A的 位置。在該情況下，將更大的信號(輸入電壓波形信息)輸入到混頻電路81D，并如上所述， 與在切換到連接點B的位置相比縮短開始時間。 當通過振蕩檢測電路63檢測到振蕩開始時，將SW3切換到連接點B的位置并衰減 信號，因此不阻礙當輸入電流大時的輸入電流波形整形，并且改進當輸入電流小時的功率 因子。 振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流增加時的特性配置，以
便通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平，并鎖存比較器的輸出等。本申請基于與2005年11月25日提交的日本專利申請第2005-340555號、第
2005-340556號、2005_340557號和2005-340558號，通過引用在此將它們合并。 雖然已經(jīng)描述了本發(fā)明，但是應理解本發(fā)明不限于在實施例中描述的項目，并且
本發(fā)明還意于本領域的技術(shù)人員基于描述和廣泛已知技術(shù)進行改變、修改和應用，并且改
變、修改和應用也包含在所保護的范圍內(nèi)。 工業(yè)適用性 根據(jù)本發(fā)明的高頻電介質(zhì)加熱功率控制，形成用于通過反轉(zhuǎn)校正輸入電流使得其 中輸入電流大的部分變小而其中輸入電流小的部分變大的控制回路。因此，如果存在磁控 管的類型和特性的變化、陽極_陰極電壓波動、或電源電壓波動等，則可根據(jù)簡單配置獲得 不受它們影響的輸入電流波形整形，并根據(jù)簡單配置實現(xiàn)磁控管的穩(wěn)定輸出。
權(quán)利要求
一種高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法，用于控制用于整流AC電源的電壓的逆變器電路、調(diào)制開關晶體管的高頻切換的導通時間、以及轉(zhuǎn)換為高頻功率，所述高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流；獲取相應于輸入電流的輸入電流波形信息；檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓；獲取相應于輸入電壓的輸入電壓波形信息；檢測磁控管的振蕩；輸出輸入電壓波形信息直到檢測到磁控管的振蕩為止；相加輸入直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息和輸入電流波形信息；以及將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結(jié)果轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。
2. —種高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法，用于控制用于整流AC電源的電壓的逆變器電 路、調(diào)制開關晶體管的高頻切換的導通時間、并轉(zhuǎn)換為高頻功率，所述高頻電介質(zhì)加熱功率 控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流； 獲取相應于輸入電流的輸入電流波形信息； 檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓； 獲取相應于輸入電壓的輸入電壓波形信息； 相加輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息；以及將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結(jié)果轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體 管的驅(qū)動信號。
全文摘要
所提供的是高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法，用于控制用于整流AC電源的電壓的逆變器電路、調(diào)制開關晶體管的高頻切換的導通時間、以及轉(zhuǎn)換為高頻功率，所述高頻電介質(zhì)加熱功率控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流；獲取相應于輸入電流的輸入電流波形信息；檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓；獲取相應于輸入電壓的輸入電壓波形信息；檢測磁控管的振蕩；輸出輸入電壓波形信息直到檢測到磁控管的振蕩為止；相加輸入直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息和輸入電流波形信息；以及將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結(jié)果轉(zhuǎn)換為逆變器電路的開關晶體管的驅(qū)動信號。
文檔編號H05B6/68GK101695206SQ20091024970
公開日2010年4月14日 申請日期2006年11月22日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月25日
發(fā)明者城川信夫, 守屋英明, 安井健治, 木下學, 末永治雄, 酒井伸一 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社;