專利名稱：脈沖幅度調(diào)制－脈沖位置調(diào)制的信號的健壯非相干接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種健壯(robust)的接收機方案，用于在具有非常寬的延遲擴展范圍的多徑信道上經(jīng)由超寬頻帶(UWB)無線電發(fā)送信號通信。所述方案為工作在UWB(或脈沖)無線電信道上，例如在3.1GHz和10.6GHz之間的頻帶中的系統(tǒng)和網(wǎng)絡，使得能夠構(gòu)造特別健壯的接收機。
背景技術：
無線局域網(wǎng)(WLAN)空間以及無線個人網(wǎng)絡和無線個域網(wǎng)絡(WPAN和WBAN)的短程無線技術繼續(xù)迅速地激增。類似地，有線和無線網(wǎng)絡以及鏈接各種傳感器和/或識別標簽的混合網(wǎng)絡剛剛開始以無先例的未來市場潛力部署。通常，這些傳統(tǒng)系統(tǒng)免許可地工作在窄的、但是指定的無線電頻譜帶中。為了考慮到迅速增加的用戶和器件數(shù)量而消除未來頻譜短缺的威脅、并且啟用基于無線數(shù)據(jù)傳輸以及資產(chǎn)定位和跟蹤的新應用，以超寬頻帶(UWB)無線電信道形式的附加的無線電頻譜在美國近來可用在3.1GHz-10.6GHz的范圍內(nèi)。
使用UWB無線電信道的未來的無線傳感器系統(tǒng)的發(fā)展中的一個相關方面是，在其中嚴重的多徑條件占優(yōu)勢的傳播條件中的接收機的健壯性。但是，同時，這些通信設備應當最小化它們的功率消耗，因為它們經(jīng)常由電池供電。
現(xiàn)有技術和問題說明基于超寬頻帶無線電技術(UWB-RT)的通信、識別或定位系統(tǒng)的無線設備(收發(fā)機)的設計者在延后的多達幾年的時間里，將面臨在節(jié)約成本、提供健壯的性能并且僅依賴于電池而工作的方面選擇最佳可能的設計方法的問題。因此在這樣的無線收發(fā)機中的關鍵設計標準是對于給定的傳播環(huán)境選擇調(diào)制方案和對應的接收機架構(gòu)?？梢栽谛诺理憫杏^測的相當大范圍的延遲擴展，引起有關(室內(nèi))UWB無線電信道的問題，范圍從在視線情況下的幾乎0延遲擴展到在嚴重多徑傳播情況下的多達200ns和更多的大延遲擴展。實際的接收機應當能夠處理這種大范圍的可能信道條件。
存在從其可得到接收機的架構(gòu)的兩種基本方案a)相干方案和b)非相干方案。良好設計的相干方案提供良好的性能，但是需要相當復雜的實現(xiàn)，因為它們經(jīng)常需要被設計具有自適應特征以匹配所有可能的信道條件。非相干接收機具有簡單得多、因此建立起來較不復雜的優(yōu)點；妥協(xié)的結(jié)果是非相干接收機與良好設計的相干接收機相比一般蒙受實質(zhì)(substantial)的性能損失。
因此，在本領域需要一種改進的非相干接收機方案，它獲得與例如低階的相干耙型(RAKE)接收機類似或甚至更好的性能。非相干接收機架構(gòu)應當在大范圍的多徑延遲擴展條件上提供健壯的誤差率性能，而不需響應于變化的信道延遲擴展或緩慢漂移的發(fā)射機時鐘的任何的關鍵系統(tǒng)參數(shù)的適配。
在最近的文獻中已經(jīng)一般地說明了適合于UWB無線電信道和脈沖幅度調(diào)制(PAM)和/或脈沖位置調(diào)制(PPM)信號的接收的某些相干和非相干接收機架構(gòu)。例如，在Y.Souilmi和R.Knopp的題目為“On the achievable rates ofultra-wideband PPM with non-coherent detection in multi-path environments(關于在多徑環(huán)境中具有非相干檢測的超寬頻帶PPM的可獲得速率)”的IEEE出版物中，作者描述了在多徑衰落環(huán)境中在非相干接收機情況下使用m元(m-ary)(每個PPM碼元m個時隙)的UWB系統(tǒng)的可獲得數(shù)據(jù)速率的理論結(jié)果。但是，所述文章未公開所述接收機結(jié)構(gòu)是什么，并且它也未解釋這樣的接收機如何恢復所發(fā)送的PPM信號的定時相位。所接收的信號的定時相位的知識對于在接收機的數(shù)據(jù)檢測器輸出獲得良好的誤差率性能是重要的。
在下面的學報中出版的文章解決了用于脈沖無線電的正交4元PPM和二進制偏移PM的定時恢復和抖動問題，所述脈沖無線電通常被理解為與(脈沖)UWB無線電相同the IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.20，No.9，December 2002，and entitled“The effects of timing jitter andtracking on the performance of impulse radio，”by W.M.Lovelace and J.K.Townsend(在所選擇的通信領域的IEEE(電氣和電子工程師協(xié)會)學報)2002年12月第20卷第9期，題目為“關于脈沖無線電的性能的定時抖動和跟蹤的效果”，W.M.Lovelace和J.K.Townsend。作者說明具有提前-推后門跟蹤器的相干接收機甚至對于適中的定時誤差(抖動)也很靈敏，這主要是因為由發(fā)射機發(fā)送的脈沖很窄。Lovelace和Townsend的文章假設信道響應對于接收機是已知的，或者可以精確地估計它；但是，信道估計要求復雜的信號處理。
已知的相干和非相干接收機通常基于某個自動增益控制(AGC)功能，特別是當工作在干擾環(huán)境中時。而且，需要低復雜度的非相干接收機，其能夠當在一大組UWB(或脈沖)無線電信道上接收發(fā)送信號時提供健壯的操作。
從上文可以看出，在本領域中仍然需要改進的非相干接收機方案，它例如不依賴于任何信道響應估計，特別是在所述信道是UWB(或脈沖)無線電信道的情況下。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一種健壯的方案，用于在具有很寬范圍的延遲擴展的多徑信道上經(jīng)由超寬頻帶(UWB)無線電發(fā)送信號來通信。一般來說，所述方案包括一種非相干接收機結(jié)構(gòu)，它具有低復雜性和潛在地很低的功耗，同時為各種各樣的UWB多徑信道提供健壯的誤差率性能。被稱為組合PAM-PPM(脈沖幅度調(diào)制-脈沖位置調(diào)制)信號的而受到推薦的發(fā)送信號與所公開的非相干接收機方法和接收機一起的使用，可以應用在任何UWB通信、識別、傳感器或定位系統(tǒng)和網(wǎng)絡，其中，電池功耗應當被最小化，而沒有過度的系統(tǒng)性能降級。具體來說，公開了用于雙極2PPM(也簡寫為BP2PPM)信號的定時相位恢復和同步方法以及實施例，使得能夠構(gòu)造用于工作在超寬頻帶(UWB)無線電信道(例如在3.1GHz和10.6GHz之間的頻帶)上的系統(tǒng)和網(wǎng)絡的特別健壯的接收機。
按照本發(fā)明的第一方面，提供了一種用于接收在一組脈沖無線電(UWB)信道上的發(fā)送信號TS以檢測數(shù)據(jù)的方法，每個信道包括一組多徑分量，每個多徑分量影響產(chǎn)生的誤比特率(BER)。所述方法包括步驟i)經(jīng)由第一接收信號路徑(也簡寫為FRSP)來接收發(fā)送信號TS，ii)在積分時間TI期間積分第一接收信號路徑的輸出以獲得積分器信號IS，以及iii)進一步處理積分器信號IS，以檢測(所發(fā)送的)數(shù)據(jù)。積分時間TI被選擇使得影響誤比特率(BER)。
所述積分的步驟還可以包括步驟確定加權(quán)函數(shù)w(t)；將第一接收信號路徑的輸出乘以所確定加權(quán)函數(shù)w(t)以獲得乘積信號PS；并且在所確定的積分時間TI期間積分所述乘積信號PS，以獲得加權(quán)的積分器信號wIS。所述加權(quán)的積分器信號wIS可以隨后用于進一步處理和檢測數(shù)據(jù)。所述加權(quán)函數(shù)w(t)的確定可以包括選擇加權(quán)函數(shù)w(t)，例如形成預先存儲的加權(quán)函數(shù)數(shù)據(jù)的表，或者可以包括根據(jù)信道測量的結(jié)果對加權(quán)函數(shù)w(t)的調(diào)整。通過使用適當?shù)募訖?quán)信號來加權(quán)第一接收機路徑的輸出信號，可以進一步降低誤比特率(BER)，并且可以提高接收機的靈敏度。
而且，所述處理的步驟還可以包括步驟采樣積分信號IS以獲得采樣的模擬信號SAS；將所述采樣的模擬信號SAS量化為信號采樣SS；使用所述信號采樣SS用于數(shù)據(jù)檢測判決；并且根據(jù)所述信號采樣SS并且使用所述數(shù)據(jù)檢測判決來控制積分器信號IS的采樣，用于定時相位估計。以一定倍數(shù)的碼元率(所述倍數(shù)依賴于調(diào)制方案)的采樣可用于執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測。相同的采樣可以用于執(zhí)行精細碼元時鐘估計(如果期望的話，也用于粗略碼元時鐘估計)、同步序列搜索和定時跟蹤。
所公開的非相干接收方案提供了在大范圍的多徑延遲擴展信道條件下的健壯誤比特率(BER)性能，而不需要響應于改變的信道延遲擴展或緩慢的漂移發(fā)射機時鐘而進行關鍵系統(tǒng)操作參數(shù)的任何適配。假定目標信道是UWB無線電信道，建議使用基于組合PAM(脈沖幅度調(diào)制)和PPM(脈沖位置調(diào)制)的調(diào)制方案；具體來說，在一個優(yōu)選實施例中，建議使用雙極2PPM(BP2PPM)信號，其中，脈沖的極性不承載任何信息，而是用于實現(xiàn)白化(whiten)的和無DC(DC＝“直流”＝0頻率)的發(fā)送頻譜。所述發(fā)送信號TS可以被選擇為組合的PAM-PPM發(fā)送信號，最好被組合為BP2PPM信號。2PPM允許每個碼元一個比特的發(fā)送。與2PPM組合的二進制PAM允許隨機地選擇脈沖的符號，因此獲得具有不包含譜線的功率譜密度的發(fā)送信號。所提出的非相干接收方法和實施例特別適用于在UWB無線電信道上接收的發(fā)送信號。
也可能使用每個雙極2PPM碼元兩個信號采樣SS，以便提供數(shù)據(jù)檢測判決的最大似然判決。這意味著每個碼元使用兩個采樣，這允許設計一種改進的數(shù)據(jù)檢測器，它用于提供低的誤比特率(BER)，同時保持使收發(fā)機架構(gòu)簡單。
按照本發(fā)明的第二方面，提供了一種接收機，用于接收在一組脈沖無線電(UWB)信道上的發(fā)送信號TS以檢測數(shù)據(jù)，每個信道包括一組多徑分量，每個多徑分量影響產(chǎn)生的誤比特率(BER)。所述接收機包括第一接收信號路徑(前面也被簡寫為FRSP)，用于接收發(fā)送信號TS；積分器，用于在積分時間TI期間積分第一接收信號路徑的輸出以獲得積分器信號IS；以及進一步處理單元，用于進一步處理積分器信號IS，以檢測數(shù)據(jù)，所述積分器的積分時間TI被選擇使得影響誤比特率(BER)。所提供的接收機是非相干接收機，并且具有優(yōu)點與相干接收機相比較，可以對于該非相干接收機省略任何信道估計。在對于積分時間TI的適當選擇的情況下，由所述積分器捕獲多數(shù)所接收的信號能量，因此，可以有效地利用由信道提供的幾乎全部多徑分集(diversity)。與相干接收機相比，對于這種非相干接收機，所恢復的碼元時鐘的定時相位估計誤差被允許顯著地更高。
在一個實施例中，所述積分器是加權(quán)積分器，其包括產(chǎn)生器，用于提供加權(quán)函數(shù)w(t)；乘法器，用于將第一接收信號路徑的輸出與加權(quán)函數(shù)w(t)相乘以獲得乘積信號PS；以及積分器，用于在積分時間TI期間積分所述乘積信號PS，以獲得加權(quán)的積分器信號wIS。使用所述加權(quán)函數(shù)w(t)來加權(quán)第一接收信號路徑的輸出信號導致降低接收機的誤比特率(BER)或提高接收機的靈敏度。
所述進一步處理單元可以包括采樣器，用于采樣加權(quán)積分器信號wIS以獲得采樣的模擬信號SAS；量化器，用于將所述采樣的模擬信號SAS量化為信號采樣SS；數(shù)據(jù)檢測器，用于數(shù)據(jù)檢測判決；以及定時單元，用于根據(jù)所述信號采樣SS和所述數(shù)據(jù)檢測判決控制所述采樣用于定時相位估計。
所述定時單元還可以包括定時采集和數(shù)據(jù)同步單元，其包括粗略碼元時鐘估計單元、精細碼元時鐘估計單元和同步序列搜索單元。將所述碼元時鐘定時相位估計步驟劃分為粗略和精細碼元時鐘估計步驟允許根據(jù)實現(xiàn)方式來降低前同步信號長度，并且改善估計質(zhì)量。
而且，所述定時單元還可以包括定時跟蹤單元，其包括提前-零-推后時間產(chǎn)生器或提前推后時間產(chǎn)生器。在本公開中，所提出的非相干接收機一般包括具有三態(tài)調(diào)整方案形式的改進的提前-推后門定時方案，以下稱為提前-零-推后(EZL)定時方案。在一些實施例中，可優(yōu)選的是，零狀態(tài)不是激活的，將其縮小到傳統(tǒng)的提前-推后方案。這個方案與有效的非相干數(shù)據(jù)檢測的組合導致UWB無線電發(fā)送系統(tǒng)，其在大范圍的信道條件(延遲擴展)上實現(xiàn)健壯的性能，即使在存在由于在發(fā)射機和接收機時基(碼元時鐘)之間的抖動和/或頻率偏移而導致的某些定時相位誤差的情況下也是如此。Lovelace和Townsend的所述文章假定信道響應對于接收機是已知的，或者可以精確地估計它；但是，信道估計要求復雜的信號處理。所提出的非相干接收機不依賴于任何信道響應估計。
優(yōu)選的是，所述定時跟蹤單元包括針對判決的采樣定時校正單元，其考慮了改善定時跟蹤算法的性能，導致更高的接收機靈敏度或相對于振蕩器頻率(發(fā)射機和/或接收機碼元時鐘)不精確的更高的容差。
所述定時單元可以包括與狀態(tài)機組合的積分器/采樣器控制單元，其允許精確控制a)被提供到所述積分器的復位信號和權(quán)重選擇信號，b)被提供到采樣器的采樣信號。
而且，所接收的發(fā)送信號TS可以被排列為一組并行運算積分器的幾個積分器處理。然后，每個積分器在預定的積分時間或可調(diào)整的積分時間期間積分它們各自的輸入信號。每個積分器還可以作為加權(quán)積分器。換句話說，由單個積分器或加權(quán)積分器從所述第一接收信號路徑獲得的信號的積分可擴展，以包括被排列為一組并行運算積分器的幾個這樣的積分器，每個積分器在預定的或可調(diào)整的積分時間期間積分它們各自的輸入信號。這樣的并行積分器排列提供了另外的優(yōu)點，例如在定時跟蹤單元中的更少需要的時間延遲(即泄露積分器的延遲元件的整數(shù)n可以被選擇是一)；可以獲得關于由針對判決的采樣時間校正單元提供的定時誤差TE的更精確的信息，由此提高定時誤差TE估計的精度；可以實現(xiàn)相對于在發(fā)射機碼元時鐘和接收機碼元時鐘之間的時鐘頻率偏移的改善的健壯性；以及更短的前同步序列可以用于獲得更快的采集時間。
可以響應于占優(yōu)勢的信道條件、特別是響應于在第一接收信號路徑的輸出測量的信道的實際功率延遲概況，使得可調(diào)整由采樣器控制單元可確定的積分時間TI。因此，如果使得持續(xù)時間TIa的延遲元件可調(diào)整，則也可以根據(jù)占優(yōu)勢的信道的功率延遲概況和/或接收機的信噪比(SNR)來改善接收機可實現(xiàn)的誤比特率(BER)。注意，所測量的信道的功率延遲概況也可以用于得到可以在加權(quán)積分器中并入的最佳加權(quán)函數(shù)w(t)。
按照本發(fā)明的第三方面，提供了一種用于經(jīng)由一組脈沖無線電(UWB)信道而發(fā)送數(shù)據(jù)的系統(tǒng)。所述系統(tǒng)包括發(fā)射機，用于發(fā)送作為組合的PAM-PPM信號的數(shù)據(jù)；以及所述接收機，用于接收和檢測所述數(shù)據(jù)。
本發(fā)明的其他優(yōu)點被列舉如下-使用被稱為組合的PAM-PPM(脈沖幅度調(diào)制-脈沖位置調(diào)制)信號的受推薦的發(fā)送信號與所公開的非相干接收機方法和裝置一起可應用到任何UWB無線電通信、識別、傳感器或定位系統(tǒng)和網(wǎng)絡，其中，應當最小化電池功耗，而沒有過度的系統(tǒng)性能降級。
-具體來說，公開了用于積分由第一接收信號路徑提供的信號和用于雙極2PPM(雙極兩時隙PPM，也簡寫為BP2PPM)信號的定時恢復和同步的方式，使得能夠構(gòu)造用于工作在寬范圍組(a broad set of)的超寬頻帶(UWB)無線電信道(例如在3.1GHz和10.6GHz之間的頻帶)上的系統(tǒng)和網(wǎng)絡的特別健壯的接收機。
-非相干聯(lián)接收機具有更簡單得多、因此建立起來較不復雜的優(yōu)點；妥協(xié)是非相干接收機與良好設計的相干接收機相比較一般遭受某些性能損失。在此公開的非相干接收機方案使得能夠減少這樣的性能損失；本公開描述了非相干接收機，該非相干接收機實現(xiàn)與低階的相干耙型(RAKE)接收機類似的性能。
-在一個優(yōu)選實施例中，在存在達到20ppm(百萬分之一)的定時相位誤差或時鐘頻率偏移的情況下，特別是在向檢測器提供每雙極2PPM碼元兩個采樣以提供(最佳)最大似然判決的情況下，接收機性能已經(jīng)表現(xiàn)為是健壯的。


下面參見下面的示意圖僅僅通過示例來詳細說明本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
圖1示出了經(jīng)由一組無線電信道來發(fā)送數(shù)據(jù)的基本情況。
圖2示出了用于接收組合的PAM-PPM信號的非相干接收機結(jié)構(gòu)的一個優(yōu)選實施例。
圖3示出了包括延遲元件、加法器和閾值檢測器的數(shù)據(jù)檢測器的方框圖。
圖4示出了定時采集和數(shù)據(jù)同步單元。
圖5示出了定時跟蹤單元的方框圖。
圖6示出了作為積分器/采樣器控制單元的一部分的狀態(tài)機的基本圖。
圖7a示出了在積分器/采樣器控制單元中包括的基本碼元采樣器控制單元。
圖7b示出了在由基本碼元采樣器控制單元提供的各種信號之間的一般關系。
圖8a示出了作為加權(quán)積分器的積分器的一個實施例。
圖8b以示例UWB無線電信道指示最佳積分時間TI也依賴于在接收機的占優(yōu)勢的信噪比(SNR)。
所述附圖被提供來僅僅用于說明性目的，并且不必然按照比例來表示本發(fā)明的實際示例。
具體實施例方式
在焦點放在對于使用脈沖無線電——它通常被認為與(脈沖的)超寬頻帶(UWB)無線電相同——的無線系統(tǒng)的應用的情況下，描述所述實施例。
圖1示出了用于經(jīng)由一組無線電信道、即一組脈沖無線電(UWB)信道3來發(fā)送數(shù)據(jù)的系統(tǒng)的基本情況。為了簡單，僅僅標出了一個無線電信道3。所述附圖一方面圖解了具有發(fā)送天線9的發(fā)射機1，另一方面圖解了具有接收天線10的非相干接收機2。所示的無線電信道3包括一組多徑分量3a、3b，其中，在非相干聯(lián)接收機2經(jīng)由一個多徑分量3a直接地接收發(fā)送信號TS，并且經(jīng)由包括在壁5上的反射的另一個多徑分量3b來接收發(fā)送信號TS。一般來說，每個無線電信道3的特征在于可以在寬范圍的時間間隔(延遲擴展)上擴展的大量多徑分量3a、3b。每個多徑分量影響在非相干聯(lián)接收機2中產(chǎn)生的誤比特率(BER)。進一步的說明更詳細地參見非相干接收機2——以下也稱為接收機2。在所述說明中使用相同的附圖標號和符號表示相同的部件等。
圖2示出了用于接收組合的PAM-PPM信號的接收機2的非相干接收機結(jié)構(gòu)。所述接收機2包括第一接收信號路徑(FRSP)10-50、第二接收信號路徑(SRSP)60-90和定時和控制單元100——也稱為定時單元100。第一接收信號路徑在信號處理鏈中包括接收天線10，它接收發(fā)送信號TS；限幅器20，它在其幅度上限制其輸出信號；低噪聲放大器(LNA)30；帶通濾波器40，它讓所接收的發(fā)送信號TS通過；以及平方器50。第二接收信號路徑包括積分器60、采樣器70、量化器(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)80和數(shù)據(jù)檢測器90。定時單元100在下述方面涉及在第二接收信號路徑中包括的部件它從這樣的部件80、90接收信號，或者向這樣的部件60、70提供信號。采樣器70、量化器80、數(shù)據(jù)檢測器90和定時單元100在此也稱為進一步處理單元99。
積分器60在積分時間TI期間積分第一接收信號路徑的輸出，以獲得積分器信號IS或加權(quán)的積分器信號wIS。這些信號在附圖中分別指示。
采樣器70采樣積分器信號IS或加權(quán)的積分器信號wIS，以提供采樣的模擬信號SAS。量化器80量化所采樣的模擬信號SAS，以獲得信號采樣SS，它們?nèi)缓笥蓴?shù)據(jù)檢測器90用于數(shù)據(jù)檢測判決。
定時和控制單元100包括定時采集和數(shù)據(jù)同步單元200、定時跟蹤單元300和積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400，所述積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400包括狀態(tài)機的功能。定時采集和數(shù)據(jù)同步單元200也被稱為采集和同步單元200。一般來說，定時單元100根據(jù)信號采樣SS和數(shù)據(jù)檢測判決來控制采樣，以獲得定時相位估計。定時單元100輸出“復位”和“權(quán)重選擇”信號，它們都用于控制積分器60，并且定時單元100還輸出“采樣”信號，所述信號被采樣器70用于精確地采樣積分信號IS或加權(quán)積分信號wIS。
定時和控制單元100向第二接收信號路徑(SRSP)提供所述“復位”信號、所述“采樣”信號和所述“權(quán)重選擇”信號。優(yōu)選的是，在接收周期的開始、例如在接收新的數(shù)據(jù)分組之前發(fā)出所述“權(quán)重選擇”信號；但是，一般來說，可以在所述接收機處理某個發(fā)送信號TS時激活所述“權(quán)重選擇”信號。當所述“復位”信號改變狀態(tài)(例如從某個低(0)幅度值改變?yōu)楦叻戎?時，積分器60的輸出被設置為0。從積分器60的輸出被設置為0的瞬間開始，定時單元100向采樣器70提供在積分時間TI后的“采樣”信號，采樣器70產(chǎn)生新的采樣的模擬信號SAS。在一個優(yōu)選實施例中，在每個碼元間隔TS中產(chǎn)生兩個這樣的采樣。圖7b示出了在由定時和控制單元100提供的信號之間的一般關系的進一步的細節(jié)。在圖7b中還示出了接收機的恢復碼元時鐘(RSC)信號，它在前同步和同步序列接收期間被定時采集和數(shù)據(jù)同步單元200控制，并且在數(shù)據(jù)信號接收期間進一步被定時跟蹤單元300控制。定時和控制單元100還提供多個用戶數(shù)據(jù)估計 所述多個用戶數(shù)據(jù)估計 由數(shù)據(jù)檢測器90經(jīng)由積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400提供。
圖3示出了數(shù)據(jù)檢測器90的方框圖，數(shù)據(jù)檢測器90在此包括延遲元件91、加法器92和閾值檢測器93。數(shù)據(jù)檢測器90從量化器80接收信號采樣SS，并且將它們饋送到加法器92和延遲元件91。加法器92從信號采樣SS減去由延遲元件91提供的輸出，并且向閾值檢測器93提供在其輸出可獲得的結(jié)果，以產(chǎn)生數(shù)據(jù)估計 因此，閾值檢測器93根據(jù)在同一接收碼元間隔期間產(chǎn)生的第一和第二信號采樣SS之間的差來提供數(shù)據(jù)估計。在一個優(yōu)選實施例中，所發(fā)送和如此接收的碼元是雙極2PPM(BP2PPM)碼元。
圖4示出了定時采集和數(shù)據(jù)同步單元200，其包括粗略碼元時鐘估計單元210，它也稱為粗略采樣時間估計單元210；精細碼元時鐘估計單元220，它也被稱為精細采樣時間估計單元220；同步序列搜索單元230，它也被稱為同步搜索單元230；以及同步序列(存儲)單元240。
在定時采集和數(shù)據(jù)同步單元200內(nèi)，由量化器80提供的信號采樣SS被饋送到粗略碼元時鐘估計單元210和精細碼元時鐘估計單元220，在此，它們用于與信號檢測閾值γc相結(jié)合而產(chǎn)生恢復碼元時鐘RSC。由粗略碼元時鐘估計單元210使用的時鐘恢復機制可以基于在本領域內(nèi)公知的任何適當算法。精細碼元時鐘估計單元220最好使用提前-零-推后(EZL)采樣時間產(chǎn)生器310。
同步搜索單元230包括同步序列檢測器，它可以是軟檢測器或硬檢測器。軟檢測器相加在采樣時的幅度；當所得的和超過一定閾值時，則假定所述同步序列找到。這種方法的困難在于得到最佳(自適應)閾值，它依賴于所接收信號的幅度，因此要求估計信噪比(SNR)。
在一個優(yōu)選實施例中，根據(jù)有關碼元(symbol-wise)的檢測方法來使用用于所述同步序列搜索的硬檢測，以產(chǎn)生所得的檢測碼元序列；然后在該檢測的碼元序列中搜索由同步序列(存儲)單元240提供的確定的同步序列{Sn}。因為碼元檢測錯誤可能發(fā)生，因此一旦某個數(shù)量的碼元對應于由所述同步序列確定的碼元，則假定所述序列被找到。作為參考，所確定的同步序列被存儲在同步序列(存儲)單元240中，并且在需要時被同步序列搜索單元230再調(diào)用。這種方法在原理上與所述軟檢測方法相比較不可靠；但是，如果期望的話，可以通過延長所述同步序列而補償該缺點。這種方案相對于所述軟檢測方法的優(yōu)點是不需要自適應閾值?？梢酝ㄟ^在所檢測的同步序列中可容許的錯誤檢測的碼元的最大數(shù)量來確定同步序列所需要的長度。應當這樣設計所述同步序列使得在前的“0”數(shù)據(jù)碼元(即前同步碼元)與同步序列的任何偏移版本最小可能地相關。當檢測到同步序列時，確定用于第一數(shù)據(jù)分組碼元的采樣時刻。優(yōu)選的同步序列例如是由10個數(shù)據(jù)碼元構(gòu)成的二進制序列{Sn}＝{1，1，1，1，0，1，0，0，1，1}。當該序列的前面以“0”數(shù)據(jù)碼元領先時，所獲得的其自相關函數(shù)的左半部分為{…，3，3，3，4，5，4，3，3，2，4，4，5，10}，其中，所述整數(shù)值指示匹配的數(shù)據(jù)碼元(比特)的數(shù)量。優(yōu)選的匹配比特的所需要的最小數(shù)量是由被提供給同步搜索單元230的序列檢測閾值γS確定的8；因此，可以容許在所接收的同步序列中的兩個碼元(比特)誤差，因為如果在所述10個比特序列內(nèi)的不超過2個比特是錯誤的，則所述序列被檢測到。如果5個非匹配比特的至少三個是錯誤的或如果六個非匹配比特的4個是錯誤的，則發(fā)生錯誤警告。
圖5示出了定時跟蹤單元300的方框圖，該定時跟蹤單元300包括提前-零-推后(EZL)采樣時間產(chǎn)生器310、針對判決的采樣時間校正單元320和泄露積分器濾波器330。針對判決的采樣時間校正單元320根據(jù)由數(shù)據(jù)檢測器90提供的數(shù)據(jù)估計和由量化器80提供的采樣信號SS而在其輸出提供采樣時間誤差(下文也稱為定時誤差(TE))的估計。泄露積分器濾波器330通過泄露平均處理來確定采樣時間誤差的平滑版本，下文用SE表示。所述平滑誤差信號SE同時被饋送到持續(xù)時間nTS的延遲元件331的輸入，所述延遲元件331輸出延遲的平滑誤差信號，以下簡寫為dSE；延遲時間nTS的長度——其中n≥1是并且通常被理解為是整數(shù)值——可以對不同的接收機實施例而不同。泄露積分器濾波器330按照下述等式來計算平滑的采樣時間誤差SESE＝[(1-α)dSE+αTE]，其中，α是確定的小于1的正數(shù)。結(jié)果所得的平滑定時誤差SE被饋送到提前-推后-零時間產(chǎn)生器310——它輸出在此也被簡寫為EZL信號的提前-零-推后信號——以控制由在積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400中包含的碼元時鐘產(chǎn)生器提供的恢復碼元時鐘(RSC)信號。
圖6示出了在積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400中實現(xiàn)的狀態(tài)機的基本圖。在此附圖中，橢圓指出狀態(tài)機的特定狀態(tài)，連接箭頭定義可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)移，其中，連接箭頭被標注各自的事件，所述事件將驅(qū)動狀態(tài)機進入對應的下一個狀態(tài)。具體來說，在接收數(shù)據(jù)分組(發(fā)送信號TS)期間的期望的狀態(tài)轉(zhuǎn)移序列在時間上對應于下面的序列-開始(復位)信號驅(qū)動狀態(tài)機進入狀態(tài)“粗略碼元時鐘估計和信號檢測”，其中，它等待(“信號未找到”)在數(shù)據(jù)分組的開始發(fā)送的前同步信號，并且其中，產(chǎn)生粗略碼元時鐘估計；-在已經(jīng)發(fā)生了“信號(前同步信號)找到”后，所述狀態(tài)機進入狀態(tài)“精細碼元時鐘估計”，并且它保持在那里直到成功地恢復碼元時鐘；-事件“碼元時鐘被恢復”將狀態(tài)機轉(zhuǎn)到狀態(tài)“同步序列搜索”，其中，它保持直到已經(jīng)發(fā)生了事件“同步序列被發(fā)現(xiàn)”；-狀態(tài)機然后進入狀態(tài)“數(shù)據(jù)檢測和定時跟蹤”，并且保持在那里直到已經(jīng)接收到整個分組(“分組被接收到”)。
-在后一個事件后，狀態(tài)機再次進入開始狀態(tài)(“粗略碼元時鐘估計和信號檢測”)，等待下一個數(shù)據(jù)分組的前同步信號出現(xiàn)。
注意，所有的其他事件(“信號未被發(fā)現(xiàn)”；“信號被丟失”；“同步序列未被發(fā)現(xiàn)”；以及“分組丟失”)驅(qū)動所述狀態(tài)機進入“粗略碼元時鐘估計和信號檢測”狀態(tài)，由此使得接收機能夠搜索新信號。
圖7a示出了在積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400中包括的碼元采樣器控制單元450，它也被稱為碼元采樣器450。碼元采樣器單元450包括碼元延遲(TS)元件452和加法器單元451(或者，也可以從具有兩個邏輯信號輸入的邏輯或門獲得加法器單元451的功能，所述兩個邏輯信號輸入的形式是在碼元延遲元件452的輸出獲得的恢復碼元時鐘RSC及其延遲版本)。所述加法器的輸出定義了被饋送到積分器60的“復位”信號。所述加法器的輸出還連接到延遲元件453，提供對應于積分時間TI的持續(xù)時間。延遲元件453的輸出提供用于控制采樣器70所需要的“采樣”信號。所述采樣器的輸入或者是由積分器60提供的積分器信號IS，或者是由加權(quán)積分器60提供的加權(quán)積分信號wIS。圖7b更詳細地示出了在由碼元采樣器控制單元450提供的各種信號之間的總的關系。具體來說，圖7a圖解了從由位于積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400內(nèi)的碼元時鐘產(chǎn)生器提供的恢復碼元時鐘(RSC)信號得到“復位”信號和“采樣”信號，其中，所述碼元時鐘信號的相位可被調(diào)整為由提前-零-推后(EZL)定時相位調(diào)整方案使用。
圖7b進一步演示了在持續(xù)時間TS的每個碼元間隔內(nèi)，存在兩個“復位”信號脈沖和兩個“采樣”信號脈沖。如在所述附圖中所示，在“復位”脈沖的正跳變和在“采樣”脈沖的正跳變之間的時間差與積分時間TI相同。假定積分時間TI被選擇為小于無線電信道的多徑延遲擴展，則有可能確定最小化接收機的誤比特率(BER)的TI的數(shù)值。
在圖7a中所示的碼元采樣器控制單元450的另一個實施例中，可以響應于占優(yōu)勢的信道條件而使得持續(xù)時間ΔT(例如由發(fā)射機1根據(jù)來自接收機2的信道狀態(tài)反饋而確定)的碼元延遲元件452或者持續(xù)時間TI的延遲元件453或延遲元件452、453兩者可調(diào)。例如，如果使得持續(xù)時間TI的延遲元件453可調(diào)，則可以根據(jù)所述占優(yōu)勢的信道延遲擴展和/或接收機的信噪比(SNR)來改善接收機可達到的BER。也注意在圖7b中，選擇時間間隔ΔT以及大于無線電信道的多徑延遲擴展的時間間隔(TS-ΔT)是有利的；這些條件將有助于避免在相鄰碼元之間的碼元間干擾(ISI)，因此降低接收機可達到的BER。
圖8a示出了作為加權(quán)積分器60的積分器60的實施例。所述加權(quán)積分器60包括加權(quán)函數(shù)產(chǎn)生器620，它也被稱為產(chǎn)生器620，提供確定的加權(quán)函數(shù)w(t)。所述積分器60還包括在“積分和轉(zhuǎn)儲(integrate-and-dump)”方案下工作的加權(quán)積分器單元630和乘法器610。在操作中，乘法器610將第一接收信號路徑10-50的輸出與所確定的加權(quán)函數(shù)w(t)(在圖中被標注為權(quán)重信號wS)相乘以獲得乘積信號PS。在接收到“復位”脈沖時，加權(quán)積分器630然后在積分時間TI期間積分乘積信號PS，以獲得被提供到采樣器70的加權(quán)的積分器信號wIS。經(jīng)由由積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400提供的“復位”信號來控制積分時間TI。也由積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元400提供的“權(quán)重選擇”信號用于選擇由加權(quán)函數(shù)產(chǎn)生器620提供的權(quán)重信號wS。加權(quán)函數(shù)產(chǎn)生器620通?？梢栽诖鎯ζ髦写鎯θ舾杉訖?quán)函數(shù)w(t)。例如，為了涵蓋大范圍的可能的信道延遲概況(profile)，如由IEEE 802.15.3a信道建模組為UWB無線電信道CM1到CM4定義的，若干的代表性信道功率延遲概況(PDP)可以被存儲在存儲器中，由此，可以由加權(quán)函數(shù)產(chǎn)生器620再調(diào)用任何特定的加權(quán)函數(shù)?？梢允沟眠@樣的方案適于提供在功率延遲概況和占優(yōu)勢的功率延遲概況之間最可能的匹配。
或者，接收機2可以根據(jù)在接收機2中進行的測量(用于描述在第一接收信號路徑(FRSP)10-50的輸出測量的信道的功率延遲概況)來直接地確定加權(quán)函數(shù)w(t)。所測量的信道的功率延遲概況在多徑分量的幅度和延遲時間方面提供了有關實際信道狀態(tài)的信息；這個信息可以被用于構(gòu)造在加權(quán)積分器60中使用的最佳匹配的加權(quán)函數(shù)w(t)。將加權(quán)函數(shù)w(t)與信道的占優(yōu)勢的功率延遲概況匹配使得接收機2能夠?qū)崿F(xiàn)改善的誤比特率性能(BER)。
注意，作為加權(quán)積分器單元630的關鍵特征的積分時間TI可以是被設計用于在大范圍的信道延遲擴展上的健壯接收機操作的固定值，或者可以使得它像例如如圖8a中所示的接收機的SNR的函數(shù)那樣可調(diào)。
在圖8a中，示出可實現(xiàn)的最小誤比特率(BER)是積分時間TI和接收機的SNR兩者的函數(shù)(如由“趨勢線”所示)。在這個示例中，所述BER應用到雙極2PPM發(fā)送信號TS，在IEEE UWB無線電信道模型CM4的第五種實現(xiàn)上傳播，并且在在此公開的非相干接收機中接收它。
權(quán)利要求
1.一種用于接收在一組脈沖無線電(UWB)信道(3)上的發(fā)送信號(TS)以檢測數(shù)據(jù)的方法，每個信道包括一組多徑分量(3a，3b)，每個多徑分量影響產(chǎn)生的誤比特率(BER)，所述方法包括步驟-經(jīng)由第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)來接收發(fā)送信號(TS)；-在積分時間(TI)期間積分第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)的輸出以獲得積分器信號(IS，wIS)；以及-進一步處理積分器信號(IS，wIS)，以檢測所述數(shù)據(jù)，其中，所述積分時間(TI)被選擇使得影響所述誤比特率(BER)。
2.按照權(quán)利要求1的方法，其中，所述積分步驟還包括步驟-確定加權(quán)函數(shù)(w(t))；-將第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)的輸出乘以所述加權(quán)函數(shù)(w(t))以獲得乘積信號(PS)；并且-在所述積分時間(TI)期間積分所述乘積信號(PS)，以獲得加權(quán)的積分器信號(wIS)，所述加權(quán)的積分器信號(wIS)被進一步處理以檢測所述數(shù)據(jù)。
3.按照權(quán)利要求1或2的方法，其中，所述處理的步驟還包括步驟-采樣積分器信號(IS，wIS)以獲得采樣的模擬信號(SAS)；-將所述采樣的模擬信號(SAS)量化為信號采樣(SS)；-使用所述信號采樣(SS)來用于數(shù)據(jù)檢測判決；并且-根據(jù)所述信號采樣(SS)和所述數(shù)據(jù)檢測判決控制所述采樣用于定時估計。
4.按照前述任何一項權(quán)利要求所述的方法，其中，將發(fā)送信號(TS)選擇為組合的PAM-PPM發(fā)送信號，最好被組合為雙極2PPM信號。
5.按照權(quán)利要求3和4的方法，其中，兩個信號采樣(SS)按每個雙極2PPM碼元而被使用，以便提供用于數(shù)據(jù)檢測判決的最大似然判決。
6.按照前述任何一項權(quán)利要求所述的方法，其中，所述積分第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)的輸出的步驟還包括使用一組并行運算積分器來積分，每個積分器在預定積分時間和可調(diào)的積分時間之一期間積分它們各自的輸入信號。
7.一種接收機，用于接收在一組脈沖無線電(UWB)信道(3)上的發(fā)送信號(TS)以檢測數(shù)據(jù)，每個信道包括一組多徑分量(3a，3b)，每個多徑分量影響產(chǎn)生的誤比特率(BER)，所述接收機包括-第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)，用于接收發(fā)送信號(TS)；-積分器(60)，用于在積分時間(TI)期間積分第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)的輸出以獲得積分器信號(IS，wIS)；以及-進一步處理單元(99)，用于進一步處理積分器信號(IS，wIS)，以檢測所述數(shù)據(jù)，其中，所述積分器(60)的所述積分時間(TI)被選擇使得影響所述誤比特率(BER)。
8.按照權(quán)利要求7的接收機，其中，所述積分器(60)是加權(quán)積分器(60)，其包括-產(chǎn)生器(620)，用于提供加權(quán)函數(shù)(w(t))；-乘法器(610)，用于將第一接收信號路徑(10，20，30，40，50)的輸出與加權(quán)函數(shù)(w(t))相乘以獲得乘積信號(PS)；以及-加權(quán)積分器(630)，用于在所述積分時間(TI)期間積分所述乘積信號(PS)，以獲得加權(quán)的積分信號(wIS)。
9.按照權(quán)利要求8的接收機，其中，所述進一步處理單元(99)包括-采樣器(70)，用于采樣積分器信號(IS，wIS)以獲得采樣的模擬信號(SAS)；-量化器(80)，用于將所述采樣的模擬信號(SAS)量化為信號采樣(SS)；-數(shù)據(jù)檢測器(90)，用于數(shù)據(jù)檢測判決；以及-定時單元(100)，用于根據(jù)所述信號采樣(SS)和所述數(shù)據(jù)檢測判決來控制所述采樣用于定時估計。
10.按照權(quán)利要求9的接收機，其中，所述定時單元(100)還包括采集和同步單元(200)，其包括粗略采樣時鐘估計單元(210)、精細碼元時鐘估計單元(220)和同步序列搜索單元(230)。
11.按照權(quán)利要求9或10的接收機，其中，所述定時單元(100)還包括定時跟蹤單元(300)，其包括提前-零-推后時間產(chǎn)生器(310)。
12.按照權(quán)利要求9-11之一的接收機，其中，所述定時跟蹤單元(300)包括針對判決的采樣定時校正單元(320)。
13.按照權(quán)利要求9-12之一的接收機，其中，所述定時單元(100)包括積分器/采樣器控制和狀態(tài)機單元(400)，它展現(xiàn)狀態(tài)機的功能。
14.按照在前的權(quán)利要求7-13之一的接收機，其中，多個積分器(60)被提供為一組并行的運算積分器，每個積分器在預定積分時間和可調(diào)積分時間之一期間積分它們各自的輸入信號。
15.一種用于經(jīng)由一組脈沖無線電(UWB)信道(3a，3b)而發(fā)送數(shù)據(jù)的系統(tǒng)，包括-發(fā)射機(1)，用于發(fā)送作為PAM-PPM信號的數(shù)據(jù)；以及-按照權(quán)利要求6-14的任何一個權(quán)利要求的接收機(2)，用于接收和檢測數(shù)據(jù)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種健壯的方法和系統(tǒng)，用于經(jīng)由在具有非常寬范圍的延遲擴展多徑信道上的超寬頻帶(UWB)無線電發(fā)送信號通信。該系統(tǒng)包括一種具有低復雜性和潛在地很低功耗的非相干接收機結(jié)構(gòu)，同時對各種各樣的UWB多徑信道提供健壯的誤差率性能。被稱為組合PAM－PPM(脈沖幅度調(diào)制－脈沖位置調(diào)制)信號的受推薦的發(fā)送信號與所公開的非相干接收機方法及裝置的使用可以應用到任何UWB通信、識別、傳感器或定位系統(tǒng)和網(wǎng)絡，其中，電池功耗必須被最小化，而沒有過度的信號性能降級。具體來說，雙極2PPM(也簡寫為雙時隙2PPM)信號的定時恢復和同步方法和實施例被公開，使得能夠構(gòu)造用于工作在超寬頻帶(UWB)無線電信道上(如在3.1GHz和10.6GHz之間的頻帶)的系統(tǒng)和網(wǎng)絡的特別健壯的接收機。
文檔編號H04B1/69GK1902832SQ200480039745
公開日2007年1月24日 申請日期2004年11月18日 優(yōu)先權(quán)日2004年1月2日
發(fā)明者沃爾特·赫特, 馬丁·韋森霍恩 申請人:國際商業(yè)機器公司