本發(fā)明屬于5g通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及濾波器組多載波技術(shù)中的降低峰均值比的技術(shù)。
背景技術(shù)：
：目前，移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)正在由第四代移動(dòng)通信技術(shù)(4g)向第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5g)演進(jìn)，5g波形和平臺(tái)需要具有高度靈活性和靈敏度，才能準(zhǔn)確地根據(jù)每個(gè)應(yīng)用的要求來部署合適的技術(shù)、頻譜和帶寬，并支持面向未來服務(wù)與終端類型的高效復(fù)用。4g中采用的正交頻分復(fù)用技術(shù)(ofdm)已不能很好地滿足5g的新特性，近年來，許多研究團(tuán)隊(duì)致力于尋找ofdm的替代波形，濾波器組多載波技術(shù)(fbmc)、通用濾波器多載波技術(shù)(ufmc)、廣義頻分復(fù)用技術(shù)(gfdm)[6]相繼被提出。gfdm最主要的優(yōu)點(diǎn)在于其卓越的靈活性，數(shù)據(jù)可通過跨時(shí)域和頻域的二維模塊結(jié)構(gòu)傳播，同時(shí)由于使用可調(diào)整的脈沖成形濾波器，使信號(hào)表現(xiàn)出好的頻率定位，因此，gfdm是一個(gè)有競(jìng)爭(zhēng)力的5g波形的備選方案。gfdm作為一種典型的基于多載波調(diào)制的概念波形，輸出信號(hào)是多個(gè)子載波信號(hào)的疊加，當(dāng)各子載波信號(hào)的相位大概率一致時(shí)，勢(shì)必導(dǎo)致較高的峰均值功率比(papr)。papr過高使功率放大器易達(dá)到飽和，從而導(dǎo)致信號(hào)的非線性失真，降低系統(tǒng)ber性能，同時(shí)增加帶外功率泄漏，因此，如何有效抑制gfdm系統(tǒng)的峰均值功率比，是優(yōu)化系統(tǒng)性能的關(guān)鍵問題之一。文獻(xiàn)[al-juboorigr,doufexia,nixar.systemlevel5gevaluationofgfdmwaveformsinanlte-aplatform[c]//internationalsymposiumonwirelesscommunicationsystems.poznan:ieeepress,2016:335-340.]和文獻(xiàn)[rashwang,kenshis,matinm.analysisofpaprhybridreductiontechniquebasedonptsandslm[c]//ieee7thannualcomputingandcommunicationworkshopandconference.lasvegas:ieeepress,2017:1-4.]同時(shí)提到了利用選擇映射算法(slm)和部分序列傳輸技術(shù)(pts)使系統(tǒng)papr得到抑制，這兩種算法計(jì)算復(fù)雜度比較高，但不會(huì)改變gfdm信號(hào)的頻譜。文獻(xiàn)[sendreil，s,michailown,etal.iterativereceiverforclippedgfdmsignals[c]//internationalconferenceradioelektronika.bratislava:ieeepress,2014:1-4.]提出一種運(yùn)用于接收端的基于限幅的迭代檢測(cè)干擾消除算法，在提高系統(tǒng)papr性能的同時(shí)緩解由于限幅引起的非線性失真，且迭代次數(shù)越多性能越好，但計(jì)算復(fù)雜度也就越高。文獻(xiàn)[sharifian,z,omidi,mj,farhang,a,etal.polynomial-basedcompressinganditerativeexpandingforpaprreductioningfdm[c]//internationalconferenceonelectricalengineering.tehran:ieeepress,2015:518-523.]提出一種基于多項(xiàng)式的壓擴(kuò)算法，該算法屬于一對(duì)一映射，在接收端可以通過相應(yīng)的逆變換恢復(fù)原始的發(fā)送信號(hào)，但在降低papr的同時(shí)也會(huì)增加運(yùn)算量和犧牲ber性能。文獻(xiàn)[tiwaris,dasss,bandyopadhyaykk.precodedgeneralisedfrequencydivisionmultiplexingsystemtocombatinter-carrierinterference:performanceanalysis[j].ietcommunications,2015,15(9):1829-1841.]提出一種交織頻分多址技術(shù)(ifdma)來降低gfdm系統(tǒng)的papr，交織頻分多址技術(shù)可以看作一種多載波頻譜擴(kuò)展技術(shù)，不僅不會(huì)增加系統(tǒng)誤碼率而且可以降低非線性信道對(duì)gfdm信號(hào)的影響，但是對(duì)papr的抑制效果不夠理想。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明旨在解決以上現(xiàn)有技術(shù)的問題。提出了一種有效降低papr的基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號(hào)papr抑制方法。本發(fā)明的技術(shù)方案如下：一種基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號(hào)papr抑制方法，其包括以下步驟：步驟一：利用改進(jìn)預(yù)編碼矩陣對(duì)gfdm系統(tǒng)的每個(gè)時(shí)隙中的傳輸數(shù)據(jù)序列進(jìn)行線性變換，得到新的傳輸數(shù)據(jù)矩陣，所述改進(jìn)預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個(gè)基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素的模值為1，；步驟二：對(duì)新得到的傳輸數(shù)據(jù)矩陣再通過gfdm調(diào)制，得到gfdm發(fā)送信號(hào)，gfdm發(fā)送信號(hào)加上循環(huán)前綴cp后，送入信道發(fā)送。進(jìn)一步的，所述改進(jìn)預(yù)編碼矩陣采用離散傅里葉變換矩陣、哈達(dá)碼變換矩陣、離散hartley變換矩陣中的一種。進(jìn)一步的，所述離散傅里葉變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造包括：根據(jù)離散傅里葉變換性質(zhì)，離散傅里葉變換矩陣定義為m,n＝0,1,...,k-1，改寫成矩陣形式為：k表示總的載波數(shù)fk表示k階的離散傅里葉矩陣。進(jìn)一步的，所述哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造具體包括：根據(jù)哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣變換性質(zhì)，哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣是元素只含有-1和+1的正交矩陣，它是由循環(huán)定義產(chǎn)生的，具體構(gòu)造如下：m1＝[1],......要成功構(gòu)造哈達(dá)碼矩陣，k的大小要求必須滿足：k、k/12或k/20的值必須為2的冪。進(jìn)一步的，所述離散hartley變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造具體包括：離散hartley變換是一種基于實(shí)數(shù)域的類似傅里葉變換的線性映射h:xn→hn，其中xn和hn都表示實(shí)數(shù)集，那么k點(diǎn)的離散hartley變換可以表示為：令由此推出離散hartley變換矩陣h＝{hm,n}k×k中的元素為：根據(jù)三角函數(shù)輔助角公式，等式(21)可以改寫成：再由歐拉公式，可以得到：而且所以hm,n的模值為1。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及有益效果如下：本發(fā)明利用正交的預(yù)編碼矩陣對(duì)各時(shí)隙傳輸?shù)膹?fù)數(shù)據(jù)序列進(jìn)行處理，降低各序列之間的相關(guān)性，從而使gfdm信號(hào)的瞬時(shí)功率降低，達(dá)到抑制gfdm系統(tǒng)papr的目的，而且由于本發(fā)明屬于線性處理過程，在接收端，可以通過預(yù)編碼矩陣的逆運(yùn)算重建初始數(shù)據(jù)，所以本發(fā)明不會(huì)對(duì)系統(tǒng)的ber性能造成影響。附圖說明圖1是本發(fā)明提供優(yōu)選實(shí)施例gfdm系統(tǒng)發(fā)送端模型圖2基于預(yù)編碼矩陣的papr抑制算法模型圖3不同papr抑制算法的性能比較圖4高斯信道中不同算法的ber性能比較圖5k＝128不同算法的發(fā)送端復(fù)雜度圖6k＝128，i＝16不同算法的接收端復(fù)雜度比較具體實(shí)施方式下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、詳細(xì)地描述。所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明的一部分實(shí)施例。本發(fā)明解決上述技術(shù)問題的技術(shù)方案是：gfdm多載波系統(tǒng)發(fā)送端基本模型如圖1所示。二進(jìn)制序列b通過qam調(diào)制完成相應(yīng)的星座映射，得到一個(gè)由復(fù)數(shù)據(jù)符號(hào)組成的序列d＝(d0,d1,...,dn,...,dmk-1)t，經(jīng)過串并變換后形成k路包含m個(gè)符號(hào)的并行數(shù)據(jù)流dk＝{d0,k,d1,k,...,dm-1,k}t,(k＝0,1,...,k-1)，每路信號(hào)經(jīng)過采樣因子為n(n≥k，以滿足奈奎斯特準(zhǔn)則)的上采樣后，每個(gè)子載波上便具有mn個(gè)符號(hào)。然后進(jìn)入下一個(gè)關(guān)鍵步驟——濾波。gfdm系統(tǒng)最主要的優(yōu)勢(shì)之一就是可以靈活選擇濾波器的類型。每路信號(hào)用各自循環(huán)的脈沖成形濾波器進(jìn)行濾波，濾波器周期為mn，即其中g(shù)[n]表示原型濾波器。接著被各自子載波的中心頻率調(diào)制后疊加得到發(fā)送信號(hào)x[n]，為了緩解符號(hào)間干擾(isi)，在每個(gè)gfdm信號(hào)前加上循環(huán)前綴(cp)，最后將信號(hào)送入無線信道進(jìn)行傳輸。發(fā)送信號(hào)x[n]可以表示為：令gm,k表示原型濾波器g[n]脈沖響應(yīng)時(shí)移和頻移后的版本。等式(1)可以變型為：令n＝k，那么發(fā)送信號(hào)可以用線性矩陣表示為：x＝ad(3)若令gm,k＝(gm,k[n])t，等式(3)中的a可以表示為：a＝[g0,0,...,g0,n-1,g0,1,...,gm-1,n-1](4)假設(shè)信道脈沖響應(yīng)h等于或小于循環(huán)前綴cp的長(zhǎng)度，同時(shí)接收端已知信道狀態(tài)信息且系統(tǒng)完美同步，當(dāng)移去循環(huán)前綴后，由接收信號(hào)時(shí)域采樣矢量y可以寫成：y＝hx+n(5)其中h大小為mn×mn的循環(huán)信道矩陣，其第一列為[ht0t]t。如果在agwn信道中，h＝i，且不需要循環(huán)前綴。接收信號(hào)y經(jīng)過頻域均衡(fde)對(duì)信道失真進(jìn)行補(bǔ)償?shù)玫剑簽榱讼蛞种朴捎谠谳d波間的非正交引起的載波間干擾(ici)，通常利用匹配濾波接收機(jī)(mf)、迫零接收機(jī)(zf)、最小均方誤差接收機(jī)(mmse)等三種線性gfdm接收機(jī)重建gfdm系統(tǒng)發(fā)送數(shù)據(jù)，于是分別有：mf接收機(jī)是保證在某一特定的時(shí)刻的輸出信噪比(snr)最大的線性接收機(jī)。若是ofdm系統(tǒng)，bmf＝ah可以將循環(huán)信道矩陣h對(duì)角化這是因?yàn)槭菍?duì)角矩陣，可以在沒有ici的前提下分開各子載波信道，但是在gfdm系統(tǒng)中，mf接收機(jī)卻不能完全消除ici，所以另一種線性接收機(jī)即——zf接收機(jī)被提出。然而由于本身具有較大的值，所以當(dāng)它和y相乘時(shí)，會(huì)導(dǎo)致噪聲放大，這是zf接收機(jī)潛在且固有的特征，噪聲放大會(huì)降低各自并行高斯信道的有效信道增益，在多徑信道中尤為明顯，但是這個(gè)不足之處，可以通過mmse接收機(jī)得到解決。其中，bmf，bzf，bmmse分別為mf、zf、mmse解調(diào)矩陣。基于預(yù)編碼矩陣的papr抑制算法最早提出時(shí)用來降低ofdm系統(tǒng)的papr[14]，由于在gfdm信號(hào)的產(chǎn)生原理不同于ofdm，其初始信號(hào)是跨時(shí)域和頻域傳播的二維數(shù)據(jù)塊，所以該算法不能直接套用在gfdm中，本文對(duì)預(yù)編碼矩陣變換法進(jìn)行改進(jìn)，使其適用于gfdm系統(tǒng)。為此，本章首先分析gfdm信號(hào)的歸一化瞬時(shí)功率，得到：令為復(fù)數(shù)據(jù)符號(hào)平移后的版本，那么其自相關(guān)函數(shù)為：式中，rm(k1,k2)——同一時(shí)隙不同載波間符號(hào)的自相關(guān)函數(shù)將等式(11)代入等式(10)得到：從上式中可以看出，gfdm信號(hào)的瞬時(shí)歸一化功率與濾波器的歸一化功率以及同一時(shí)隙不同載波間信號(hào)的相關(guān)性有關(guān)。而papr為信號(hào)最大功率與平均功率的比值，所以要降低系統(tǒng)的papr可以從兩方面入手，一是降低濾波器的歸一化功率，二是如脈沖成形濾波器的歸一化功率一定，則可以考慮通過特殊的線性變換矩陣，破壞初始輸入數(shù)據(jù)之間的相關(guān)性，使信號(hào)的瞬時(shí)功率變小，從而使papr降低。接下來，本文對(duì)預(yù)編碼矩陣變換法進(jìn)行改進(jìn)，使其適用于gfdm。假設(shè)變換矩陣為p＝{pij}k×k，令xm＝{xm(k)}1×k，數(shù)據(jù)塊xm經(jīng)過線性變換矩陣p處理后得到其中這里pi為矩陣p的第i行矢量。此時(shí)x′m(k)的自相關(guān)函數(shù)為：其中，rp(i)為pi的自相關(guān)函數(shù)。由等式(15)可以得出結(jié)論：預(yù)編碼矩陣變換后的信號(hào)相關(guān)性由預(yù)編碼矩陣行與行間元素的相關(guān)性決定，因此選擇合適的預(yù)編碼矩陣對(duì)初始符號(hào)進(jìn)行處理，通過向初始符號(hào)間引入正交性來有效降低系統(tǒng)的峰均值功率比。這樣的預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個(gè)基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素pi,j的模值為1。根據(jù)上述分析，本節(jié)基于預(yù)編碼矩陣的papr抑制算法(precoding-gfdm)，其數(shù)學(xué)模型如圖2所示。在該precoding-gfdm系統(tǒng)中，qam調(diào)制后的復(fù)數(shù)據(jù)符號(hào)序列d＝{dn}mk×1在m個(gè)時(shí)隙中和k個(gè)載波上傳播，所以有n＝mk+k。然后經(jīng)過預(yù)編碼矩陣變換，即每個(gè)dm左乘以一個(gè)k×k的預(yù)編碼矩陣p得到：其中dm＝{dm,0,...,dm,k,...,dm,k-1}t表示在第m個(gè)時(shí)隙傳播的包含k個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)信號(hào)矢量。接著將得到的新的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行g(shù)fdm調(diào)制，記調(diào)制矩陣為a，得到gfdm發(fā)送信號(hào)為：為了設(shè)計(jì)適合的預(yù)編碼矩陣，根據(jù)第3節(jié)分析知道，預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個(gè)基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素的模值為1。目前滿足上述條件且效果比較好的預(yù)編碼矩陣有三種，分別是離散傅里葉變換矩陣(dft)[15]、哈達(dá)碼變換矩陣(wht)[16]及離散hartley變換矩陣(dht)[17]，由此可以得到三種基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號(hào)papr抑制方案。這三種預(yù)編碼的矩陣構(gòu)造如下：(1)離散傅里葉變換預(yù)編碼矩陣方案(dft-precoding)根據(jù)dft變換性質(zhì)，dft矩陣定義為m,n＝0,1,...,k-1，改寫成矩陣形式為：(2)哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣方案(wft-precoding)根據(jù)wft變換性質(zhì)，wft矩陣是元素只含有-1和+1的正交矩陣，它是由循環(huán)定義產(chǎn)生的，具體構(gòu)造如下：m1＝[1],......要成功構(gòu)造哈達(dá)碼矩陣，k的大小要求必須滿足：k、k/12或k/20的值必須為2的冪。(3)離散hartley變換預(yù)編碼矩陣方案(dht-precoding)離散hartley變換是一種基于實(shí)數(shù)域的類似傅里葉變換的線性映射h:xn→hn，其中xn和hn都表示實(shí)數(shù)集。那么k點(diǎn)的離散hartley變換可以表示為：令由此推出離散hartley變換矩陣h＝{hm,n}k×k中的元素為：根據(jù)三角函數(shù)輔助角公式，等式(21)可以改寫成：再由歐拉公式，可以得到：而且易見，所以hm,n的模值為1。在接收端，移去cp后經(jīng)過頻域均衡得到：其中wmn表示傅里葉矩陣，h表示信道，n表示高斯白噪聲。假設(shè)采用zf接收機(jī)對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理，即bzf＝(aah)-1ah，解調(diào)之后得到的預(yù)編碼符號(hào)矢量為：其中為等效噪聲。最后通過等式(26)回復(fù)原始數(shù)據(jù)。在多載波系統(tǒng)中，常用復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)來衡量系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。設(shè)原始的gfdm發(fā)送端實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度為ω，接下來本小節(jié)對(duì)不同papr抑制算法對(duì)系統(tǒng)計(jì)算成本的影響一一進(jìn)行分析。在發(fā)送端，clipping是直接對(duì)gfdm信號(hào)峰值進(jìn)行截取，沒有增加格外的運(yùn)算量；pct算法將gfdm信號(hào)矢量的元素放入依次一個(gè)多項(xiàng)式壓縮器中，如果壓縮指令為p，那么每個(gè)元素經(jīng)歷的復(fù)數(shù)乘次數(shù)為(p+1)2/8，共有mk個(gè)元素；設(shè)slm算法遍歷搜尋最佳相位因子的次數(shù)為q，搜尋一次所需要的計(jì)算量為ω+mk；pts算法搜尋一次最佳相位因子的所需要的復(fù)數(shù)乘和slm算法一樣，設(shè)其分組數(shù)為v，可供選擇的相位旋轉(zhuǎn)因子數(shù)r，可知pts搜尋最佳相位旋轉(zhuǎn)因子的次數(shù)為vrv；dft-precoding、dht-precoding和wht-precoding一樣，都是分別將每個(gè)時(shí)隙的傳播的數(shù)據(jù)進(jìn)行矩陣變換，一次變換進(jìn)行k2次復(fù)數(shù)乘，所以增加的計(jì)算量為mk2。但是值得注意的是dft-precoding，可以利用fft降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，使增加的計(jì)算量變?yōu)閙klog2k。由等式(23)可知，dht矩陣變換相當(dāng)于一次fft和一次ifft后得到的信號(hào)序列再乘以復(fù)數(shù)1+j，所以增加的計(jì)算量為2mklog2k+mk。在接收端假設(shè)已知所有的邊帶信息且采用mf/zf接收機(jī)。clipping和pct都是使用的迭代接收機(jī)，設(shè)迭代次數(shù)為i，總結(jié)不同papr抑制算法的復(fù)雜度，得到表4.1。從表1中可以看出，在發(fā)送端，顯而易見clipping的復(fù)雜度最低。接下來比較pct和dft-precoding的復(fù)雜度。由于pct的計(jì)算量和p有關(guān)，若令k＝128，那么當(dāng)p>8時(shí)，pct的復(fù)雜度大于dft-precoding。slm的復(fù)雜度受搜尋次數(shù)q的影響，當(dāng)q值較小時(shí)，其復(fù)雜度小于wht-precoding，pts的復(fù)雜度隨分組數(shù)呈指數(shù)型增長(zhǎng)在接收端，若時(shí)隙數(shù)m和載波數(shù)k保持不變，clipping和pct使用迭代的接收機(jī)對(duì)非線性失真進(jìn)行補(bǔ)償，使得接收端運(yùn)算量大量增加。當(dāng)?shù)螖?shù)i一定，pct的復(fù)雜度大于clipping。假設(shè)接收端已知slm的最佳相位因子，那么slm反而成為所有算法中接收端復(fù)雜度最低的，其次是dft-precoding，再其次是dht-precoding，最后是wht-precoding。表1算法發(fā)送端復(fù)雜度ct接收端復(fù)雜度crclippingωi(2ω+km/2)pctω+km(p+1)2/8i[km(p+1)2/8+2ω+km/4]slmq(ω+km)ω+mkptsvrv(ω+mk)ω+mkdft-precodingω+mklog2kω+mklog2kdht-precodingω+2mklog2k+mkω+2mklog2k+mkwht-precodingω+mk2ω+mk2綜上所述，通過對(duì)不同算法的papr性能、ber性能以及實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度進(jìn)行分析和比較，本文可以得出結(jié)論，上述所有的算法都能不同程度降低系統(tǒng)papr，其中clipping和pct的效果最好，但是在接收端，如果迭代次數(shù)比較少，會(huì)嚴(yán)重影響ber性能，迭代次數(shù)多又會(huì)大大增加接收端的復(fù)雜度。slm和預(yù)編碼算法都不會(huì)增加ber，但slm實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度卻最高且papr抑制效果一般。預(yù)編碼算法中以dft-precoding的效果最佳，以引入少量的計(jì)算成本為代價(jià)，大大降低了系統(tǒng)的papr且不會(huì)引起信號(hào)的畸變。以上這些實(shí)施例應(yīng)理解為僅用于說明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。在閱讀了本發(fā)明的記載的內(nèi)容之后，技術(shù)人員可以對(duì)本發(fā)明作各種改動(dòng)或修改，這些等效變化和修飾同樣落入本發(fā)明權(quán)利要求所限定的范圍。當(dāng)前第1頁12