專利名稱：回波消除器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及回波消除器，尤其可適用于例如在使用寬聲音頻帶而得到的聲音通話中，去除低頻帶成分的回波消除器。
背景技術：
近年來，快速普及的VoIP(Voice Over IP)通信(下面稱作VoIP、IP電話等)中，作為通話質量劣化的原因有聲音信號中包含的回波成分。
這是因為VoIP通信與利用現有的模擬線路的聲音通信相比延遲大，且由于該延遲不可避免地產生，所以有與使用現有的模擬線路的聲音通話相比，回波感明顯的特性。
因此，VoIP通信中回波去除處理在提高聲音質量方面相當重要。因此，多數VoIP通信裝置為了去除回波成分，大部分采用了“回波消除器”。
這里，參考圖2，說明現有的VoIP通信中的回波消除器進行的回波成分去除。
如圖2所示，現有的回波消除器13包括輸入來自遠方通話者(下面稱作遠端)的數字聲音信號的輸入端子Rin1、將來自輸入端子Rin1的數字聲音信號提供給接收者(下面稱作近端)側的輸出端子Rout2、輸入來自近端的數字聲音信號的輸入端子Sin7、將來自輸入端子Sin7的數字聲音信號提供給遠端的輸出端子Sout9、加法器8、雙向通信檢測器10、具有系數更新部14和濾波部12的自適應濾波器14。
另外，圖2中，表示近端側的電話機5、與電話機5相連的混合電路4、將來自輸出端子Rout2的數字聲音信號轉換為模擬信號后提供給混合電路4的D/A轉換器3和將來自混合電路4的模擬信號轉換為數字聲音信號后提供給輸入端子Sin7的A/D轉換器6。
圖2中，將輸入到輸入端子Rin的寬帶信號(數字聲音信號)提供給輸出端子Rout2，并經D/A轉換器3轉換為模擬信號后，進一步經混合電路4提供給電話機5。由此，接收者(近端)可以聽到遠端的聲音。
另一方面，來自輸出端子Rout2的輸出在混合電路4中反射信號的一部分，并通過A/D轉換器6轉換為數字信號后，輸入到輸入端子Sin7。由此，在來自輸出端子Sout9的輸出中，向遠端通話者(圖中未示)提供輸入端子Sin7捕捉到的信號，而遠端通話者聽到自身的聲音作為回波成分y，從而聽不清。
另一方面，將輸入到輸入端子Rin的寬帶信號(數字聲音信號)提供給自適應濾波器14，濾波部12生成抵消回波成分y用的回波復制(模擬回波)信號y’而提供給加法器8。
然后，在加法器8中，可通過減去來自輸入端子Sin7的回波成分y和來自濾波部12的回波復制信號y’來去除回波成分y。
這里，說明濾波部12生成回波復制信號y’的現有方法一例。這里，使用在回波復制信號y’的生成算法中最好使用的公知算法的“學習識別法(NLMS法Normalized LMS)”來加以說明。
將從輸入端子Rin1輸入的信號x輸入到濾波部12。濾波器12由公知的FIR(有限脈沖響應長度)濾波器構成。自適應濾波器14的抽頭系數(下面簡稱作“系數”)h如后所述，隨時間而變化。
接著，說明抽頭系數h的變化情況?，F在，在濾波部12中，設時刻k下，第m個抽頭系數為h(k，m)。若將來自輸入端子Rin1的時刻k的輸入為x(k)，則濾波部12中生成如(1)式所示的回波復制信號y’。
數學式1y′=Σm=0M-1h(k,m)·x(k-m)...(1)]]>這里，M是濾波部12的抽頭長度，是設計者考慮到回波路徑的響應長度而預先適當確定的常數，雖然在抽出長度大時，可以對應于長的回波長度，但是回波消除器13的收斂有問題，若抽頭長度小，則收斂快，但是僅可對應于短的抽頭長度。
下面，說明自適應濾波器14的系數控制方法。使用(2)式來控制濾波部12的抽頭系數，使之隨時間而變化。
數學式2h(k+1,m)=h(k,m)+μe(k)·y(k)Σi=0M-1x2(k-i)...(2)]]>h和x的初始值為0。在(2)式中，μ是確定回波消除器13的跟蹤速度的常數，是0≤μ≤1的常數，若μ大，則收斂快，但是穩(wěn)定狀態(tài)下的回波消除精度差，若μ小，則收斂慢，但在穩(wěn)定狀態(tài)下的回波消除精度好。
這里，e(k)是加法器8的輸出，若將時刻k下的y設作y(k)，同樣，將y’設作y’(k)，則變?yōu)槿?3)式那樣。
e(k)＝y(tǒng)(k)-y’(k) ...(3)使用(1)式、(2)式和(3)式進行的抽頭系數更新控制是公知的所謂“學習識別法”，抽頭系數h(m，k)變化，使得(3)式中的e(k)或e(k)的功率慢慢變?yōu)?。即，更新濾波部12的抽頭系數，使得回波成分y在加法器8中隨著時間而被慢慢去除(稱作自適應濾波器14收斂)。
如上這樣，將作為回波路徑的混合電路4的特性估計為濾波部12的抽頭系數，并進行回波成分y的去除。
但是，若上述的系數更新控制除了混入回波之外還向輸入端子Sin7混入了近端通話者信號s，則(3)式的右邊混入了近端通話者信號s，結果就變成了下述的(4)式，不能很好地進行系數的更新。
另外，下述式(4)中的s(k)是通過例如時刻k下的近端通話者的發(fā)聲或產生較大的背景噪聲的噪聲源輸入到輸入端子Sin7的信號(之后稱之為近端通話者信號)。
e(k)＝y(tǒng)(k)-y’(k)+s(k) …(4)
因此，需要在如(4)式所示、存在近端通話者信號s(k)時停止系數更新。或者，作為其他方法，采用在預定的初始收斂期后停止系數的更新、以使得不會有信號s(k)的影響等方法。
圖2中，表示雙向通信檢測器10在存在近端通話者信號s時，使系數更新停止的情況。只要是在雙向通信檢測器10的檢測動作檢測出在從輸入端子Sin7向輸出端子Sout9的路徑上的通話者信號之后、在(4)式的情況下停止系數更新的方法即可，這里不描述其細節(jié)。
雖然圖2中圖示了向雙向通信檢測器10輸入的是經過加法器8后的信號e的現有例，但是只要雙向檢測器10的輸入在發(fā)送路徑、接收路徑上即可，可以來自任何位置。
以上是基于VoIP通信中的回波消除器的回波消除動作。
作為現有的去除回波的裝置、方法，有下述的專利文獻1和2及非專利文獻1。
專利文獻1特開2003-198434號公報專利文獻2特開2000-115033號公報非專利文獻1國際推薦ITU-T G.722 7kHz AUDIO-CODINGWITHIN 64 KBIT/S發(fā)明內容發(fā)明所要解決的問題但是，在現有的利用模擬線路的聲音通信中，對聲音信號的通信頻具有限制(300～3400Hz，下面稱作現有頻帶)，而在VoIP通信中，由于取消了VoIP線路上的聲音信號的頻帶限制，所以可以提供更高質量的音質，需求者也是這樣要求的。
在非專利文獻1等中，公開了對應用比現有頻帶(300～3400Hz)寬的帶寬(50～7000Hz)的聲音編碼技術的推薦，實際上，在鋪設專用線路的基礎上，若是加載了耳機和麥克風的特殊終端之間，可使采用了寬帶的聲音編碼的高質量通話裝置實用化。
但是，所謂電話機型寬帶VoIP電話因如下理由產生了回波而使音質劣化，所以難以謀求高質量通話的實用化。
即，從與現有的通信設備的兼容性來看，在設置了電話型寬帶VoIP電話的情況下，在通信路徑中大多插入作為2線4線轉換器的混合電路，但是如上所述，由于混合電路是回波的發(fā)生源，所以在這種線路系統(tǒng)中，不可避免地產生了回波。
因此，需要在所謂電話型寬帶VoIP電話中使用去除回波的回波消除器，但是由于上述現有的回波消除技術不希望從開始就處理寬帶聲音，所以即使將現有的回波消除器應用于寬帶VoIP電話，也存在不能很好地去除回波的問題。
對于該問題，本專利申請的申請人發(fā)現作為應用到寬帶VoIP電話中的回波消除器的性能劣化的原因，主要包括如下原因。
一般地，在回波消除器向輸入信號施加直流補償成分時，該直流補償成分作為疊加在信號波形上的固定直流值而出現，破壞了回波路徑的線性，所以認為回波去除性能劣化。對該補償成分而言，專門以模擬-數字轉換器的特性和背景噪聲(例如，來自輸入端子Sin7的噪聲成分)為原因。
但是，在用寬帶進行通信的情況下，即使A/D轉換器等正常，因寬帶信號自身的特性，回波消除器受到補償成分或被視為補償的成分的影響而動作，由此存在不能發(fā)揮回波消除器的性能的情況。
這是由寬帶VoIP通信與現有的聲音通信相比，聲音信號的頻帶寬而造成的。寬帶VoIP通信中的聲音信號包含50Hz～300Hz的非常低的頻帶成分。并且，該低頻帶成分對回波消除器的性能有影響。
參考圖2和圖3來說明本專利申請的申請人發(fā)現的、上述低頻帶成分對回波消除器的性能的影響。
圖3是說明寬帶信號(聲音信號)的低頻帶成分(即長周期波形)對回波消除器的影響的說明圖。
回波消除器13中的濾波部12的抽頭系數(圖中未示)在進行系數更新時收斂，以模擬實際回波路徑函數。
但是，在輸入信號中存在直流成分或幾乎可視為直流的低頻成分的情況下，收斂性能的劣化如上所述。
這種由低頻造成的振幅補償成分(下面僅稱作“補償”)可用一定區(qū)間內的信號取樣的平均值來表現。現有技術作為對象的直流補償成分是A/D轉換器施加的、不隨時間改變的固定值直流補償成分，但是，在寬帶聲音信號中，在回波消除器處理的數據區(qū)間，疊加值作為隨時間變動的補償成分，對回波消除器產生了影響(圖3中的區(qū)間a和區(qū)間c)。
在圖3的區(qū)間b中，由于恰好補償成分(平均值)變?yōu)闆]有，所以回波消除器13的濾波部13的抽頭系數很好地收斂于實際回波路徑函數。
進一步舉例來說明。在寬帶VoIP中，如國際推薦ITU-T G.722(非專利文獻1)所公開的，取樣頻率為16kHz。
這時，若回波消除器13的抽頭長度為256抽頭，波形到收斂于濾波器抽頭長度的波形的頻率為止，不能表現比其長的頻率的波形(頻率)。具體的，這時，下限頻率是1/(256×(1/16000))＝62.5Hz，濾波部12不能表現在此頻率以下的頻率成分。
在寬帶VoIP電話中，為了更加再現臨場感，通常將更低的頻帶(20Hz～70Hz)的成分也和其他頻帶一樣用于通信，但在只能處理固定值的直流補償成分的現有回波消除器13中不能表現低頻，恰好與在信號中加入補償成分一樣，使回波消除器的性能顯著劣化。
作為解決該問題的方法，考慮通過增大回波消除器13(濾波部12)的抽頭長度來使回波消除器13可表現的頻率進一步向低頻側擴展的情況。
但是，增加濾波部12的抽頭長度如(1)式和(2)式所示，意味著積和運算量立即增大，所以在例如由圖中未示的數字信號處理器(DSP)實現回波消除器13等情況下，會產生導致運算量增大、或硬件規(guī)模變大等弊端。
另外，為了提供高質量的聲音，回波消除器在自適應濾波器中使信號x(k)、信號e(k)和回波成分y(k)的時間定時相一致、以便遵從(1)式～(3)式所示的系數更新算法很重要。
因此，需要一種能夠在利用通信頻帶比現有頻帶寬的聲音信號的聲音通信中有效地去除補償成分、并且能夠消除與回波消除有關的時間定時偏差地提供通信質量高且穩(wěn)定的通話的回波消除器。
用于解決問題的手段為了解決該問題，本發(fā)明的一種回波消除器，使用自適應算法來去除回波成分，其特征在于，包括模擬回波形成單元，具有根據抽頭系數和遠端輸入信號來生成模擬回波信號的模擬回波生成部和更新抽頭系數的系數更新部；發(fā)送用濾波單元，去除近端輸入信號成分中所包含的低頻成分；模擬回波用濾波單元，去除包含在來自上述模擬回波形成單元的上述模擬回波信號中的低頻成分；以及回波去除單元，根據經過上述發(fā)送用濾波單元的、近端輸入信號成分中包含的回波成分和經過上述模擬回波用濾波單元的模擬回波信號，來去除回波成分。
發(fā)明的效果根據本發(fā)明的回波消除器，在利用通信頻帶比現有頻帶寬的聲音信號的聲音通話中，可以有效去除所產生的非固定補償成分，并且能夠提供通話質量高的穩(wěn)定通話，而不會有與回波去除有關的時間定時偏差。
另外，根據本發(fā)明的回波消除器，即使對于已有的使用現有電話機的通話，也可有效地進行回波去除處理。


圖1是說明第一實施形態(tài)的回波消除器的框圖；圖2是說明現有的回波消除器的框圖；圖3是說明由寬帶聲音信號的低頻截止(cut off)造成的影響的說明圖；圖4是說明第一實施形態(tài)的自適應濾波器的結構的結構圖；圖5是說明第二實施形態(tài)的回波消除器的框圖；圖6是說明第二實施形態(tài)的自適應濾波器的結構的結構圖；
圖7是說明第三實施形態(tài)的回波消除器的框圖；圖8是說明第四實施形態(tài)的回波消除器的框圖；圖9是說明第五實施形態(tài)的回波消除器的框圖。
具體實施例方式
下面，說明實施本發(fā)明的回波消除器用的最佳方式。
在下面的實施方式中，說明在使用寬帶聲音信號的通話中，在寬帶通信的情況下，補償成分的影響小，可更高精度地去除回波，通話質量高的高品質電話用回波消除器。
另外，下面說明的實施方式說明了對具有由作為聲音編碼技術的國際推薦的非專利文獻1所推薦的50Hz～7000Hz的頻帶的聲音信號通信進行處理的情況，但是并不限于此，隨著聲音信號的頻帶的擴大，可以廣泛地適用于低頻帶成分的去除。
另外，在下面說明的實施方式中，考慮以下方面。
下面說明的實施方式為了解決如上所述的由補償成分造成的回波消除器的性能劣化，在近端輸入端子和加法器之間具有用于去除低頻成分的HPF。因此，在回波路徑上安裝了用于僅強力去除低頻成分的HPF的回波消除器也是有效的。
但是，在下面的實施方式中，考慮使用現有的HPF來有效防止由補償成分造成的回波消除器性能劣化的方法，而不使用用于強力去除低頻成分的HPF。
這是因為在回波路徑上安裝強力HPF的情況下，由于強力HPF自身的結構規(guī)模大，所以回波路徑的響應長度延長了HPF所對應的響應長度，回波消除器還需要同時估計回波路徑上的HPF的濾波特性，所以需要增大回波消除器的抽頭長度以覆蓋到HPF，從而考慮到作為回波消除器的裝置的規(guī)模要變大。
為了避免該情況，具有如專利文獻2所述，在回波路徑長時節(jié)約回波消除器的運算的技術，但是在檢測出從遠端輸出端子到混合電路的純延遲后，只不過節(jié)約了相當于該純延遲的處理，對如上所述、在近端輸入端子和加法器之間插入了“具有實際響應”的濾波器等實際上延長了回波路徑的取樣長度的情況并沒有效果。
另外，雖然已有如專利文獻1所述的、在回波路徑上插入波形加工功能塊并使得該波形加工功能塊對回波消除器的抽頭沒有影響的技術，但是波形加工功能在其結構上限于沒有象信號放大器那樣的處理延遲。即，波形加工功能對于象HPF那樣伴隨著處理延遲的情況沒有效果。這是因為上述回波消除器13的系數更新算法如(1)式～(3)式所示，若信號x(k)、信號e(k)、回波成分y(k)的時間定時不一致，則不成立。
具體的，在現有技術的情況下，在近端輸入端子和加法器之間設置放大器，在濾波部和加法器之間設置同樣的放大器以放大回波復制，在通過加法器進行了回波相減后，通過衰減器使這樣相減后的信號衰減，并在使振幅還原后輸入到系數更新部，所以即使使用識別算法(例如，學習識別算法)也不會產生時間上的不一致。因此，只要在這種情況下，回波消除器就能很好地工作。
但是，假設波形加工功能是如HPF那樣有延遲的處理，在從濾波部輸出的信號通過HPF接受延遲(時間上滯后)，通過加法器進行回波相減后，這樣輸入到系數更新部時，需要在反方向(時間前進)上提升相減后的時間，是不可能實現的。
因此，在下面的實施方式中，對能夠使用現有的HPF有效地去除低頻帶補償成分、并能夠沒有回波去除的時間定時偏差地提供通話質量高且穩(wěn)定的通話的回波消除器進行說明。
(A)第一實施方式下面，參考附圖來說明本發(fā)明的回波消除器的第一實施方式。
(A-1)第一實施方式的結構圖1是表示包含本實施方式的回波消除器的整體結構的框圖。圖1中沒有圖示遠端側的通話者。
如圖1所示，包含回波消除器的整體結構包括輸入端子Rin1、輸出端子Rout2、D/A轉換器3、混合電路4、A/D轉換器6、輸入端子Sin7、加法器8、輸出端子Sout9、自適應濾波器15、通話狀態(tài)判定部18、接收高通濾波器19a(下面稱作接收HPF)、復制用高通濾波器19b(下面稱作復制HFP)、發(fā)送高通濾波器19c(下面稱作發(fā)送HFP)?；旌想娐?與電話機5相連。
另外，接收HPF19a、復制HPH19b和發(fā)送HPF19c(下面在歸納說明的情況下，僅稱作“HPF19a～19c”)最好使用相同類型的HPF，在本實施方式中，以這些HPF19a～19c的增益為1.0為例進行說明。
另外，也可以構成為在HPF19a～19c包含具有增益的濾波器的情況下，例如在加法器8和系數更新部16之間設置衰減器，以施加與增益恰好相反的衰減。
輸入端子Rin1輸入來自遠端的數字聲音信號，并將輸入的數字聲音信號經接收HPF19a提供給通話狀態(tài)判定部18、自適應濾波器15和輸出端子Rout2。
接收HPF19a對于來自輸入端子Rin1的數字聲音信號，去除預定頻率以下(例如小于或等于50Hz)的低頻成分，并將該信號提供給通話狀態(tài)判定部18、自適應濾波器15和輸出端子Rout2。在本實施方式中將從接收HPF19a輸出的數字聲音信號說明為x(下面，僅稱作“信號x”)。
輸出端子Rout2接收數字聲音信號x，并將其提供給D/A轉換器3。
D/A轉換器3將來自輸出端子Rout2的數字聲音信號轉換為模擬信號后，將該模擬信號提供給混合電路4。
混合電路4是具有2線4線轉換功能的電路?；旌想娐?實現與電話機5的連接線路(2線)上的信號的匹配性，同時，將來自D/A轉換器3的模擬信號提供給電話機5，或將來自電話機5的聲音信號(模擬信號)提供給A/D轉換器6。
A/D轉換器6將來自混合電路4的聲音信號轉換為數字信號后提供給輸入端子Sin7。
輸入端子Sin7將來自A/D轉換器6的數字聲音信號提供給發(fā)送HPF19c。
發(fā)送HPF19c對于來自輸入端子19c的數字聲音信號，去除預定頻率以下(例如小于或等于50Hz)的低頻帶成分，并提供給加法器8。在本實施方式中，將從發(fā)送HPF19c輸出的回波成分設作y。
加法器8接收來自發(fā)送HPF19c的回波成分y和通過后述的復制HPF19b去除了預定的低頻成分的回波復制信號(下面稱作復制)y’，減去回波成分y和回波復制信號y’，將作為結果的、去除了回波成分的信號e提供給自適應濾波器15、通話狀態(tài)判定部18和輸出端子Sout9。
輸出端子Sout9向圖中未示的遠端通話者的電話機發(fā)送來自加法器8的、去除了回波成分的信號e。
通話狀態(tài)判定部18監(jiān)視接收路徑(從輸入端子Rin1到輸出端子Rout2的信號路徑)和發(fā)送路徑(從輸入端子Sin7到輸出端子Sout9的信號路徑)，并檢測出僅在接收路徑上存在聲音信號的狀態(tài)。
在通話狀態(tài)判定部18檢測出僅在接收路徑上存在聲音信號的狀態(tài)的情況下，不將系數更新停止信號nt輸出到自適應濾波器15，在而除此之外的情況下(即，僅在發(fā)送路徑上存在聲音信號的狀態(tài)、在接收路徑和發(fā)送路徑上都沒有聲音信號的狀態(tài)、或在接收路徑和發(fā)送路徑上都存在聲音信號的狀態(tài))，將系數更新停止信號nt輸出到自適應濾波器15。
通話狀態(tài)判定部18在接收路徑和發(fā)送路徑上都沒有聲音信號的狀態(tài)下也輸出系數更新停止信號nt是因為若接收路徑上沒有聲音信號，則不會產生回波成分本身，所以不需要進行自適應濾波器15的系數更新。
這里，對通話狀態(tài)判定部18檢測出接收路徑和發(fā)送路徑上都有聲音信號的狀態(tài)的通話狀態(tài)檢測方法和檢測出僅在接收路徑上有聲音信號的狀態(tài)的通話狀態(tài)判定方法進行說明。
首先，說明通話狀態(tài)判定部18中的通話狀態(tài)檢測方法。
通話狀態(tài)判定部18經接收HPF19a接收來自輸入端子Rin1的數字聲音信號x和來自加法器8的、去除了回波成分的信號e，并按每個取樣檢測接收路徑和發(fā)送路徑的哪一個上有聲音信號。
通話狀態(tài)判定部18根據所接收的輸入端子Rin1的輸出(數字聲音信號x)和加法器8的輸出(信號e)，如下述的(5)式和(6)式那樣，求出這些聲音信號的功率平均值。
pow_x(k)＝(pow_x(k-1)×δ)+(x2(k)×(1-δ))....(5)pow_e(k)＝(pow_e(k-1)×δ)+(e2(k)×(1-δ))....(6)其中，k表示取樣序號，x(k)和e(k)是指第k個取樣的信號x和e。另外，δ是表示平滑的平滑度的常數，為1≥δ≥0的常數(雖然在本實施方式中δ＝0.5，但是并不限于此)。
從(5)式和(6)式可以看出，若δ大，則反映出數字聲音信號x和e較大變化，背景噪聲的影響變小。另一方面，若δ小，雖然對信號x、e的迅速變化敏感地反應，但容易受到背景噪聲的影響。
下面，說明通話狀態(tài)判定部18中的通話狀態(tài)判定方法。
通話狀態(tài)判定部18根據通過上述的(5)式和(6)式求出的pow_x(k)和pow_e(k)，來進行通話狀態(tài)判定，通過作為結果判定出僅在接收路徑上有聲音信號的狀態(tài)，不進行系數更新停止信號nt的輸出。
即，通話狀態(tài)判定部18根據pow_x(k)和pow_e(k)、在“pow_x(k)＞無聲音閾值且pow_x(k)＞pow_e(k)+裕量值”的條件成立時，判定為“僅在接收路徑上有聲音信號的狀態(tài)”。
雖然本實施方式中設無聲音閾值＝-38dBm0，裕量值＝6dB，但是當然并不限定于此。
另外，在本實施方式中，通話狀態(tài)判定部18使用x(k)和e(k)的功率平滑進行對輸入端子Rin1的輸出信號和輸入端子Sin7的輸出信號的檢測，但是也可使用x(k)和e(k)的功率絕對值來判定通話狀態(tài)。即，只要是通話狀態(tài)判定部18檢測出有無來自輸入端子Rin1的輸出信號和來自輸入端子Sin7的輸出信號，并由此來進行通話狀態(tài)的判定的方法，就可廣泛使用。
接著，說明自適應濾波器15的結構。自適應濾波器15接收來自接收HPF9a的數字聲音信號x和來自加法器8的、去除了回波成分的殘差信號e，通過后述的方法生成回波復制信號y”，并提供給復制HPF19b。
自適應濾波器15具有系數更新部16和濾波部17，其詳細結構如圖4所示。另外，在圖4中，為對應于圖1的結構附加了對應的符號來表示。
如圖4所示，自適應濾波器15包括積和加法部20、濾波系數21、乘法器22和延遲寄存器23。
這里，在圖4中，由于來自接收HPF19a的信號x、回波成分y和去除了回波的信號e的時間定時很重要，所以根據需要說明各信號，以明確其時間定時。
首先，說明濾波部17。圖4中，濾波部17構成加法器8、積和加法部20、系數寄存器21、乘法器22和延遲寄存器23。
延遲寄存器23按每個取樣從接收HPF19a接收信號x(k)，施加延遲后提供給乘法器22。另外，延遲寄存器23的級數除系數寄存器21的級數外，還剩余地具有與基于后述的濾波處理的延遲對應的級數(d級數)。即，本實施方式中，延遲寄存器23具有(n+d)級。
系數寄存器21存儲每個取樣的系數，并可通過系數更新部16更新其系數。另外，圖4中，如h(k，n)那樣表示系數寄存器21所存儲的系數，k是指取樣序號，n是指第n系數。
乘法器22接收來自延遲寄存器23的每個取樣的輸出信號，從系數寄存器21接收每個取樣的系數，并使對應于延遲的系數乘以每個取樣的輸出信號。乘法器22將每個取樣的乘法結果提供給積和加法部20。
積和加法部20接收來自乘法部22的每個取樣的乘法結果，進行積和運算，并生成第一回波復制信號y”(k)。另外，積和加法部22將所生成的第一回波復制信號y”(k)提供給復制HPF19b。
這里，在乘法器22和積和加法部20中進行的運算根據下述的(7)式來進行，生成第一回波復制信號y”(k)。
數學式3y′′(k)=Σm=0M-1h(k,m)·x(k-m)...(7)]]>復制HPF19b從積和加法部20接收第一回波復制信號y”(k)，并去除預定頻率以下(例如小于或等于50Hz)的低頻成分后，將第二回波復制信號y’提供給加法器8。
這里，來自復制HPF19b的輸出信號通過對于第一回波復制信號y”的濾波處理，產生了某個取樣時間的延遲。在本實施方式中，以該延遲為d取樣來進行說明。
通過該延遲，加法器8接收第二回波復制信號y’(k)是在對來自積和加法部20的第一回波復制信號y”(k)的輸出進行d取樣之后。
這里，加法器8輸入對第一回波復制信號y”(k)產生了d取樣延遲后的第二回波復制信號y’(k-d)和由發(fā)送HPF19c的濾波處理產生了同一延遲的回波成分y(k-d)，并根據這些第二回波復制信號y’(k-d)和回波成分y(k-d)，如下述的(8)式那樣，輸出去除了回波成分的信號e(k-d)。
e(k-d)＝y(tǒng)(k-d)-y’(k-d) …(8)當然，由于信號e成為了比沒有發(fā)送HPF19c、復制HPF19b時延遲了d取樣的情況，所以為(8)式那樣。
另外，雖然通過接收HPF19a的濾波處理也產生了延遲，但是對于在加法器8的回波成分y’和第二回波復制信號y’的相減處理中成為問題的時間定時而言，由于將濾波部17和通話狀態(tài)判定部18取得信號x并開始處理的時間作為基準，所以可以忽略在接收HPF19a中產生的延遲。
下面，說明系數更新部16。系數更新部16根據來自通話狀態(tài)判定部18的系數更新停止信號nt，更新濾波部17的系數。具體地，系數更新部16在從通話狀態(tài)判定部18接收到系數更新信號nt的情況下，不更新濾波部17的系數，而在沒有接收到系數更新信號nt的情況下，更新濾波部17的系數。
圖4中，系數更新部16在沒有從通話狀態(tài)判定部18接收到系數更新信號nt的情況下(即進行系數更新的情況下)，從加法器8接收去除了回波成分的信號e(k-d)，并如下述的(9)式那樣更新系數寄存器21的系數。
數學式4h(k+1,m)=h(k,m)+μe(k-d)·y(k-d)Σi=0M-1x2(k-i-d)...(9)]]>另外，為了說明方便，在圖4中表示為具有多個系數寄存器21，各個系數寄存器21如h(k+1，m(0≤m≤n))或h(k，m(0≤m≤n))那樣，分別存儲不同取樣的系數，但是實際上是同一系數寄存器21存儲的系數。即，系數寄存器21的實際動作為將所存儲的系數h(k，m)改寫為根據上述(9)式更新后的h(k+1，m)。
在上述(9)式中，若將(k-d)改寫為L，則(9)式變?yōu)橄率龅?10)式。
數學式5h(k+1,m)=h(k,m)+μe(L)·y(L)Σi=0M-1x2(L-i)...(10)]]>若將上述(10)式與(2)式比較，從去除了回波成分的信號e、信號x和回波成分y的時間定時完全一致可以看出取得了識別算法的時間匹配性。
(A-2)第一實施方式的動作下面，說明本實施方式的回波消除器的動作。
輸入到輸入端子Rin1的數字聲音信號(寬帶聲音信號)通過接收HPF19a而被去除了預定的低頻帶，并被提供給通話狀態(tài)判定部18、濾波部17和輸出端子Rout2。通話狀態(tài)判定部18、濾波部17的動作如后所述。
將提供給輸出端子Rout2的數字聲音信號x從輸出端子Rout2提供給D/A轉換器3，并轉換為模擬信號。將來自D/A轉換器3的模擬信號經混合4提供給電話機5。
另一方面，從D/A轉換器3輸出的模擬信號通過混合電路4進行反射，一部分信號(模擬信號)通過A/D轉換器6轉換為數字信號后，被提供給輸入端子Sin7。
將從輸入端子Sin7輸出的數字聲音信號經過加法器8和輸出端子Sout9而到達位于遠端的、圖中未示的遠端通話者。
輸入到輸入端子Sin7并作為回波成分產生的回波成分y通過發(fā)送HPF19c去除了預定的低頻截止頻率以下(例如小于或等于50Hz)后，被提供給加法器8。
在加法器8中，將來自復制HPF19b的第二回波復制信號y’與回波成分y相減，將去除了該回波成分的殘差信號e提供給輸出端子Sout9，并通過圖中未示的IP網等信號路徑，將其向圖中未示的遠端通話者電話輸出。這樣去除了回波成分的聲音信號到達遠端通話者。
這里，第二回波復制信號y’是通過復制HPF19b將由濾波部17生成的第一回波復制信號y”去除了低頻截止頻率以下(例如小于或等于50Hz)的頻率后的信號。后面將描述第一回波復制信號y”的生成方法。
通過加法器8去除了回波成分的信號e被提供給通話狀態(tài)判定部18和系數更新部16。
在通話狀態(tài)判定部18中，輸入來自加法器8的、去除了回波成分的信號e，以及來自輸入端子Rin1的信號x，并進行接收路徑和發(fā)送路徑上是否有聲音信號的檢測。
在通話狀態(tài)判定部18中，分別根據(5)式和(6)式，對來自輸入端子Rin1的信號x和來自加法器8的信號e求出每個取樣的功率平滑值。
若通過通話狀態(tài)判定部18求出了信號x和信號e各自的平滑值pow_x(k)和pow_e(k)，則在通話狀態(tài)判定部18中，判定pow_x(k)和pow_e(k)是否滿足預定條件。
所謂該預定條件是“pow_x(k)＞無聲音閾值、且pow_x(k)＞pow_e(k)+裕量值”。
在滿足預定條件的情況下，通過通話狀態(tài)判定部18判定為“僅在接收路徑上有聲音信號的狀態(tài)”，不向系數更新部16輸出系數更新停止信號nt。另外，在沒有滿足預定條件的情況下，向系數更新部16輸出系數更新停止信號nt。
在沒有將系數更新停止信號nt輸出到系數更新部16的情況下，通過系數更新部16來更新濾波部17的、存儲在系數寄存器21中的系數。
另外，在將系數更新停止信號nt輸出到系數更新部16的情況下，系數更新部16不執(zhí)行系數更新，而保持濾波部17的、存儲在系數寄存器21中的系數。后面描述系數更新部16中的系數更新動作。
但是，如上所述，來自輸入端子Rin1的數字聲音信號x也被提供給自適應濾波器15的濾波部17。仍然參考圖4來說明向濾波部17輸入信號x并生成回波復制信號y’的動作。
若將信號x(k)輸入到自適應濾波器15，則將其提供給濾波部17的延遲寄存器23后，通過延遲寄存器23接受延遲。
將通過延遲寄存器23接受了延遲的信號x(k)提供給每個取樣的乘法器22。
將系數寄存器21中存儲的每個取樣的各系數按照延遲寄存器的延遲而分別提供給對應的乘法器22。
在乘法器22中，將來自延遲寄存器23的各信號x(k)與來自分別對應的系數寄存器21的各系數相乘，并將其相乘結果按每個取樣提供給積和加法部20。
將來自乘法器22的各相乘結果在積和加法部20中進行積和相加后作為第一回波復制信號y”(k)而生成，并被提供給復制HPF19b。
這時，根據(7)式求出在加法器22和積和相加部22中生成的第一回波復制信號y”(k)。
通過復制HPF19b，將來自積和加法部20的第一回波復制信號y”(k)去除預定頻率以下(例如小于或等于50Hz)的低頻成分，并將去除了該低頻成分的第二回波復制信號y’(k)提供給加法器8。
其中，通過復制HPF19b的濾波處理，使第二回波復制信號y’(k)相對于從積和加法部20輸出的第一回波復制信號y”(k)產生了d取樣時間的延遲。
但是，在加法器8中，對于回波成分y，也產生了基于發(fā)送HPF19c的濾波處理的相同d取樣時間的延遲，如(8)式那樣，可以得到去除了回波成分的的殘差信號e(k-d)。
如上所述，將從加法器8輸出的信號e(k-d)提供給系數更新部16。
下面說明系數更新部16的動作。這里說明系數更新部16沒有從通話狀態(tài)判定部18接收到系數更新停止信號nt的情況(即，執(zhí)行系數更新的情況)。
在來自加法器8的信號e(k-d)被提供給系數更新部16時，通過系數更新部16按每個取樣周期來更新系數寄存器21的系數。
在系數更新部16中，按照(9)式來進行對系數寄存器21中所存儲的系數的更新。
如(10)式所示，系數更新部16中的系數更新在信號e、信號x和回波成分y的關系上，時間定時完全一致，從而能夠取得識別算法的時間匹配性。
即，通過采用僅在系數寄存器21的系數更新中使用時間延遲后的信號、而在濾波部17的回波復制生成中使用沒有時間延遲的信號的時間二級結構，即使在復制路徑和回波路徑的兩方中都具有發(fā)生了延遲的HPF，而可以使用公知的學習識別法來驅動回波消除器，而不會弄亂基于識別算法的x(k)、e(k)的定時。
(A-3)第一實施方式的效果以上，根據本實施方式，在通過在接收路徑上設置接收HPF19a、在發(fā)送路徑(輸入端子Sin7和加法器8之間)設置發(fā)送HPF19c，而去除了作為回波消除器的性能劣化的原因的低頻成分的同時，通過在自適應濾波器15和加法器8之間設置復制HPF19b，可以進行補償以使于發(fā)送濾波器19c的濾波處理相關的延遲不會對回波消除器有影響，由于使用了濾波部17的濾波處理取樣與系數更新部16的處理取樣不同的時間取樣序列，所以即使輸入了寬帶聲音信號，也不會受到因低頻成分產生的如補償成分那樣的干擾，可以穩(wěn)定地去除回波成分，使通信質量變得良好。
(B)第二實施方式下面，說明本發(fā)明的回波消除器的第二實施方式。
在第一實施方式中，假定在通話路徑的兩端連接有寬帶電話機而進行了說明，但是在實際的使用中，不能得知呼叫側和接收側的電話機是寬帶電話機還是現有電話機(是指通信頻帶對應于300～3400Hz的電話機)。還存在通信端的一端或兩端是現有電話機的情況。
第二實施方式考慮了這一方面，對即使在通信端的一端或兩端連接了現有電話機的情況下也可維持基于濾波處理的延遲的時間匹配性、并且在連接到現有電話機的情況下可以減少無用處理的回波消除器進行了說明。
如本實施方式那樣，在例如由數字信號處理器(DSP圖中未示)實現回波消除器的情況下，根據與通信端相連的電話機來減少無用處理在節(jié)約DSP的運算處理量、存儲量、消耗功率方面有效。
(B-1)第二實施方式的結構圖5是表示包含第二實施方式的回波消除器的整體結構的框圖。
圖5所示的第二實施方式的結構與圖1所示的第一實施方式的結構的不同點在于第二實施方式新增加了開關31、開關32、開關35、接收LPF34、發(fā)送LPF30、電話機判定部33，以及自適應濾波器36、系數更新部37、切換部38的動作。
在圖5中對與圖1的第一實施方式的結構對應的結構附加了對應的符號，并省略對這些相應結構的詳細說明。
接收LPF34是使預先確定的預定頻率以下(例如小于或等于300Hz)的低頻成分通過的低通濾波器。接收LPF34接收從輸入端子Rin1輸入的數字聲音信號，并針對該輸入的數字聲音信號使預先確定的預定頻率以下(例如小于或等于300Hz)的低頻成分通過，并將其提供給電話機判定部34。由此，在具有來自遠端的、通信頻帶寬于現有頻帶的接收聲音的情況下，可以將具有預定功率以上的功率的低頻成分提供給電話機判定部33。
另外，發(fā)送LPF30也是使預先確定的規(guī)定頻率以下(例如小于或等于300Hz)的低頻成分通過的低通濾波器，在使來自輸入端子Sin7的數字聲音信號的低頻成分通過后，將其提供給電話機判定部34。由此，在存在來自近端側(電話機5側)的、通信頻帶寬于現有頻帶的發(fā)送聲音的情況下，可以將具有預定功率以上的功率的低頻成分提供給電話機判定部33。
電話機判定部33根據從接收LPF34和發(fā)送LPF30輸入的信號的功率，判定與通信端相連的電話機是寬帶電話機還是現有電話機，并將對應于其判定結果的開關切換信號提供給開關31、32、35及自適應濾波器36的切換部38。
具體地，電話機判定部33預先確定進行電話判定用的檢測閾值(例如，-40dBm0)，并比較從接收LPF34和發(fā)送LPF30輸入的信號的功率和檢測閾值，在其中一個信號功率超過檢測閾值的情況下，判定超過檢測閾值側的通信端連接了寬帶電話機，并根據該判定結果來輸出切換信號。
即，在電話機判定部33判定為通信端的一端或兩端連接了寬帶電話機的情況下，將切換信號輸出到開關31、32和35以及自適應濾波器36的切換部38，并將各個開關切換到接點b側。
在判定為通信端的兩端連接了現有電話機的情況下，不向開關31、32和35及切換部38進行輸出。即，使接點a閉合。
開關31設置在發(fā)送路徑上，是切換將來自輸入端子Sin7的信號提供給加法器8還是將來自發(fā)送HPF19c的信號提供給加法器8的開關。開關31在初始狀態(tài)下閉合到輸入端子Sin7側(接點a側)，通過接收來自電話機判定部33的切換信號，切換到發(fā)送HPF19c側(接點b側)。
開關32設置在復制路徑上，是切換將來自濾波部39的信號提供給加法器8還是將來自復制HPF19b的信號提供給加法器8的開關。開關32在初始狀態(tài)下閉合到濾波部39側(接點a側)，通過接收來自電話機判定部33的切換信號，切換到復制HPF19b側(接點b側)。
開關35設置在接收路徑上，是切換將來自輸入端子Rin1的信號輸出到接收路徑還是將來自接收HPF19a的信號輸出到接收路徑的開關。開關35在初始狀態(tài)下閉合到輸入端子Rin1側(接點a側)，通過接收來自電話機判定部33的切換信號，切換到接收HPF19a(接點b側)。
另外，在本實施方式中，根據電話機判定部33的判定結果，切換經過HPF19a～19c的通信路徑和不經過HPF19a～19c的通信路徑，但是并不限于這種結構，例如，HPF19a～19c例如是具有多個濾波器等的可變?yōu)V波器，電話機判定部33也可根據低頻成分的功率來進行開關31、32和35的切換控制。
下面，說明自適應濾波部36的結構。圖6是表示自適應濾波器的詳細結構的說明圖。
切換部38將通過延遲寄存器23而接受了延遲的信號x(k)按每個取樣提供給系數寄存器21。切換部38在初始狀態(tài)下閉合到對應于各系數寄存器21的各延遲寄存器23側(接點a側)，通過接收來自電話機判定部33的切換信號，切換到考慮了d取樣延遲后的各延遲寄存器23側(接點b側)。
(B-2)第二實施方式的動作開關31、32和35及切換部38在初始狀態(tài)下閉合到接點a側。
在向輸入端子Rin1輸入了數字聲音信號時，將其經開關35輸出到之后的接收路徑。
另一方面，將輸入到輸入端子Rin1的數字聲音信號提供給接收LPF34，將預定的低頻以下(例如小于或等于300Hz)的低頻成分提供給電話機判定部33。
將來自電話機5的聲音通過A/D轉換器6進行數字轉換后輸入到輸入端子Sin7，并經開關33提供給加法器8。
另一方面，將輸入到輸入端子Sin7的數字聲音信號提供給發(fā)送LPF30，并將預定的低頻以下(例如小于或等于300Hz)的低頻成分提供給電話機判定部33。
在電話機判定部33中，將來自接收LPF34的信號功率和來自發(fā)送LPF30的信號功率與預定的檢測閾值(例如-40dBm0)進行比較，在超過了該檢測閾值的情況下，判定為在該信號側的通信端上連接了寬帶電話機。
然后，在通過電話機判定部33判定為通信端中的任一端或兩端連接有寬帶電話機的情況下，將指示切換開關的切換信號輸出到開關31、32和35及切換部38。
另外，在通過話機判定部33判定為通信端的兩端連接有現有電話機的情況下，不將切換信號輸出到開關31、32和35及切換部38。
即，開關31、32和35及切換部38在通過電話機判定部33判定為通信端中的任一端連接有寬帶電話機的情況下，切換為使接點b閉合，并執(zhí)行在第一實施方式中說明的動作。
另外，在開關31、32和35及切換部38的開關閉合到接點b側的情況下，在切斷一次呼叫之前的通話中，開關被固定，而在呼叫終止后，開關31、32和35及切換部38返回到初始狀態(tài)。
由于開關31、32和35閉合到接點b側時的動作已在第一實施方式中進行了說明，所以下面說明通信端的兩端連接了現有電話機時的情況。
在電話機判定部33中，在通過比較來自接收LPF34和發(fā)送LPF30的信號功率與檢測閾值、而判定為通信端的兩端連接了現有電話機的情況下，不從電話機判定部33向開關31、32和35及切換部38輸出切換信號，而使開關31、32和35及切換部38成為閉合接點a側的樣子。
由此，來自輸入端子Rin1的信號x、來自輸入端子Sin7的回波成分y和來自自適應濾波器36的回波復制信號y”分別不通過接收HPF19a、發(fā)送HPF19c和復制HPF19b。
這是因為在通信端的兩端與現有電話機相連的情況下，接收HPF19a、發(fā)送HPF19c和復制HPF19b不僅不需要進行各自的濾波處理，還在信號路徑上產生了延遲，所以避免了該情況。
下面，參考圖4說明系數更新部37在判定為通信端的兩端上連接有現有電話機的情況下的動作。
這時，切換部38閉合到接點a側。當然，上述開關31、32和35也閉合到接點a側。
在圖4中，將從開關35輸出的信號x(k)輸入到濾波部39的延遲寄存器23，并接受延遲。
將來自延遲寄存器23的信號x(k)提供給乘法器22，在乘法器22中，將其按每個取樣乘以對應于來自系數寄存器21的延遲的系數，并提供給積和加法部20，生成回波復制信號y”(k)，并將其經開關32提供給加法器8。
在加法器8中，減去回波復制信號y’(k)(這里由于沒有濾波處理，所以相當于y’(k))和來自輸入端子Sin7的回波成分y(k)，輸出去除了回波成分的殘差信號e(k)。
另外，由于此前的動作中沒有經過復制HPF19b和發(fā)送HPF19c，所以沒有產生時間上的延遲，從而沒有定時偏差。
在系數更新部37中，接收來自加法器8的信號e(k)和來自延遲寄存器23的從切換部38(閉合到接點a)的信號x(k)，并根據(2)式來進行系數更新。
由于切換部38、各開關31、32和35分別閉合到接點a側，所以這時，由于在發(fā)送路徑、接收路徑和回波復制輸出路徑上不存在延遲，所以沒有時間軸上的定時偏差。
因此，在這種情況下，在回波消除器的學習識別算法中，由于信號e(k)和回波成分y(k)的時間定時匹配，所以(2)式是可執(zhí)行的，從而能夠去除回波成分。
如上所述，在電話機判定部23進行對與通信端相連的電話機的判定，且判定通信端的兩端是現有電話機的情況下，可以自動節(jié)約多余的處理，節(jié)約數字信號處理器的資源和消耗功率。
(B-3)第二實施方式的效果以上，根據本實施方式，利用開關31、32和35設置具有接收HPF19a、復制HPF19b和發(fā)送HPF19c的寬帶用信號路徑和不具有這些部件的現有頻帶用信號路徑，并根據電話機判定部33對與通信端相連的電話機種類的的判定結果，來選擇寬帶用信號路徑和現有頻帶用信號路徑，并且在通信端的兩端連接是現有電話機的情況下，通過使用沒有延遲的信號來進行系數更新，即使在通信端的兩端連接有現有電話機的情況下，也能夠不進行特別的設計改變來高效地去除回波成分，且可以節(jié)約電力、數字處理量等。
(C)第三實施方式下面，說明本發(fā)明的回波消除器的第三實施方式。
在第一實施方式下，說明了使用遵循非專利文獻1(國際標準ITU-T，G722)的聲音CODEC(寬帶聲音編碼聲音頻帶50～7000Hz)的聲音頻帶的情況。
但是，實際的通信路徑是獨立鋪設的線路的情況很多，在這種情況下，還存在通信頻帶的下限頻率不限于非專利文獻1的下限頻率的情況。即，對于實際通信頻帶的下限頻率，不能明確了解該頻率為如上述非專利文獻1所示的下限頻率的情況很多，還存在不能設置HPF的下限頻率的情況。
因此，在本實施方式中，說明了即使線路的允許下限頻率未知，也可自動去除寬帶頻率成分中由補償成分對回波消除器造成了影響、且不希望的低頻成分，具有優(yōu)良的回波成分去除特性的回波消除器。
(C-1)第三實施方式的結構圖7是包含第三實施方式的回波消除器的整體結構的框圖。
圖7所示的第三實施方式的結構與圖1所示的第一實施方式的結構的不同點在于具備HPF特性控制部50，和以濾波部52代替濾波部19、以接收HPF53a代替接收HPF19a、以發(fā)送HPF53c代替發(fā)送HPF19c，以復制HPF53b代替復制HPF1b。另外，對與圖1的第一實施方式的結構相對應的結構附加對應的符號，并在這里省略其詳細說明。
濾波部52由設計者來設置抽頭長度，將該抽頭長度提供給HPF特性控制部50。該抽頭長度可由設計者自由設置，也可適當設置混合電路4的響應長度的預測值等。
HPF特性控制部50接收在濾波部52中設置的抽頭長度，并根據抽頭長度求出接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c的截止頻率(CF)，控制接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c的截止頻率的特性。
HPF特性控制部50根據濾波部52的抽頭長度，例如通過進行如下的(11)式的運算，求出各HPF53a～53c的截止頻率(CF)。
CF(Hz)＝M/sf (11)其中，M是濾波部52的抽頭長度，sf是取樣頻率。例如，在本實施方式中，使用16000Hz來作為sf，但是并不限于此。
接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c通過HPF特性控制部50的控制，而具有HPF特性控制部50所求出的截止頻率(CF)。
例如，接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c也可分別具有截止頻率不同的多個濾波器，通過HPF特性控制部50的控制，使用從這多個濾波器中選擇一個濾波器的濾波部。
例如，接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c也可分別使用使截止頻率可變的可變?yōu)V波器。這時，也可例如具有一個HPF，使用于確定HPF的低頻截止頻率的時間常數參數可變，并利用來自HPF特性控制部50的控制，通過改變該時間常數參數來改變截止頻率。
在本實施方式中，在濾波部52中預先設置三個抽頭長度(128、256、512)，從這三個抽頭長度中選擇一個，HPF特性控制部50求出截止頻率，并對應于此截止頻率，接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c分別從具有130Hz、63Hz、35Hz的三個截止頻率的濾波器中選擇一個。當然在濾波部50中設置的抽頭長度和在各HPF53a～53c中設置的截止頻率的組合并不限于此。
(C-2)第三實施方式的動作接著，說明第三實施方式的回波消除器的動作。
將來自輸入端子Rin1的信號x提供給自適應濾波器51。
將自適應濾波器51中的濾波處理的抽頭長度M提供給HPF特性控制部50。
如前所述，抽頭長度M可以由設置者適當確定，也可適當設置混合電路4的響應長度的預測值等。在本實施方式中為256，但是當然并不限于此。
HPF特性控制部50中，根據濾波部52的抽頭長度M，如(11)式所示求出各HPF53a～53c的截止頻率CF。其中，sf是取樣頻率，為16000Hz。
若在HPF特性控制部50中求出截止頻率(CF)，則通過HPF特性控制部50來控制發(fā)送HPF53c、復制HPF53b和接收HPF53a的特性，使得各HPF53a～53c的截止頻率對應于所求出的截止頻率。
這樣，設置接收HPF53a、復制HPF53b和發(fā)送HPF53c的截止頻率，并與第一實施方式中說明的情況相同地，去除不希望的低頻成分。
由于去除了低頻成分后的信號輸入輸出、系數更新動作與第一實施例相同，所以這里不再進行說明。
(C-3)第三實施方式的效果以上，根據本實施方式，設置了HPF特性控制部50，將濾波部52的抽頭長度M輸出到HPF特性控制部50，HPF特性控制部50計算發(fā)送HPF53c、復制HPF53b和接收HPF53a的低頻截止頻率，發(fā)送HPF53c、復制HPF53b和接收HPF53a以回波消除器的抽頭長度M為基礎，而與線路的類別無關地變?yōu)橛蒆PF特性控制部50計算出的低頻截止頻率，所以可以自動去除不能由濾波部52表現的低頻成分，即使在例如線路類別、電話機種類未知的情況下，也可提供沒有回波的通話質量，而不會使回波成分抵消特性劣化。
(D)第四實施方式下面，參考圖8來說明本發(fā)明的回波消除器的第四實施方式。
在第二實施方式中，說明了電話判定部33根據對來自固定LPF30、34的低頻成分的檢測來檢查通話路徑兩端的電話的類別。
但是實際上，有時也不知道通話頻帶是現有頻帶還是寬帶。即使是寬帶，也存在使用不遵循上述寬帶聲音編碼的非專利文獻1(標準G.722)等的獨立頻帶線路的情況。
這時，如第二實施方式那樣，只能通過參考現有標準的、已知的固定值(例如50Hz以下等)低頻截止頻率的信號功率來判定兩端的電話機類別。
另外，如使用圖3所說明的，若原樣保持寬帶信號地驅動回波消除器，則濾波器39的系數有如施加了補償成分那樣隨時間而變化。
因此，在本實施方式中，考慮上述方面，利用補償成分的特性，通過系數是否具有補償成分來檢測通話路徑端是否連接了寬帶電話，并進行動作以自動消除補償成分的影響。
(D-1)第四實施方式的結構和動作圖8是表示包含本實施方式的回波消除器的整體結構的框圖。
圖8所示的第四實施方式的結構與圖5所示的第二實施方式的結構的不同點以系數補償計算部60來代替接收LPF34、發(fā)送LPF30和電話機判定部33。另外，在圖8中，對與圖5所示的結構對應的結構附加對應的符號，以省略對這些結構的詳細說明。
系數補償計算部60具有對自適應濾波部36的系數更新次數進行計數的計數器(圖中未示)，并如下述的(12)式那樣求出該系數取樣的平均值，根據該系數取樣的平均值，判定系數是否包含了補償成分。
另外，計數器可以使用例如用于對預定時間(例如1秒)內的系數更新執(zhí)行次數進行計數的計數器或對系數更新次數(例如1000次)本身進行計數的計數器等。
數學式6H_AV(k+1)=1MΣi=0M-1h(k+1,i)...(12)]]>系數補償計算部60將在(12)式中算出的H_AV與預定的等級閾值th_H_AV(本發(fā)明中為40dBm0等級)進行比較，若th_H_AV＜H_AV (13)，則判定為系數中有補償，除此之外，判定系數中沒有補償。
系數補償計算部60在有補償成分時，向開關31、32和35及切換部40輸出切換信號，以使開關閉合到接點b。另外，由于開關31、32和35及切換部40在閉合到接點b時的動作已在第二實施方式中說明了，所以這里不再進行說明。
另外，在系數補償計算部60中，在沒有系數補償的情況下，向開關31、32和35及切換部40輸出信號，以使開關閉合到a。另外，由于開關31、32和35與切換部40閉合到接點a時的動作與第二實施方式中說明的相同，所以這里不再進行說明。
另外，在本實施方式中，雖然根據系數補償計算部60的計算結果來切換通過HPF19a～19c的通信路徑和不通過HPF19a～19c的通信路徑，但是并不限于此，例如HPF19a～19c也可以是具有例如多個濾波器等的可變?yōu)V波器，系數補償計算部60也可根據系數平均值的大小，來控制切換開關31、32和35。
(D-2)第四實施方式的效果以上，根據本實施方式，具有系數補償計算部60，系數補償計算部60在預定時間或預定系數更新次數后，求出由濾波部39更新后的系數的平均值，在該平均值比預定的閾值大的情況下，判定為有系數補償成分，并向開關31、32和35及切換部40輸出信號，以將開關閉合到b，在系數有補償的情況下，自動去除補償，在通過系數補償計算部60判定沒有系數補償的情況下，向開關31、32和35及切換部40輸出信號，以使開關閉合到a，并自動取消多余的濾波器處理，所以即使預先不清楚線路的類別、與兩端相連的電話機的種類等，也可適當去除補償成分，防止回波消除器的性能劣化，通過去除回波成分而提高通話質量。
(E)第五實施方式下面，參考圖9來說明本發(fā)明的回波消除器的第五實施方式。
如圖9所示，第五實施方式的結構為在圖8所示的第四實施方式的結構上包括第三實施方式中說明的HPF特性控制部50。
在圖9中，對對應于圖8所示的第四實施方式的結構和圖7所示的第三實施方式的結構的結構附加了對應的符號。
這樣，通過在第四實施方式的結構中包括HPF特性控制部50，即使不清楚線路類別，也可以使HPF的特性最佳，所以可以與線路的類別和電話機的類別無關且比第四實施方式更適當地去除回波成分，并實現沒有回波感的聲音通話。
更具體地，除第三實施方式以外，根據在第四實施方式中計算出的依據(12)式的補償成分，與預定的閾值進行比較，使得在第三實施方式中用以根據抽頭長度算出的HPF的抽頭長度進一步改變(縮短)的運算處理量最小，結果，可以與線路的種類、電話機的種類無關地在DSP的運算處理中通過最佳的處理來實現沒有回波感的優(yōu)質聲音通話。
(F)其他實施方式(F-1)上述的第一～第五實施方式并不限于適用于與VoIP通信對應的IP電話的情況，還可在已有的、可對應于現有頻帶的現有電話機中使用。
(F-2)在上述的第一～第五實施方式中，對去除由混合電路4的處理所產生的線路系統(tǒng)回波成分進行了說明，但是還能夠適用于對電話機的揚聲器和耳機之間產生的回波成分的去除。
權利要求
1.一種回波消除器，使用自適應算法來去除回波成分，其特征在于，包括模擬回波形成單元，具有根據抽頭系數和遠端輸入信號來生成模擬回波信號的模擬回波生成部和更新抽頭系數的系數更新部；發(fā)送用濾波單元，去除近端輸入信號成分中所包含的低頻成分；模擬回波用濾波單元，去除包含在來自上述模擬回波形成單元的上述模擬回波信號中的低頻成分；以及回波去除單元，根據經過上述發(fā)送用濾波單元的、近端輸入信號成分中包含的回波成分和經過上述模擬回波用濾波單元的模擬回波信號，來去除回波成分。
2.根據權利要求1所述的回波消除器，其特征在于上述系數更新部根據延遲了對應于與上述發(fā)送用濾波單元和上述模擬回波用濾波單元的濾波處理相關的延遲的時間后的遠端輸入信號，來執(zhí)行抽頭系數的更新。
3.根據權利要求1所述的回波消除器，其特征在于在遠端輸入端子和上述模擬回波形成單元之間還具有用于去除包含在遠端輸入信號成分中的低頻成分的接收用濾波單元。
4.根據權利要求1所述的回波消除器，其特征在于上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元是可變?yōu)V波器；所述回波消除器還具有切換控制單元，用于在通話路徑上檢測出通信頻帶比第一聲音信號寬的第二聲音信號，并根據其檢測結果，控制由上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元去除的頻帶。
5.根據權利要求4所述的回波消除器，其特征在于上述切換控制單元檢測出包含在遠端輸入信號成分和近端輸入信號成分中的低頻成分，并根據檢測到的低頻成分的功率，來控制由上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元去除的頻帶。
6.根據權利要求4所述的回波消除器，其特征在于上述切換控制單元根據由上述系數更新部更新的抽頭系數受遠端輸入信號所具有的低頻成分中的非固定補償成分的影響度，來控制由上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元去除的頻帶。
7.根據權利要求6所述的回波消除器，其特征在于上述切換控制單元求出由上述系數更新部更新的抽頭系數的平均值，并根據該抽頭系數的平均值與預定值的比較結果，判定抽頭系數受遠端輸入信號所具有的低頻成分中的補償成分的影響度。
8.根據權利要求1所述的回波消除器，其特征在于上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元是可變?yōu)V波器，所述回波消除器還具有濾波特性控制單元，用于根據在上述模擬回波形成單元中設定的抽頭長度，來控制由上述發(fā)送用濾波單元、上述模擬回波用濾波單元和接收用濾波單元去除的頻帶。
全文摘要
本發(fā)明提供一種在利用通信頻帶比現有頻帶寬的聲音信號而得到的聲音通話中，能夠有效去除補償成分、并提供通信質量高且穩(wěn)定的通話的回波消除器。本發(fā)明的回波消除器使用自適應算法來去除回波成分，其特征在于，包括模擬回波形成單元，具有生成模擬回波信號的模擬回波生成部和更新抽頭系數的系數更新部；發(fā)送用濾波單元，去除近端輸入信號成分中包含的低頻成分；模擬回波用濾波單元，去除包含在來自上述模擬回波形成單元的模擬回波信號中的低頻成分；回波去除單元，根據經過發(fā)送用濾波單元的近端輸入信號成分中含有的回波成分和經過模擬回波用濾波單元的模擬回波信號，來去除回波成分。
文檔編號H04M1/60GK1868137SQ200480030098
公開日2006年11月22日 申請日期2004年10月27日 優(yōu)先權日2003年11月4日
發(fā)明者高田真資 申請人:沖電氣工業(yè)株式會社