專利名稱：：基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的ofdm信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及信號(hào)處理技術(shù)，具體地說(shuō)是一種基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值SURE去噪的正交頻分復(fù)用OFDM信道估計(jì)方法，該方法可用于各種多徑信道環(huán)境下的信道估計(jì)技術(shù)中。技術(shù)背景進(jìn)入21世紀(jì)以來(lái)，無(wú)線通信技術(shù)正在以前所未有的速度向前發(fā)展。為了支持更高的信息傳輸速率和更高的用戶移動(dòng)速度，在下一代的無(wú)線通信中必須采用頻譜效率更高，抗多徑干擾能力更強(qiáng)的新型傳輸技術(shù)。在當(dāng)前能提供高速率傳輸?shù)母鞣N無(wú)線解決方案中，以正交頻分復(fù)用OFDM為代表的多載波調(diào)制技術(shù)是最有前途的方案之一。而且OFDM技術(shù)已經(jīng)成功地應(yīng)用于非對(duì)稱數(shù)字用戶線、數(shù)字音頻廣播、高清晰度電視、無(wú)線局域網(wǎng)等系統(tǒng)中。為了獲得較好的性能，OFDM系統(tǒng)一般采用相干檢測(cè)技術(shù)，在基于相干檢測(cè)的OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)性能的好壞直接關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)性能的優(yōu)劣，所以O(shè)FDM信道估計(jì)技術(shù)成為OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一。目前OFDM信道估計(jì)方法，從大的角度可以分為盲估計(jì)和非盲估計(jì)方法。在基于OFDM的新一代無(wú)線通信系統(tǒng)中，由于傳輸速率較高，并且需要使用相干檢測(cè)技術(shù)獲得較好的性能，因此通常使用非盲估計(jì)方法來(lái)獲得較好的估計(jì)效果，這樣可以更好地跟蹤無(wú)線信道的變化從而提高接收機(jī)性能。非盲估計(jì)方法可分為面向判決(全導(dǎo)頻)方法和導(dǎo)頻輔助調(diào)制(離散導(dǎo)頻)方法。按實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)則，OFDM信道估計(jì)方法可以分為最小均方誤差MMSE方法，最小二乘LS方法和最大似然估計(jì)MLE方法等，其中MLE和LS兩種方法是等效的。按照濾波器實(shí)現(xiàn)及其結(jié)構(gòu)，OFDM信道估計(jì)方法又可以分為二維濾波和兩個(gè)一維系統(tǒng)級(jí)聯(lián)濾波方法。從理論分析和實(shí)現(xiàn)的效果來(lái)看，采用基于MMSE準(zhǔn)則的信道估計(jì)器可以取得較好的效果，但是由于基于MMSE的信道估計(jì)器需要知道信道的統(tǒng)計(jì)特性，而在實(shí)際系統(tǒng)中我們不能或者很難得到這些統(tǒng)計(jì)特性，而且實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度高，不能直接用于實(shí)際系統(tǒng)中。采用LS準(zhǔn)則的估計(jì)器不需要知道信道的統(tǒng)計(jì)特性，實(shí)現(xiàn)也較為簡(jiǎn)單，但是其易受噪聲的影響，估計(jì)效果較差，尤其是在低信噪比時(shí)性能更是如此。根據(jù)這兩種典型估計(jì)方法的優(yōu)缺點(diǎn)，很多文獻(xiàn)提出了相關(guān)的改進(jìn)方法。針對(duì)MMSE高復(fù)雜度的缺點(diǎn)，瑞典的O.Edfors在IEEETrans.OnCommunications,1998,46(7):931-939《OFDMchannelestimationbysingularvaluedecomposition))提出了基于奇異值分解的方法，使得實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度有了一定的降低，但是該方法要預(yù)知信道的統(tǒng)計(jì)特性，所以不適于實(shí)際系統(tǒng)。因此，有很多文獻(xiàn)針對(duì)實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單的LS估計(jì)方法提出了改進(jìn)方案，即將LS估計(jì)的結(jié)果通過(guò)逆離散傅立葉變換將頻域序列變換到時(shí)域進(jìn)行去噪處理，再通過(guò)離散傅立葉變換反變換到頻域，從而消除噪聲的影響。荷蘭的Jan-JaapvandeBeek在IEEEVTC，1995,Chicago'USA'1995,2:815-819《OnchannelestimationinOFDMsystems》提出了在時(shí)域選擇能量較大徑的主徑選擇MST方法，除去那些只含有噪聲的徑，該方法在一定程度上可以減小噪聲的影響，但是易受定時(shí)誤差和信道狀況的影響。韓國(guó)的Yeon-SuKang在IEEEVTC-2006spring,Melbo畫(huà)e，Vic,2006:2592—2596.《OFDMchannelestimationwithtimingoffsetforsatelliteplusterrestrialmultipathchannels》提出了一禾中基于門限判決的去噪方法，根據(jù)本文中提出的方法選定噪聲門限，將小于噪聲門限的估計(jì)值視為噪聲去除，從而減小噪聲干擾，但是該方法性能的優(yōu)劣取決于門限的選擇，門限選擇過(guò)大可能導(dǎo)致丟失有用信息，估計(jì)性能急劇惡化。從上面的分析可以看出，目前尚沒(méi)有一種可以有效地抑制噪聲的OFDM信道估計(jì)方法。發(fā)明的內(nèi)容本發(fā)明的目的在于針對(duì)上述OFDM信道估計(jì)方法的不足，提出了一種基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的OFDM信道估計(jì)方法，從而有效地解決了LS方法易受噪聲影響的問(wèn)題，同時(shí)該方法不需要知道信道的任何先驗(yàn)信息，也不受定時(shí)誤差和信道環(huán)境的影響。本發(fā)明的技術(shù)方案是本發(fā)明基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的OFDM信道估計(jì)方法的具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下(1)、按照基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)的LS信道估計(jì)方法，求得含噪聲的信道頻域響應(yīng)。(2)、對(duì)求得的信道頻域響應(yīng)做逆離散傅立葉變換，得到含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)。(3)、用基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的方法，對(duì)含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)。(4)、對(duì)去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應(yīng)，利用去噪后的頻域響應(yīng)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。上述的信道估計(jì)方法，所說(shuō)的按照基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)的LS信道估計(jì)方法，求得信道的頻域響應(yīng)，其具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下-(1)、在基帶OFDM系統(tǒng)的發(fā)送端插入導(dǎo)頻序列，經(jīng)過(guò)星座映射、快速傅立葉反變換IFFT，并添加循環(huán)前綴后傳送到發(fā)送端進(jìn)行發(fā)送。(2)、在發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過(guò)多徑無(wú)線信道的衰落和高斯白噪聲的干擾后到達(dá)接收端。(3)、在接收端對(duì)接收信號(hào)去除循環(huán)前綴，做快速傅立葉變換FFT和星座逆映射，再提取導(dǎo)頻序列。(4)、根據(jù)LS估計(jì)原理，利用在發(fā)送端插入的導(dǎo)頻序列和在接收端提取的導(dǎo)頻序列，求得信道的頻域響應(yīng)。上述的信道估計(jì)方法，所說(shuō)的利用基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪方法，對(duì)離散小波系數(shù)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)，其具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下:(1)、對(duì)含噪聲的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)做離散小波變換，得到含噪信號(hào)的小波系數(shù)。(2)、選擇閾值判決函數(shù)，并根據(jù)無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的原理，求每一個(gè)小波分解層上的閾值。(3)、按照選定的閾值判決函數(shù)和求得的每一個(gè)小波分解層上的閾值，對(duì)所有小波分解層上的小波系數(shù)進(jìn)行判決處理，就得到去噪后的小波系數(shù)。(4)、對(duì)經(jīng)過(guò)去噪后的小波系數(shù)做逆離散小波變換，得到去噪后的信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的主要優(yōu)點(diǎn)是1、本發(fā)明不需要信道的相關(guān)特性以及延時(shí)等先驗(yàn)信息，就可以達(dá)到較好的估計(jì)性能。2、本發(fā)明不受定時(shí)誤差的影響。由于基于小波的無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪方法，不需要用傳統(tǒng)的延時(shí)估計(jì)方法確定信道響應(yīng)的有效徑數(shù)，所以對(duì)定時(shí)誤差不敏感。仿真結(jié)果表明該方法在離散多徑數(shù)較多時(shí)會(huì)表現(xiàn)出更優(yōu)越的性能。3、由于該發(fā)明所用到的去噪方法是一種根據(jù)實(shí)時(shí)信號(hào)自適應(yīng)改變判決閾值的方法，所以該方法有較強(qiáng)的穩(wěn)健性。圖l是本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)流程2是本發(fā)明基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)LS信道估計(jì)方法流程圖圖3是本發(fā)明中基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的流程圖圖4是在萊斯信道環(huán)境下本發(fā)明與所提的2種信道估計(jì)方法的均方誤差MSE性能比較5是在萊斯信道環(huán)境下本發(fā)明與所提的3種信道估計(jì)方法的誤比特BER性能比較6是在瑞利信道環(huán)境下本發(fā)明與所提的3種信道估計(jì)方法的誤比特BER性能比較圖具體實(shí)施方式參照?qǐng)Dl，它是本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)流程圖，從圖中可以看出本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下(1)、根據(jù)OFDM系統(tǒng)的基本原理，用LS估計(jì)方法估計(jì)含噪聲的信道頻域響應(yīng)/f(Q，其中By^iV,/k是子載波序號(hào)，iV是子載波總數(shù)。(2)、對(duì)得到的信道頻域響應(yīng)HW，做iV點(diǎn)逆離散傅立葉變換，就得到含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)/z("),1S"S7V，=/DFr(//(6))(3)、對(duì)信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)A(")做離散小波變換，得到小波系數(shù)，由所有的小波系數(shù)組成小波系數(shù)矩陣^0，A,是第y層的第A個(gè)小波系數(shù)，其中1S^J,1S"&，J是小波分解的最大分解層數(shù)，^是第/層小波系數(shù)的個(gè)數(shù)。按照無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的方法對(duì)離散小波系數(shù)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的小波系數(shù)^t。將U故逆離散小波變換，就可以得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)4^。(4)、最后對(duì)信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)做離散傅立葉變換，可以得到去噪后的信道頻域響應(yīng)F^W，利用去噪后的頻域響應(yīng)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。參照?qǐng)D2，它是本發(fā)明中基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)LS信道估計(jì)方法流程圖，結(jié)合其實(shí)現(xiàn)步驟(1)、在數(shù)據(jù)流中插入導(dǎo)頻序列，即將A^個(gè)導(dǎo)頻^W均勻地插入數(shù)據(jù)子載波中，為了實(shí)現(xiàn)方便，在此導(dǎo)頻取固定值為1+/。然后進(jìn)行星座映射和快速傅立葉反變換，再加入長(zhǎng)度大于信道最大時(shí)延的循環(huán)前綴CP，以消除載波間.干擾，得到發(fā)送信號(hào)、W并發(fā)送至無(wú)線信道。(2)、發(fā)送信號(hào)、(")經(jīng)過(guò)多徑的無(wú)線信道衰落和高斯白噪聲干擾后，到達(dá)接收端，接收信號(hào);^)可以表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>式中，②表示離散巻積，w(")是高斯白噪聲,h(n)是信道沖擊響應(yīng)，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(2)其中，丄是信道時(shí)域響應(yīng)的離散徑數(shù)，/^是第/徑的復(fù)沖擊響應(yīng)，^是第/徑的多普勒頻移，義和r分別是延時(shí)指數(shù)和采樣周期，r,是第/徑由采樣周期歸一化的延時(shí)。(3)、在接收端對(duì)接收信號(hào)y(")去除循環(huán)前綴，做快速傅立葉變換，然后進(jìn)行星座逆映射，提取導(dǎo)頻序列i;(Q，水<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>其中，i;w為接收端解調(diào)得到的第A個(gè)子載波上的星座符號(hào),H(k)為第k子載波的信道頻域響應(yīng)，r("為頻域上均值為o，方差為《的高斯白噪聲。(4)、根據(jù)LS估計(jì)的原理，按照下式得到信道的頻域響應(yīng)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>參照?qǐng)D3，它是本發(fā)明中基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的流程圖，結(jié)合其實(shí)現(xiàn)的具體步驟(1)、把含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)4^做J層離散小波變換，得到小波系數(shù)矩陣a，將每一層的小波變換后的小波系數(shù)按照絕對(duì)值由小到大J"乂的順序排列得到&=[Oy，2,...，^.]，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(2)、選擇閾值函數(shù)并按照無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的原理在每個(gè)小波分解層上求該層的閾值。在此選擇美國(guó)的Gao.HY.在Comput.Graph.Statist,1998,7(4):469-488.《Waveletshrinkagedenoisingusingthenon-negativegarrote.J》中提出的Gao閾值判決函數(shù)。利用無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)估計(jì)理論，在每個(gè)小波分解層上，求出應(yīng)用Gao閾值函數(shù)所對(duì)應(yīng)的二階風(fēng)險(xiǎn)的無(wú)偏估計(jì)ic^,A)，然后選擇使該無(wú)偏估計(jì)最小的閾值作為最佳的閾值。求二階風(fēng)險(xiǎn)的無(wú)偏估計(jì)f(7")，其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>求使得^最小的小波系數(shù)A=arg傘{。.,4}，再通過(guò)，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>可以求得第y層的最佳閾值7,。式中是第j'層小波系數(shù)A的噪聲強(qiáng)度，且<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(3)、根據(jù)每一層的閾值;;,和選定的閾值判決函數(shù)即，Gao閾值函數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>對(duì)第J層的小波系數(shù)《^按照上式(9)進(jìn)行判決處理，得到第J層去噪后的小波系數(shù)。對(duì)所有層的小波系數(shù)處理完畢后，即可得到去噪后的小波系數(shù)(,。(4)、最后對(duì)處理后的小波系數(shù)做逆離散小波變換，就得到去噪后的信道沖擊響應(yīng)t。以下對(duì)本發(fā)明的技術(shù)效果做進(jìn)一步詳細(xì)描述。假定采用如下的系統(tǒng)參數(shù)OFDM基帶系統(tǒng)帶寬為2.5M，4倍過(guò)采樣，采樣頻率為IOM。數(shù)據(jù)采用16QAM調(diào)制，子載波數(shù)W為1024，根據(jù)仿真的環(huán)境選擇循環(huán)前綴長(zhǎng)度A^為64，采用基于梳狀導(dǎo)頻模式，128個(gè)導(dǎo)頻子載波均勻分布在數(shù)據(jù)子載波中。信道采用GSM推薦05.05標(biāo)準(zhǔn)信道模型，參數(shù)見(jiàn)表1。多普勒頻移為10Hz。在MST方法的仿真中，選取丄_為循環(huán)前綴長(zhǎng)度。在對(duì)本文提出的方法進(jìn)行仿真時(shí)，選擇'dbl'小波，最大分解層數(shù)為5。表1信道模型<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>圖4到圖6給出了仿真的結(jié)果。其中圖4是在萊斯信道環(huán)境下，LS估計(jì)方法、MST估計(jì)方法和本文提出方法的最小均方誤差MSE性能比較圖。可以看出，在達(dá)到同樣均方誤差性能的情況下，本發(fā)明的方法較傳統(tǒng)的LS估計(jì)方法性能提高了4-6dB，較MST方法性能也提高了2-4dB。進(jìn)一步證明了本發(fā)明采用基于最小化MSE的無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪方法較傳統(tǒng)方法性能有很大改善。圖5是在萊斯信道下，LS估計(jì)方法、MST估計(jì)方法、本發(fā)明提出的方法和理想估計(jì)方法的誤比特BER性能的比較圖，正如前面的理論分析，MST方法由于去除了部分噪聲的影響，性能略優(yōu)于LS估計(jì)方法，而本發(fā)明的方法性能較LS和MST方法均有所提高，在信噪比大于12dB時(shí)，該方法的性能接近于理想估計(jì)方法的性能。圖6是在瑞利信道下，LS估計(jì)方法、MST估計(jì)方法、本發(fā)明提出的方法和理想估計(jì)方法的誤比特性能的比較圖，可以看出，本發(fā)明的方法性能明顯優(yōu)于LS和MST方法。瑞利信道各徑能量比較分散，表現(xiàn)出稀疏多徑的特性，本發(fā)明利用小波閾值去噪的方法可以有效地去除各徑之間的噪聲，與萊斯信道下的性能相比較，本發(fā)明的方法在能量較分散的多徑環(huán)境下可以獲得更高的增益。權(quán)利要求1、一種基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的OFDM信道估計(jì)方法，其具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下(1)、按照基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)的LS信道估計(jì)方法，求得含噪聲的信道頻域響應(yīng)；(2)、對(duì)求得的信道頻域響應(yīng)做逆離散傅立葉變換，得到含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)；(3)、用基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的方法，對(duì)含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)；(4)、對(duì)去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應(yīng)，利用去噪后的頻域響應(yīng)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)方法，所說(shuō)的按照基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)的LS信道估計(jì)方法，求得信道的頻域響應(yīng)，其具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下-(1)、在基帶OFDM系統(tǒng)的發(fā)送端插入導(dǎo)頻序列，經(jīng)過(guò)星座映射、快速傅立葉反變換IFFT，并添加循環(huán)前綴后傳送到發(fā)送端進(jìn)行發(fā)送；(2)、在發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過(guò)多徑無(wú)線信道的衰落和高斯白噪聲的干擾后到達(dá)接收端；(3)、在接收端對(duì)接收信號(hào)去除循環(huán)前綴，做快速傅立葉變換FFT和星座逆映射，再提取導(dǎo)頻序列；(4)、根據(jù)LS估計(jì)原理，利用在發(fā)送端插入的導(dǎo)頻序列和在接收端提取的導(dǎo)頻序列，求得信道的頻域響應(yīng)。3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)方法，所說(shuō)的利用基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪方法，對(duì)離散小波系數(shù)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)，其具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下(1)、對(duì)含噪聲的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)做離散小波變換，得到含噪信號(hào)的本發(fā)明采用了極其簡(jiǎn)單的配置命令，將^各由設(shè)備需要通告的路由匯聚成匯聚路由信息，從而減少了網(wǎng)絡(luò)流量、節(jié)省了帶寬、節(jié)約了鄰接路由設(shè)備的性能消耗，且簡(jiǎn)化了操作人員的配置方法，無(wú)須操作人員去計(jì)算如何配置合理的匯聚范圍，從而節(jié)省了人力成本，提高了工作效率。此處所說(shuō)明的附圖用來(lái)提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，構(gòu)成本申請(qǐng)的一部分，本發(fā)明的示意性實(shí)施例及其"i兌明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的不當(dāng)限定。在附圖中圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的路由匯聚方法的流程圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OSPF協(xié)議指定子網(wǎng)掩碼長(zhǎng)度的路由匯聚過(guò)程的流程圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OSPF協(xié)議自動(dòng)路由匯聚過(guò)程的流程圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OSPF協(xié)議指定子網(wǎng)掩碼長(zhǎng)度的路由匯聚的舉例圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例OSPF協(xié)議自動(dòng)路由匯聚的舉例圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的路由匯聚系統(tǒng)的框圖。具體實(shí)施方式圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的路由匯聚方法的流程圖。如圖1所示，該路由匯聚方法包括以下步驟S102,配置路由匯聚命令；S104,根據(jù)路由匯聚命令，對(duì)路由器的域內(nèi)路由或外部路由進(jìn)行匯聚。全文摘要本發(fā)明公開(kāi)了一種基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪的OFDM信道估計(jì)方法，它涉及通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，其目的在于采用該方法可以在不需要信道信息的條件下有效地解決LS方法易受噪聲影響的問(wèn)題，該方法的實(shí)現(xiàn)過(guò)程為(1)按照基于導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)的LS信道估計(jì)方法，求得含噪聲的信道頻域響應(yīng)。(2)對(duì)求得的信道頻域響應(yīng)做逆離散傅立葉變換得到含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)。(3)用基于小波無(wú)偏風(fēng)險(xiǎn)閾值去噪方法對(duì)含噪聲的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)進(jìn)行去噪處理，得到去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)。(4)對(duì)去噪后的信道時(shí)域沖擊響應(yīng)做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應(yīng)，用去噪后的信道頻域響應(yīng)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。該方法可用于各種多徑信道下的OFDM信道估計(jì)技術(shù)中。文檔編號(hào)H04L25/02GK101227438SQ20081001744公開(kāi)日2008年7月23日申請(qǐng)日期2008年1月30日優(yōu)先權(quán)日2008年1月30日發(fā)明者李建東,沈若騁,雪王,程建波,薛曉潔,趙林靖申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)