專利名稱：子符號并行干擾消除的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及通信，尤其涉及通過消除干擾來提高通信系統(tǒng)性能，并且尤其涉及改進對碼分多址通信環(huán)境中的多址干擾進行的消除。
背景技術(shù)：
碼分多址(“CDMA”)提供一種有效的通信技術(shù)，用于使幾個用戶共享通信信道。遺憾的是，當(dāng)所述信道過于擁擠時，傳統(tǒng)CDMA接收機工作很差且多址干擾(MAI)嚴(yán)重地降低了性能。雖然最大似然接收機在此種情況下容易描述，但它幾乎不可能實現(xiàn)。
各種傳統(tǒng)技術(shù)試驗了在符號級上的干擾消除。符號級匹配濾波器可以為加性高斯白噪聲信道中的多用戶檢測(“MUD”)提供足夠的統(tǒng)計量。這種公知結(jié)果得出下述結(jié)論最佳用戶比特估計程序可以在符號級上寫入。因此，這些各種傳統(tǒng)MUD方案使用符號級估計和消除方案。然而，這些符號級技術(shù)僅僅接近于最佳估計器，而不能保證這些符號級近似完全使用這些信號結(jié)構(gòu)。
另外，傳統(tǒng)進程包括下述用于消除干擾的計算昂貴的處理(1)將每個源(基站)的數(shù)據(jù)插入到特征波形(signature waveform)的采樣格網(wǎng)(碼片中心)中，(2)計算每個用戶的比特估計，(3)合成整個符號的二進制波形，和(4)將整個符號的波形插回數(shù)據(jù)的采樣格點中，以執(zhí)行所述消除。
已經(jīng)提出一些采樣級方案。一個示例使用連續(xù)時間(即，模擬)最大似然估值器(“MLE”)方案，其被用作連續(xù)判決反饋。這個MLE方案的目的在于一個單級模擬過程，該過程使用由相關(guān)用戶功率電平控制的濾波器。雖然相對容易實現(xiàn)，但是這些方案并不與干擾消除問題很好地理論匹配。為了補救這種缺點，線性最小均方差(MMSE)技術(shù)，比如基于卡爾曼(Kalman)濾波器和其他最小均方通則的這些技術(shù)，能夠用來減少未消除的干擾。這些技術(shù)完全連接用戶(導(dǎo)致大規(guī)模矩陣計算)，并且執(zhí)行濾波器中的修正項上的干擾消除。因此，他們保持可觀的計算費用。
上述技術(shù)還可以被認(rèn)為是單級算法。多級設(shè)計也可以考慮。例如，在研究符號級MMSE接收機的同時，已經(jīng)研究出多級并行干擾消除(PIC)方法。在多級PIC公式中，碼匹配濾波器被應(yīng)用于所接收的信號和從前級估計出的干擾信號的總和之間的差值。這些多級設(shè)計存在有不足。
每個傳統(tǒng)技術(shù)被發(fā)現(xiàn)或者太復(fù)雜而不能在實際應(yīng)用中實現(xiàn)，或者在實際使用中相對實際MAI消除存在不足。因此，需要可實際實現(xiàn)且能提供有效消除的用于消除MAI的技術(shù)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明減少通信系統(tǒng)中的MAI，在一個實施例中該通信系統(tǒng)為使用長碼的異步CDMA系統(tǒng)。
一種技術(shù)使用基于逐碼片的并行干擾消除(PIC)。具體而言，在每個時間采樣為每個用戶應(yīng)用解耦二元最小均方差(MMSE)估計，而不是等待完整符號估計。根據(jù)另一個方面，擴頻碼的隨機特性導(dǎo)致基于基本混合高斯(MG)分布的條件期望值。這導(dǎo)致即使在高負(fù)載時，性能幾乎與單用戶約束時一樣高。而且，以可負(fù)擔(dān)的計算成本為代價，這些技術(shù)的性能大大超過傳統(tǒng)技術(shù)。
本發(fā)明的另一個方面消除通信系統(tǒng)中的多用戶干擾，其中多用戶通過接收能夠提供在一子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的數(shù)據(jù)集(例如，基帶數(shù)據(jù))，通過將多個用戶中至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計與每個給定用戶對應(yīng)的符號的比特，從而在共享信道上進行通信。這個方面適用于包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC以及解耦Kalman解調(diào)器的各種MUD方案，并且由于二元特征波形的插入可以利用查找表容易地執(zhí)行，而每個源插入碼片中心需要涉及傳統(tǒng)多累加結(jié)構(gòu)的濾波器操作，所以該方面可以提供大大減小的復(fù)雜度。
本發(fā)明的另一方面包括混合多級多用戶檢測(MUD)方法和重配置遞歸多級MUD(RMSM)算法體系，通過選擇更新增益因子和非線性函數(shù)，該算法體系可以實現(xiàn)各種MUD算法。RMSM體系所支持的MUD算法包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC以及解耦Kalman解調(diào)器和混合多級MUD方法。
本發(fā)明可以以各種形式體現(xiàn)，包括計算機實現(xiàn)的方法、計算機程序產(chǎn)品、通信系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)、接收機、發(fā)射機和收發(fā)機等等。


參照附圖，在下述說明書中更加全面地公開了本發(fā)明的這些和其他更加詳細(xì)和具體的特征。在附圖中圖1是示出接收機的一個實施例的示意圖；圖2是示出并行導(dǎo)頻信道獲取系統(tǒng)的一個實施例的示意圖；圖3是示出利用圖2的并行導(dǎo)頻獲取系統(tǒng)產(chǎn)生復(fù)模糊函數(shù)的一個實施例的示意圖；圖4是示出在圖1的CDMA通信接收機中使用的有效用戶檢測模塊的實施例的示意圖；圖5是示出在圖1的CDMA通信接收機中使用的傳播信道估計和碼跟蹤模塊的示意圖；圖6是示出利用圖5的信道估計和碼跟蹤的導(dǎo)頻產(chǎn)生的實施例的示意圖；
圖7是示出導(dǎo)頻消除模塊的一個實施例的示意圖；圖8是示出根據(jù)本發(fā)明的多級多用戶檢測的示意圖；圖9A是示出根據(jù)本發(fā)明的多級多用戶檢測處理模塊的一個實施例的示意圖；圖9B-9F是示出多用戶檢測處理模塊的其他實施例的示意圖；圖9G是示出具有遞歸多級功能的多用戶檢測處理模塊的另一實施例的示意圖；圖10是示出多用戶檢測處理模塊的用戶幅度估計器的示意圖；圖11是示出特征波形合成器的一個實施例的示意圖；圖12是示出在特征波形合成器中使用的子碼片內(nèi)插濾波器的一個實施例的示意圖；圖13是示出多級解耦MUD處理的一個實施例的示意圖；圖14是示出解耦MUD處理的一個級的一個實施例的示意圖；圖15是示出解耦MUD處理元件的一個實施例的示意圖。
發(fā)明詳述在下面描述中，出于解釋的目的，為了提供對本發(fā)明的一個和多個實施例的理解，提供了許多細(xì)節(jié)，包括具體的公式。然而，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員顯而易見的是，某些具體細(xì)節(jié)并不是實現(xiàn)本發(fā)明所必須的。例如，本發(fā)明的一個方面的細(xì)節(jié)并不是實現(xiàn)本發(fā)明的另一個方面所必需的。為了簡化描述，說明書被分成與本發(fā)明的各個方面相關(guān)的單獨部分。
如上所示，本發(fā)明的每個方面可以以各種形式體現(xiàn)，包括計算機實現(xiàn)的方法、計算機程序產(chǎn)品、通信系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)、接收機、發(fā)射機和收發(fā)機等等。例如，在一個實施例中，手持設(shè)備(比如蜂窩電話)包括傳統(tǒng)存儲器，以及用于執(zhí)行存儲器中提供的指令的處理單元。傳統(tǒng)編程技術(shù)被用來實現(xiàn)在下述部分中詳細(xì)描述的各種技術(shù)，比如由在存儲器中存儲的軟件提供?；蛘?，相同軟件被存儲在各種可機讀的介質(zhì)(例如，軟盤、CD等)中。此外，當(dāng)執(zhí)行由軟件提供的指令時，得到由計算機執(zhí)行的處理。
根據(jù)一個方面，本發(fā)明提供在CDMA通信系統(tǒng)中使用的多用戶檢測(MUD)技術(shù)。MUD技術(shù)接收復(fù)基帶離散時間輸入，執(zhí)行并行干擾消除(PIC)，和執(zhí)行子符號級上的估計，該估計優(yōu)選基于逐碼片進行。在一個接收機(例如，CDMA、蜂窩電話)中，這些技術(shù)通過最小化多址干擾的電勢來改善性能，并且以相對低的計算成本來進行此種操作。根據(jù)另一方面，MUD技術(shù)執(zhí)行基于遞歸多級的估計和非線性函數(shù)，與線性單級技術(shù)相比，可以進一步改善干擾消除。
在一個實施例中，本發(fā)明利用只通過干擾消除耦合的用戶實現(xiàn)，該干擾消除發(fā)生在離散子符號采樣格網(wǎng)中。通過介紹，圖13-15描述了使用所接收的信號模型的DS-CDMA實現(xiàn)。該信號模型為y(t)=Σp=1Pyp(t)+Σk=1Khk(t)ck(t)+v(t)]]>其中y(t)＝復(fù)接收基帶信號，hk(t)＝復(fù)異步擴頻函數(shù)(這也被稱為特征波形)，ck(t)＝與K個用戶相關(guān)的復(fù)發(fā)射符號集，而v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。如果必要，該公式用于說明信號yp(t)的存在，該信號yp(t)包括已知信號，比如導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼、訓(xùn)練序列等。這些yp(t)允許獲取相干信道信息、定時等，這些信息和定時在現(xiàn)有技術(shù)中是標(biāo)準(zhǔn)的。離散采樣間隔(在t和t+1之間的時間)小于符號周期且通常小于或等于碼片周期。
圖13-15是分別說明多級解耦MUD處理1300、更具體的MUD處理的單個級1400、以及更具體的MUD處理元件1500的示意圖。所述示意圖說明了此種處理的流程圖以及其模塊結(jié)構(gòu)的實施例。
圖13示出了多級解耦MUD處理1300的實施例，特別示出了如何消除導(dǎo)頻干擾以及導(dǎo)頻干擾如何應(yīng)用于多級設(shè)置(其他實現(xiàn)可以使用一級)。多個級可以應(yīng)用同一解耦MUD算法，或在混合設(shè)置中可以為不同的級使用不同的MUD算法。在一個在只有有限的計算資源可用時最有用的實現(xiàn)中，MG-MUD的第一級之后緊跟傳統(tǒng)PIC的第二級，該第二級是使用圖15中的體系結(jié)構(gòu)來有效實現(xiàn)的。在圖13中，如果存在，處理第一導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼和訓(xùn)練序列(1302)。由于在許多設(shè)置中多個用戶將共享導(dǎo)頻，所以根據(jù)需要，比如定時和信道均衡之類的信息可與其他方框共享。所述導(dǎo)頻/前置碼/訓(xùn)練序列信號還被重構(gòu)且用于消除對多址干擾的貢獻(1304)，得到y(tǒng)cp(t)，該ycp(t)是消除導(dǎo)頻之后的基帶信號。該信號被提供給解耦MUD的第一級(1306)，其根據(jù)需要估計k(t)以及其他信息以提供在多級之間的變換。這種處理在圖14中進行了更詳細(xì)地描述。利用一個符號延遲(1312)，第一級符號估計(和支持?jǐn)?shù)據(jù))被用于產(chǎn)生第二級MUD(1308)等。最終級MUD(1310)提供軟判決輸出。
此處，導(dǎo)頻信息被估計，且在用戶多址干擾被估計和移除之前消除導(dǎo)頻信號。在導(dǎo)頻足夠強以至于能估計所需要的信息時這被建議使用。在一些情況下，在干擾消除的中間級之后，導(dǎo)頻信息應(yīng)該被重新估計以及導(dǎo)頻信號被再消除。例如，這在遠(yuǎn)近問題導(dǎo)致弱導(dǎo)頻被強導(dǎo)頻和用戶信號遮蔽時有利。
圖14示出了MUD處理1400的一個級的實施例?；诜柤墓烙嬛郸膋(t)，通過將當(dāng)前干擾估計值從不含導(dǎo)頻(pilot-less)的基帶信號中減去(1402)來形成修正信號i(t)。這種修正信號表示其所有已知多址干擾已被移除的原始信號y(t)。不同的MUD處理單元只通過這種干擾消除來耦合，在MUD處理單元的內(nèi)部，來自其他用戶的對未消除干擾的貢獻被視為附加噪聲。與導(dǎo)致大矩陣方程的標(biāo)準(zhǔn)Kalman濾波器方法不同，對于每個MUD處理單元可以得到標(biāo)量方程。
所述干擾消除發(fā)生在離散子符號采樣格網(wǎng)中，而不是使用插入法來將這些測量值移到每個用戶的碼片中心或使用符號級采樣。解耦處理單元1404a-c使用i(t)和任何導(dǎo)頻/前導(dǎo)碼或訓(xùn)練序列信息來為該用戶在下一采樣時間對MAI的貢獻產(chǎn)生估計值c^k(t+1)hk(t+1).]]>圖15示出了解耦MUD處理元件1500的實施例。同樣，不同用戶的處理單元的耦合通過修正信號i(t)發(fā)生，而信號重構(gòu)c^k(t+1)hk(t+1)]]>發(fā)生在離散子符號時標(biāo)(timescale)上，其中對于每個用戶的處理單元來說，該時標(biāo)是公共的。如果可以得到，特征波形合成模塊1502使用來自嵌入的導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼和訓(xùn)練序列等的均衡和定時信息。通過應(yīng)用一個時間步長延遲(1504)，解耦MUD處理器(1506)和信號重構(gòu)(1510)共享單個計算hk(t+1)。解耦MUD處理器1506使用其內(nèi)部狀態(tài)信息和新測量值yk(t)來對符號集 進行估計，其中新測量值為yk(t)=y(t)-Σp=1Py^p(t)-Σl=1,l≠kKhk(t)c^k(t)+v(t)′.]]>所估計的多址干擾 的附加(1508)還原用戶k的貢獻且簡化算法流程來產(chǎn)生解耦MUD處理中的yk(t)。雖然描述了一個實施例，但是其他函數(shù)等式也可用于圖14-15。
本發(fā)明的另一方面是剩余項Σp=1P(yp(t)-y^p(t))+Σl=1,l≠kKhk(t)c^k(t)+v(t)′]]>被視為在信號處理期間的加性噪聲，與標(biāo)準(zhǔn)Kalman濾波和其他完全耦合技術(shù)相比，這導(dǎo)致計算復(fù)雜度上的實質(zhì)節(jié)省。解耦處理器的內(nèi)部狀態(tài)維持在每個子符號時間步長t產(chǎn)生群集點 的估計值所需要的信息。解耦MUD處理器塊在每個t產(chǎn)生一估計值，而不是等到直到符號周期結(jié)束。這大大改善了在每次傳送(pass)時的消除(如在下面討論的混合高斯MUD實施例中)且通過允許即使在解耦MUD處理器中使用更多傳統(tǒng)算法(比如經(jīng)典并行干擾消除)時也可以將特征波形重用于解調(diào)和重構(gòu)中來改善計算效率。在特征波形合成模塊1502中，特征波形被插入到數(shù)據(jù)的子符號采樣格網(wǎng)(sample lattice)中，而不是將數(shù)據(jù)yk(t)插入到基于用戶k的采樣格點上，比如碼片中心上。由于與用于將yk(t)插入到每個用戶的不同碼片中心的固定點濾波器相反，hk(t+1)插入經(jīng)常采用二元查詢表來實現(xiàn)，這導(dǎo)致在許多情形中的復(fù)雜度的減小。
在一個實施例中，這些方面可以通過被稱為混合高斯(MG)多用戶解調(diào)器(稱為MG-MUD)來實現(xiàn)，其執(zhí)行非線性最小均方差估計技術(shù)，完全解耦且執(zhí)行多級來進行估計和基于子符號消除干擾，優(yōu)選基于逐碼片。其他實施例包括解耦Kalman解調(diào)器和具有非線性求精(refinement)的解耦Kalman解調(diào)器，這在2003年1月30日提交的、名稱為“Multi-User Detection Techniques for CDMA(用于CDMA的多用戶檢測技術(shù))”的臨時申請60/443,655中進一步描述。圖15中的結(jié)構(gòu)還提供了其他現(xiàn)有MUD技術(shù)的有利實現(xiàn)，其僅在符號邊界更新符號估計。
雖然應(yīng)用于任何通信方法，為方便討論，結(jié)合CDMA系統(tǒng)對MG-MUD進行描述。該技術(shù)使用解耦濾波器來為每個用戶估計符號，同時完成基于子符號的并行干擾消除。在每個時間采樣進行最小均方差估計，并且在不等待完整符號的情況下執(zhí)行干擾消除。通過擴頻碼的隨機特性來完成解耦，從而導(dǎo)致即使在出現(xiàn)高電平多址干擾時算法也具有極好的性能。
通過引入，首先描述了MG-MUD技術(shù)，接著是完成該技術(shù)的具體實施例。
通過例示，描述一種將具有二元相移鍵控(BPSK)CDMA信號的IS95標(biāo)準(zhǔn)用于使用長碼的K個異步業(yè)務(wù)信道?？紤]所接收的信號y(t)=Σl=1Khl(t)Albl(t)+v(t),]]>其中y(t)＝復(fù)接收信號，hl(t)＝復(fù)異步擴頻函數(shù)，Al(t)＝實業(yè)務(wù)信道幅度，bl(t)＝發(fā)射比特，以及v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。值得注意的是，在該等式中，擴頻函數(shù)包括信道效應(yīng)，而業(yè)務(wù)信道幅度被分離來簡化在下面描述的IS 95實施例中的業(yè)務(wù)信道功率跟蹤(相對于導(dǎo)頻)。在出現(xiàn)可分解的多徑時，使用類似于Rake接收機的公式。在這種情況下，在MUD期間，跟蹤每個到達信號，在進行MMSE估計時采用相干合并的用戶到達信號的不同測量值。
此處，使用標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)來估計擴頻函數(shù)中的信道系統(tǒng)系數(shù)的相位和信道幅度大小，并且信道系數(shù)被假定為在信號符號周期內(nèi)基本不變。
對于用戶k，考慮具有σk2(t)＝E(|k(t)-bk(t)|2)的bk(t)的MMSE估計k(t)。
解調(diào)器使用類似于Kalman濾波器的預(yù)測器—校正器，其通過修正信號來實現(xiàn)干擾消除?？紤]hk(t)和Ak(t)已知，并且讓k(t)-是基于k(t-1)的bk(t)的預(yù)測值。那么 和 解調(diào)器被開發(fā)來用于固定用戶k。為了標(biāo)注方便，假定用戶k在t＝0之前的采樣間隔內(nèi)開始新符號。首先，消除所估計的多址干擾，定義i(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^l(t)----(2)]]>和ik(t)＝i(t)+hk(t)Akk(t)-因此，ik(t)=hk(t)Akbk(t)+Σl≠khl(t)Al(bl(t)-b^l(t)-)+v(t)]]>考慮采用碼片速率進行的采樣，并且基于測量值矢量來進行bk(t)的MMSE估計，其中測量值矢量為i~k(τ)=Re{hk(τ)*ik(τ)}]]>
其中τ＝1，2，…，t和0≤t≤擴頻增益。值得注意的是，bk(t)取決于直到時間t的當(dāng)前符號的所有測量值。在符號結(jié)束時的估計是收斂估計。對于BPSK情形，hk(τ)*ik(τ)的虛部還包含不必使用的有限信息。接下來使用的是按照每碼片一次采樣到的擴頻碼的隨機特性。隨后，對于用戶k，其他用戶的擴頻函數(shù)被認(rèn)為是隨機變量，并且hl(t)是近似獨立同等分布的，其中E(hl(t))＝0E(hl(t)*hl(t))＝H2E(hk(t)*hl(s))＝0 其中k≠l和E(hk(t)*hl(s))＝0 其中t≠s用戶的相對功率在實幅度Al中獲得。中心極限定理的大量應(yīng)用導(dǎo)致條件高斯分布。
i~k(τ)|bk(t)≈N(hk(τ)*hk(τ)Akbk(t),]]>1/2hk(τ)*hk(τ)(H2Σl≠kAl2σl2(τ)-+σv2))]]>根據(jù)擴頻函數(shù)的隨機特性，期望的是， 和 近似不相關(guān)，其中τ1≠τ2。 τ＝1，2，…，t，的聯(lián)合密度是積密度(productdensity)，且 的密度是兩個高斯分布的聯(lián)合。通過直接計算，最小均方差估計是條件期望值，且b~k(t)=]]>tanh(Στ=0tRe(hk(τ)*ik(τ))Ak1/2(H2Σl≠KAl2σl2(τ)-+σv2))---(3)]]>
σk2(t)=G(Στ=0thk(τ)*ik(τ)Ak21/2(H2ΣAl2σl2(τ)-))---(4)]]>其中特定函數(shù)G被定義為G(Λ)=122πΛ∫-∞+∞(1+tanh(w))2exp(-(w+Λ)22Λ)---(5)]]>+(1-tanh(w))2exp(-(w-Λ)22Λ)dw]]>這個部分引入一種可以大大減少計算負(fù)載的近似，同時改善解調(diào)器性能。為了簡化解調(diào)器，考慮近似H2Σl≠KAl2σl2(τ)-+σv2≈H2Σl=1KAl2σl2(τ)-+σv2]]>這種近似對于較低功率用戶來說是很準(zhǔn)確的。較高功率用戶容易被解調(diào)且不會顯著受影響。定義σi2=E(i(t)*i(t))=H2Σl=1KAl2σl2(τ)-+σv2---(6)]]>允許對等式(3)的分母根據(jù)時間序列直接估計?？梢允褂煤唵蔚牡屯V波器σ^i2(t)=(1-α)σ^i2(t-1)+αi(t)*i(t))---(7)]]>但是在具體應(yīng)用中，濾波器應(yīng)該更接近匹配信道的動態(tài)特性。得到的用于多級方案的級1的解調(diào)器是 i1(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^l1(t)----(9)]]>σ^i12(t)=(1-α)σ^i12(t-1)+αi1(t)*i1(t)---(10)]]>Sk1(t)=2Akσ^i12(0)×Στ=0tRe(hk(τ)*ik1(τ))---(11)]]>
k1(t)＝tanh(Sk1(t)) (12)等式(6-10)考慮在不存在可分解的多徑時的情形。當(dāng)出現(xiàn)多個到達信號時，所述到達信號被分別傳輸且來自這些到達信號的信息被相干合并。對于具有Pk個多徑到達信號的用戶k，等式(6-10)變成 i1(t)=y(t)-Σl=1KΣp=1Pkhlp(t)Alpb^lp1(t)-]]>σ^i12(t)=(1-α)σ^i12(t-1)+αi1(t)*i1(t)]]>Sk1(t)=Σp=1pk[2Akpσ^i12(0)×Στ=0tRe(hkp(τ)*ikp1(τ))]]]>k1(t)＝tanh(Sk1(t))在下面的實施例中說明每個業(yè)務(wù)信道只有單個到達信號的情形。
為了提供直接說明，上述理論研究將提供BPSK系統(tǒng)的MGMUD方案。在BPSK的情形中，所述比特被直接估計。具有更復(fù)雜群集的調(diào)制要求不同的方案。這種不同的方案也用于混合調(diào)制情形中，其中不同的用戶可以具有不同的調(diào)制集?？紤]所接收的信號y(t)=Σl=1Khl(t)Albl(t)+v(t),]]>其中y(t)＝復(fù)接收信號，hl(t)＝復(fù)異步擴頻函數(shù)，Al(t)＝實業(yè)務(wù)信道幅度，bl(t)＝發(fā)射比特，以及v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。
對于具有群集C的用戶k，與BPSK比特估計相比，可以通過對該用戶的集狀態(tài)ck進行均方差估計來最大化干擾消除。對于復(fù)修正信號i(t)，根據(jù)近似條件期望
c^k=Σci∈Cciexp(Στ=0t-|i(τ)+hk(τ)Akc^k(τ)--ciAkhk(τ)|2σ^i2)Σci∈Cexp(Στ=0t-|i(τ)+hk(τ)Akc^k(τ)--ciAkhk(τ)|σ^i2)]]>得到MMSE估計，其中條件期望具有σi2，并且使用在下面等式(6)和(7)中相同的方案定義其估計值 該用戶對干擾消除的貢獻是δk(t)Akhk(t)，如同BPSK中。
等式(1-5)實現(xiàn)BPSK解調(diào)器，而(13)描述多比特集的解調(diào)器。雙曲正切函數(shù)G和其他指數(shù)函數(shù)可以被實現(xiàn)為查詢表，在該種情況中，等式(3)和(4)可以通過和的累加來有效執(zhí)行。他們還可以比如按照在下面實施例中描述的分段線性近似來進行近似。然后通過重復(fù)通過數(shù)據(jù)且繼續(xù)累加在等式(2)和(3)中的求和中的項來執(zhí)行多次傳遞。
等式(8-12)描述算法的第一傳遞(pass)，這由參數(shù)中的下標(biāo)1表示。為了標(biāo)記簡單，這些等式是針對開始于時刻t＝0的新符號的用戶K和0≤t≤擴頻增益。等式(9)的求和在每個符號邊界重新開始。在該公式中，在等式(9)中使用的σi2的估計值是固定的。等式(8-12)的使用提供另一個很大的好處，因為所述算法沒有模型驅(qū)動且提供具有更多魯棒性的解調(diào)器。所述算法不需要加性噪聲的功率的估計。在嚴(yán)重多址干擾中這很難進行估計。另外，所述算法不再嚴(yán)重依賴于在等式(4)和(5)中的誤差方差動態(tài)值的準(zhǔn)確性。許多實驗揭示，如等式(8-12)中描述的加性噪聲方案導(dǎo)致MMSE估計中的具有較高保真度的近似。
幾種選擇可用于實現(xiàn)多次傳遞算法。例如，首先將前一傳遞比特估計和求和作為初始條件。對于擴頻增益L和用戶K，定義Fk(t)為用戶K的當(dāng)前符號的第一采樣的時間標(biāo)記(index)。隨后，例如，用戶K的符號的第一采樣是
Fk(tstart)＝tstart并且對于符號中剩下的采樣Fk(t)＝tstarttstart≤t≤tstart+L-1然后，將m次傳遞的多次傳遞等式寫成k0(t)＝0所有t (14)Sk0(t)＝0所有t (15) im(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^lm(t)----(17)]]>σ^im2(t)=(1-α)σ^im2(t-1)+αim(t)*im(t)---(18)]]>Skm(t)＝Skm-1(Fk(t)+L-1)+2Akσ^im2(Fk(t))×ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))---(19)]]>km(t)＝tanh(Skm(t)) (20)等式(14-20)示出了在每次傳遞時如何處理新符號。在等式(16)和(19)中的稍微復(fù)雜點的時間指示函數(shù)僅僅重啟比特估計和在前一傳遞的收斂估計上的累加，只要到達符號邊界。
在等式(19)中的多次傳遞實現(xiàn)連續(xù)在多次傳遞間累加。為了維持作為對數(shù)似然的收斂符號估計的插入，如在解碼中優(yōu)選，還可以使用Skm(t)=Skm-1(Fk(t)+L-1)+2Akσ^im2(Fk(t))]]>×ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>-L-(t-Fk(t)+1)LSkm-1(Fk(t)+L-1)]]>(21)該函數(shù)線性地移除在累加器中的初始條件。第三方案將所有匹配濾波器值2Akσ^im2(Fk(t))Re(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>存儲在環(huán)行緩存器中。該緩存器利用來自符號的數(shù)據(jù)作為可得到的新數(shù)據(jù)填充。每個時間步長對整個緩存器進行求和。在這種情況下，Skm(t)=2Akσ^im2(Fk(t))ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>+2Akσ^im-12(Fk(t))Σt+1Fk(t)+L-1Re(hk(τ)*(im-1(τ)+hk(τ)Akb^km-1(τ)-)]]>(22)在實際中，等式(22)將會通過減去舊項和增加新項來實現(xiàn)。三個技術(shù)(19)、(21)和(22)的每個以增加實現(xiàn)復(fù)雜度為代價，在估計比特對數(shù)似然時提高了準(zhǔn)確性。
因此，這里描述的是實際的高用戶負(fù)載的多用戶檢測技術(shù)。通過基于基本混合高斯分布的解耦濾波器，所述技術(shù)基于逐碼片來消除干擾，而不是等待完整符號估計。通過估計其自身的時間序列的未消除干擾功率的估計，而不是使用基于模型的方案來得到更進一步的數(shù)字效率。這種實施例說明了本發(fā)明的各種特征。首先，不同的MUD處理器塊僅僅通過干擾消除來耦合。其次，所述干擾消除發(fā)生在使用圖15中介紹的子符號級結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)采樣格網(wǎng)(與單個用戶碼片中心或符號級格網(wǎng)比較)。最后，所述干擾消除開始與子符號級，而不是等待如前述MUD技術(shù)中所述的完整符號解調(diào)。
本發(fā)明的另一方面是提供混合多級(或多次傳遞)MUD技術(shù)，該技術(shù)在如圖13所述的每級中使用不同的采樣級方法。上述的各種MUD技術(shù)例如可以分別用作不同采樣級方法?；蛘?，混合方案可以包括第一級使用DKD或MG-MUD，緊接著傳統(tǒng)部分并行干擾消除(PPIC)。在一個實施例中，混合方案允許每級由不同的方法組成(例如，DKD、MG-MUD、PIC、PPIC)。為了適應(yīng)計算效率，當(dāng)前級優(yōu)選包括用于計算下一級所需的輔助方法特定(method-specific)參數(shù)的函數(shù)，。
圖1是CDMA通信接收機(SSCR)100的實施例和相應(yīng)過程的示意圖。SCCR 100包括抽取模塊102、插入模塊104、導(dǎo)頻獲取模塊106、碼跟蹤和信道估計(CTCE)模塊108、有效用戶檢測模塊110、延遲緩沖器112、導(dǎo)頻消除模塊114、以及多用戶檢測(MUD)模塊116。
雖然本發(fā)明可應(yīng)用于各種通信系統(tǒng)，為了方便描述，在使用IS95B CDMA標(biāo)準(zhǔn)的環(huán)境中描述一些實例。SSCR 100的輸入是數(shù)字化的復(fù)基帶信號，其中信號的采樣率是碼片率的任何整數(shù)倍(通常為1，2或4)，在IS95的情況下碼片速率是1.2288M碼片/秒。對于所描述的系統(tǒng)，如同每碼片至少4采樣的速率采樣的版本(version)一樣，按照每碼片1采樣進行數(shù)字化的信號的版本也是需要的。如果所述輸入以每碼片4采樣時鐘同步，那么抽取模塊102使用傳統(tǒng)抽取技術(shù)來獲得以每碼片1采樣時鐘同步的版本。如果所述輸入以每碼片2采樣時鐘同步，那么插入模塊104使用傳統(tǒng)插入技術(shù)來產(chǎn)生以每碼片4采樣的采樣率采樣到的版本，如同由有效用戶檢測模塊110使用的版本一樣，而抽取模塊被用于產(chǎn)生以每碼片1采樣的采樣率采樣的版本，以供系統(tǒng)的剩余部分使用。最后，如果所述輸入如圖中以每碼片1采樣的采樣率采樣，那么插入模塊被使用來產(chǎn)生每碼片4采樣的版本。
參照導(dǎo)頻獲取模塊106，每個CDMA基站(稱為源)發(fā)送用于獲取碼定時的導(dǎo)頻信號。在IS95B中，導(dǎo)頻信號使用重復(fù)32768碼片序列。每個基站具有不同的來自其鄰居的定時偏移。在導(dǎo)頻獲取模塊106中，估計源的數(shù)目、源的定時偏移以及可選多普勒偏移。在典型系統(tǒng)中，使用準(zhǔn)確到碼片的1/16的定時偏移。另外，對信道的復(fù)幅度進行初級估計。由導(dǎo)頻獲取模塊106提供的結(jié)果是源的列表、源的定時偏移、多普勒偏移以及復(fù)幅度。
優(yōu)選地，有效用戶檢測模塊110使用每碼片至少4個采樣的復(fù)基帶輸入信號。如果系統(tǒng)的輸入是每碼片少于4個采樣，就執(zhí)行插入。另外，使用通過導(dǎo)頻獲取模塊106得到的源的列表以及其相應(yīng)的參數(shù)。而且，存在已知或所要求的用戶的列表。在IS 95，此種列表通常包括尋呼和同步信道以及接收機用戶自身的信道。有效用戶檢測模塊110嘗試通過將在該信道上看見的功率與域值進行比較來識別可用的子信道(具有64個子信道的CDMA基站，包括導(dǎo)頻、尋呼、同步和業(yè)務(wù)信道)中那個在其上具有用戶。有效用戶檢測模塊110的列表是每個源的用戶的列表以及其相應(yīng)的信道標(biāo)記和幅度。
CTCE模塊108采用以每碼片1采樣的采樣率采樣的復(fù)基帶輸入信號，并且將其與導(dǎo)頻信道以-1/2、0和1/2碼片延遲相關(guān)。與導(dǎo)頻信道以0延遲的相關(guān)被用于估計信道的復(fù)幅度，同時以-1/2和1/2延遲的相關(guān)被用于跟蹤在定時偏移中的變化。CTCE模塊108的輸出是源的數(shù)目、源更新的定時偏移、多普勒偏移以及復(fù)信道幅度。
導(dǎo)頻消除模塊114采用以每碼片1采樣的采樣率采樣到的復(fù)基帶信道作為其數(shù)據(jù)輸入以及源的列表、源的定時偏移、多普勒偏移以及復(fù)信道幅度。隨后使用源信息來為每個源合成導(dǎo)頻的復(fù)制品，隨后從復(fù)基帶輸入中將其減去。導(dǎo)頻消除模塊114的輸出是不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶信號，其被輸入到MUD模塊116。MUD模塊116還使用源列表以及其相應(yīng)的定時偏移、多普勒偏移、復(fù)信道幅度、用戶的列表以及其相應(yīng)Walsh碼指示和幅度。
MUD模塊116與剩余組件結(jié)合，通過接收和處理離散采樣波形、執(zhí)行在子符號級的估計(優(yōu)選在碼片級之下)、以及結(jié)合并行干擾消除來執(zhí)行干擾消除。還可以提供非線性估計和多級結(jié)構(gòu)，如下進一步所述。優(yōu)選地，MUD模塊116應(yīng)用前述MG-MUD功能。在下面更詳細(xì)地描述包括用于執(zhí)行此種功能的元件的MUD模塊116的實施例。
MUD模塊116的輸出是軟判決符號流，該符號流被輸入到用于誤差校正解密的后端，并且隨后將輸出數(shù)據(jù)流或輸入聲音合成器以產(chǎn)生音頻輸出。
SCCR 100本性可被作為軟件、硬件、固件或硬件、固件和/或軟件的任何可能組合。SCCR 100還可以在特定用戶專用電路或在數(shù)字信號處理器上實現(xiàn)，其包括用于執(zhí)行軟件等的元件。優(yōu)選實現(xiàn)方案將取決于易于與整個系統(tǒng)設(shè)計集成。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的導(dǎo)頻獲取200的實施例和相應(yīng)的模塊體系的示意圖。所述圖形描述了其中出現(xiàn)嚴(yán)重多普勒頻移且進行補償?shù)膶嵤├?。根?jù)移動速度和頻帶，較小的多普勒效應(yīng)可由碼跟蹤單獨進行補償。系統(tǒng)200的輸入是復(fù)基帶采樣的固定碼長序列，該復(fù)基帶采樣以碼片速率進行采樣。在導(dǎo)頻獲取中使用的輸入采樣的數(shù)目中存在折中。采樣的增加改善了每個源的信道估計的信噪比(SNR)，但是它也增加了多普勒分辨率，這意味著更多的計算必須被執(zhí)行來正確地估計多普勒偏移。在典型實例中，8192個輸入采樣被用于導(dǎo)頻獲取。導(dǎo)頻獲取200中第一部分是復(fù)模糊函數(shù)的產(chǎn)生202。假設(shè)Mda是用于導(dǎo)頻獲取的輸入數(shù)據(jù)序列的長度，而N是在IS95的情況下碼(32768)中的位置的數(shù)目。CAF是輸入序列和導(dǎo)頻信號的周期復(fù)制品之間的關(guān)聯(lián)，其中復(fù)制品是為CAF產(chǎn)生202提供的(“導(dǎo)頻信號復(fù)制”)。利用合適的碼和多普勒偏移來計算輸入序列和導(dǎo)頻信道的復(fù)共軛的相關(guān)性。
對于每個多普勒偏移，計算在N個位置上的相關(guān)性。對于CAF中的每個點，計算幅度的平方202。移除局外人方案被用于采用噪聲域值204a來產(chǎn)生噪聲統(tǒng)計204b。由此，計算域值204c且將CAF幅度平方與該域值進行比較204d。其相應(yīng)幅度平方大于域值的位置被識別且被添加到“山形”的列表中204d。在此山形的列表中的點被簇集來識別與相同源對應(yīng)的CAF點。與每個山形一起維持的是每個點的定時偏移、多普勒偏移和復(fù)幅度206。另外，還為每個點的兩個鄰近多普勒頻段(Doppler bins)維持同樣的信息。
隨后利用連續(xù)近似過程208來對定時偏移進行求精運算。對于每個簇集，選擇具有最大幅度平方的點，并且還選擇與兩個鄰近多普勒頻段中具有較大幅度的一個對應(yīng)的點。通過插入所述兩個點的多普勒偏移來計算多普勒偏移。所述插入假定CAF表面具有關(guān)于所述峰值的sinx/x形狀。一旦多普勒插入完成，導(dǎo)頻信號被合成且與在所插入的多普勒峰值處的相同定時偏移相關(guān)聯(lián)。然后，輸入信號與合成的導(dǎo)頻相關(guān)聯(lián)且復(fù)幅度被計算出。還可以利用距離該點的-1/2和1/2碼片的定時偏移來計算相關(guān)性。連續(xù)近似過程被用于將多普勒偏移估計求精到所需要的分辨率。在典型實例中，這種分辨率是碼片的1/16。對于每個迭代，在連續(xù)近似中，三個點(兩個間隔)是必須的。以由[-1/2，0]和
標(biāo)識的兩個間隔開始，其幅度和為較大值的間隔被選擇，并且，例如，計算偏移1/4碼片處的點。迭代繼續(xù)直到具有其分辨率為碼片的1/16的點。
圖3是使用快速傅立葉變換(FFT)來計算CAF(300)的示意圖。具體而言，對于給定多普勒偏移，可以通過執(zhí)行輸入序列的循環(huán)卷積來獲得所需要的關(guān)聯(lián)集。執(zhí)行循環(huán)卷積的一個相對快的方法是對兩個信號執(zhí)行離散傅立葉變換302、312，并且將得到的結(jié)果進行點乘308，以及計算離散傅立葉反變換316。FFT是計算DFT的快速算法。在應(yīng)用離散傅立葉變換312之前，還對導(dǎo)頻信號復(fù)制品進行濾波304。所得到的導(dǎo)頻特征波形被存儲在導(dǎo)頻緩存器314中。在IS 95的情況下，由于導(dǎo)頻信號的采樣長為32768，對輸入信號進行零填充302以形成長度為32768的緩沖區(qū)。隨后，計算輸入緩沖器的FFT。對于零多普勒偏移的情況，輸入緩沖器的FFT與預(yù)先存儲的導(dǎo)頻FFT進行點積。使該結(jié)果經(jīng)過IFFT316來產(chǎn)生在零多普勒偏移時所有整數(shù)定時偏移的CAF值且被保持318在CAF緩存器中。對于其他多普勒偏移，導(dǎo)頻信號被循環(huán)移位310。每個循環(huán)移位N是CAF的一個頻段，頻段激活組成整個CAF。選擇域值來實現(xiàn)檢測遠(yuǎn)程導(dǎo)頻和產(chǎn)生假警告之間的折中。
圖4是示出包括多用戶檢測子模塊400a-c的用戶檢測模塊400的實施例的示意圖。用戶檢測模塊400的輸入是復(fù)基帶信號，該復(fù)基帶信號的采樣率至少4倍于碼片率。在典型實施例中，使用4倍碼片率的采樣率。同樣，用戶檢測模塊400的輸入是源的列表、源的定時偏移、多普勒偏移以及復(fù)幅度。用戶的搜索獨立于每個源進行操作。對于每個源，選擇最接近對準(zhǔn)于碼片中心的輸入的相，并且按照因子4來抽取所述輸入402。所得到的信號由此很好地對準(zhǔn)導(dǎo)頻序列。隨后，所抽取的信號與復(fù)信道幅度的復(fù)共軛進行復(fù)數(shù)相乘，然后將其實部和虛部與其相應(yīng)的導(dǎo)頻序列進行相乘，最后將得到的結(jié)果加在一起。碼片的相關(guān)數(shù)目與可能用戶的數(shù)目是相關(guān)的。優(yōu)選地，當(dāng)完成與一個符號對準(zhǔn)地64個采樣時，計算哈得曼變換，對所有64個Walsh信道執(zhí)行粗解調(diào)。在此階段之后，每個信道的功率在特定時間間隔累加406。例如，500個符號周期。基于噪聲統(tǒng)計來計算域值408，使用噪聲域值來確定噪聲采樣。所述噪聲域值被選擇來平衡對增加干擾消除、有限計算容量以及在期望設(shè)計點上的假警報的花費的競爭權(quán)益(competing interests)。對于每個信道，如果功率被確定410超過域值，則用戶被確定是有效的且其幅度被估計為其功率與導(dǎo)頻功率的比值。
圖5是輸出由CTCE模塊和相應(yīng)的模塊體系執(zhí)行的碼跟蹤和信道估計500的示意圖。同樣，所述輸入是以每碼片一個采樣進行采樣的復(fù)基帶輸入信號，以及源列表、源的定時偏移、多普勒偏移和復(fù)信道幅度。幾個并行CTCE塊500a-c中的每個包含相關(guān)性502、導(dǎo)頻生成504、碼跟蹤506、信道估計508、平方電路510以及即時導(dǎo)頻能量累加512模塊。導(dǎo)頻生成504由圖11中的特征合成模塊1100提供，如下所述。優(yōu)選地，由三抽頭相關(guān)器、標(biāo)準(zhǔn)的早—遲門延遲鎖定環(huán)(DLL)的變種來執(zhí)行相關(guān)。在大多數(shù)DLL中，固定的導(dǎo)頻是與滯后和超前1/2碼片的輸入相關(guān)聯(lián)。然而，在本發(fā)明的一個實施例中，使得輸入信道只需要以每碼片1采樣得到，計算滯后1/2碼片的導(dǎo)頻信號。這描述了在碼跟蹤模塊506中實現(xiàn)的早—遲門延遲鎖定環(huán)的實現(xiàn)。信道估計508(幅度和相位)是根據(jù)即時導(dǎo)頻和碼跟蹤環(huán)中的數(shù)據(jù)的相關(guān)性得到的。即時導(dǎo)頻在元件510進行平方且在512中累加以計算在信道估計元件508中使用的即時導(dǎo)頻能量。
圖6是說明由CTCE模塊和相應(yīng)的模塊體系執(zhí)行的導(dǎo)頻產(chǎn)生過程600的示意圖。導(dǎo)頻產(chǎn)生602且對導(dǎo)頻進行濾波604以得到即時導(dǎo)頻。以-1/2碼片延遲濾波606以得到超前導(dǎo)頻。該超前導(dǎo)頻隨后以1碼片延遲608來獲得具有1/2碼片延遲的導(dǎo)頻，被稱為滯后導(dǎo)頻。這些導(dǎo)頻中的每個與復(fù)基帶輸入信號相關(guān)聯(lián)。
在指定周期后，在典型情況下為每512個碼長，如下計算誤差值(merit)(1)三個相關(guān)量(超前、滯后和即時)中的每個與其復(fù)共軛相乘來計算超前能量、即時能量和滯后能量，并且(2)該誤差值被計算為(超前能量—滯后能量)/即時能量。
利用一些反饋系數(shù)(通常為0.1-0.3)與誤差值相乘來給出定時偏移的更新。通過將即時相關(guān)值(在平方之前)除以即時導(dǎo)頻中的能量來計算信道的復(fù)幅度估計。一旦計算出定時偏移的更新和信道復(fù)幅度的更新，四個累加器(超前、滯后、即時和導(dǎo)頻能量)就被初始化到0，并且繼續(xù)處理。
圖7是說明由導(dǎo)頻消除模塊執(zhí)行的導(dǎo)頻消除700的示意圖。導(dǎo)頻消除700的輸入是以每碼片1采樣的采樣率采樣到的復(fù)基帶輸入信號。另外，還從CTCE模塊的輸出中取得源的列表、源的定時偏移、多普勒偏移和復(fù)信道幅度。這些參數(shù)被用于產(chǎn)生702a-c每個源的導(dǎo)頻。隨后，將該導(dǎo)頻與復(fù)信道幅度相乘。對所述導(dǎo)頻進行求和且將其從復(fù)基帶數(shù)據(jù)中減去以提供所示的不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶數(shù)據(jù)。導(dǎo)頻消除模塊的輸出被輸入到MUD模塊的數(shù)據(jù)輸入端。
圖8是說明多級多用戶檢測(MUD)800的實施例的示意圖，比如由前面引入的根據(jù)本發(fā)明的MUD模塊執(zhí)行的MUD。具體而言，所描述的情形涉及使用每符號64個碼片的k個用戶。在檢測中使用三級。多級mUD800以每碼片1采樣來接收不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶輸入，并且產(chǎn)生軟符號估計和比特估計輸出。
每個MUD級800a-c由1個或多個MUD處理元件(MUDPE)構(gòu)造成。優(yōu)選匹配用戶的數(shù)目(k)。在描述的實施例中為64。為了便于描述，示出了3個MUDPE 804a-c。MUDPE包括兩個基本功能解調(diào)器，用于解碼輸入且估計當(dāng)前符號；以及合成器，基于所述符號的估計值來估計當(dāng)前用戶對下一碼片的貢獻。對于給定級，所有MUDPE804a-c的輸出被加在一起以形成不含導(dǎo)頻的基帶輸入的下一碼片的估計。該級的當(dāng)前碼片的估計(已經(jīng)根據(jù)先前碼片計算出)隨后被從不含導(dǎo)頻的基帶輸入中減去以形成修正信號。這種修正信號是不能被預(yù)測的不含導(dǎo)頻的基帶信號的一個分量。給定級的修正符號是級800a的所有MUDPE 804a-c的輸入。
每個MUDPE804a-c產(chǎn)生兩個附加輸出，或者來初始化給定用戶的下一級，或者作為對用戶有用的最終軟判決輸出。第一輸出是該級的軟判決輸出。對于每個用戶，它是對其所有多址干擾已移除的不含導(dǎo)頻的基帶輸入進行操作的匹配濾波器的線性累加器。在MUDPE內(nèi)部，這種其用戶的多址干擾已移除的不含導(dǎo)頻的基帶輸入被作為修正信號與用戶對該不含導(dǎo)頻基帶輸入的貢獻的MUDPE預(yù)測值之和來形成。對于第一級，這種累加器被初始化到0。對于后級，這種累加器被初始化為前級的軟判決輸出。
所述級的第二輸出是初始比特(或在非BPSK調(diào)制初始集點)，下一級的估計。這種比特估計被用于對由一級處理的給定符號進行比特估計。對于第一級，比特估計是0。實際的比特是-1或+1。然而，存在至少三種方案來產(chǎn)生內(nèi)在的軟比特估計。第一種方案是使用硬判決限幅器，該限幅器是軟判決累加器的符號。產(chǎn)生最佳MMSE估計的第二方案是計算軟判決累加器的雙曲正切。第三且是優(yōu)選的方案近似使用分段線性函數(shù)的雙曲正切函數(shù)，由此如果輸入的幅度小于1，則輸出等于輸入，但如果幅度大于或等于1，則箝位到-1或1。
在給定符號的處理期間，軟判決輸出和比特估計輸出都被鎖存。所述鎖存在完整符號結(jié)束時時鐘同步。對于IS 95，符號是64個碼片。因此，由于在已經(jīng)處理符號的所有碼片之前當(dāng)前級的輸出沒有準(zhǔn)備好，下一級的輸入被延遲802a、802b符號內(nèi)的碼片的數(shù)目。同樣，具有符號中的碼片數(shù)目的大小的緩沖器被安置在每個連續(xù)級之間的輸入上。
圖9A和圖9B是MUDPE 900a、900b的更詳細(xì)的示意圖。輸入i(t)是復(fù)修正信號。復(fù)變量yk(t)是對用戶k的不含導(dǎo)頻的基帶的貢獻的合成。如圖9A所示，對于用戶k、級m來說，這種貢獻是yk(t)＝hk(t)Akkm(t)-。用戶k的貢獻yk(t)和修正信號i(t)被加和在一起924，以恢復(fù)來自用戶k的貢獻。根據(jù)下述等式，這形成了用戶k的不含導(dǎo)頻的基帶信號的近似值ik(t)，其中該基帶信號的所有多址干擾已被移除。
ik(t)＝i(t)+hk(t)Akkm(t)-。
MUDPE 900a包括特征合成器906，該特征合成器906接收用戶的定時偏移和Walsh指數(shù)，并且計算該特征波形。在下面將參照圖11描述特征波形的計算。
用戶估計器902計算用戶的復(fù)幅度Ak的估計。通過將用戶的復(fù)幅度估計和特征波形相乘來構(gòu)建用戶的復(fù)特征波形Akhk(t+1)。在當(dāng)前碼片期間計算這種波形，從而估計用戶對下一碼片的貢獻。由延遲914d提供的單碼片延遲倍采用來為當(dāng)前碼片的貢獻提供合適值。
對于接收機(其被等同視為匹配濾波器或相關(guān)器)，ik(t)與特征波形的復(fù)共軛相乘，隨后取出實部來提供匹配濾波器項。這種功能包括(1)將ik(t)的實部乘以926特征波形的實部，(2)將ik(t)的虛部乘以928特征波形的虛部，(3)將兩個結(jié)果加930在一起，得到其實部分量。這個值被提供給累加器912。結(jié)合穿過延遲元件的反饋，該反饋將前一碼片累加值傳遞到累加器912，該累加器有效地累加用戶幅度估計器902的輸入的值。用戶幅度估計器在下面參照圖10(10或11？)描述的用戶幅度估計中使用。在每個符號邊界，通過與0相乘944來清空累加器。
為了使累加器934規(guī)格化，匹配濾波器輸出值通過乘法器932由2倍的修正方差的估計的倒數(shù)(2/σ2)來進行標(biāo)度(scale)?？梢酝ㄟ^計算下述連續(xù)(running)和在MUDPE 900a外部計算修正方差的連續(xù)估計0.01×當(dāng)前修正值的平方加上0.99乘以累加器934中的前一值。
當(dāng)前碼片的被規(guī)格化的匹配濾波器輸出值被提供給軟符號輸出Skm(t)的累加器934。累加器934還通過延遲914c來接收前一累加值，該累加器由此保持逐片增加的軟符號的累加值。軟符號輸出Skm(t)被用于鎖存，該鎖存在符號結(jié)束時時鐘同步來在整個符號周期內(nèi)存儲用戶k的累加輸出Skm(Fk(t)+L-1)。
軟符號輸出Skm(t)也經(jīng)過比特估計計算模塊904。在一個實施例中，比特估計計算模塊904執(zhí)行非線性計算，更為具體地，是分段線性近似于雙曲正切函數(shù)。在一個替代實施例中，其他非線性計算或線性計算可用于比特估計。得到的比特估計km(t)被輸出到鎖存器908b，該鎖存器908在符號結(jié)束時被時鐘同步來提供最后的比特估計km(t+L-1)。這種鎖存器908b在符號周期結(jié)束時提供該級的該用戶k的軟比特估計。
乘法器942控制所預(yù)測的先驗比特估計km(t+1)-。如果(t+1)表示符號中的第一碼片復(fù)用器選擇來自前一級的比特估計或0。否則，km(t+1)-＝km(t)。
所預(yù)測的比特估計km(t+1)-與先前描述的特征波形Akhk(t+1)相乘。為了能夠在下一時間步長執(zhí)行消除，該預(yù)測值被饋送到下一時間步長的修正信號的累加。所得結(jié)果是用戶對下一碼片的信號的貢獻的預(yù)測值。該數(shù)值也被通過碼片延遲914b饋送回與下一碼片的下一修正信號(作為hk(t)Akkm(t)-)加和，并且MUDPE 900a的輸出被加到所有其他用戶的預(yù)測值中。
MUDPE 900a還與前面引入的多級處理結(jié)合使用。為了適應(yīng)這，在符號的開始，累加器934從前一級的累加軟符號中選取其輸入，并且利用復(fù)用器940進行選擇。如果不存在前級，那么將0作為累加軟符號值輸入。
MUDPE 900a的功能可以在接收機內(nèi)體現(xiàn)?？梢员惶峁檐浖⒒蛴布?、固件、或硬件、固件和/或軟件的任一可能組合。MUDPE 900a軟件可以是計算機系統(tǒng)的一部分，在計算機中由處理器執(zhí)行其指令。還可以采用存儲介質(zhì)的形式，該存儲介質(zhì)存儲軟件，比如光盤CD或其他格式、磁性存儲、閃存或其他。
值得注意的是，雖然是概念性的，每級每用戶存在一個MUDPE900a。還有可能的是，將多邏輯MUDPE體現(xiàn)為如圖9B所示的單物理MUDPE 900b。在硬件實現(xiàn)中，這種布置是最有用的。通常，MUDPE900b類似于MUDPE 900a，并且到最后類似數(shù)目的項如上述操作。然而，取代單個鎖存器908a，b，使用N個必須的鎖存器920，b，并且取代碼片延遲914a-d，使用“N碼片”延遲922a-b。另外，用戶幅度估值器和特征合成塊必須被修改來具有存儲器，從而使得可以為N個不同的用戶復(fù)用其輸出。從功能上講，MUDPE 900b象前述MUDPE900a一樣工作，具有過時鐘同步和增加緩沖器。在輸出端存在有一個累加器和時鐘延遲，以將不同用戶的貢獻加在一起。雖然修正信號輸入和在輸出端上的累加的用戶貢獻仍然以碼片速率時鐘同步，但是MUDPE 900b以N倍的碼片速率時鐘同步。軟符號輸出和比特估計輸出還必須于使用符號速率同步的下一級同步。
存在幾個不同的方案來將來自不同級的估計合并在一起。圖9c-9f描述了四種替代情形。
圖9C是MUDPE的變形。為了使累加的軟判定被解釋為“對數(shù)似然”，匹配濾波器輸出的累加必須在1個符號周期內(nèi)有效地執(zhí)行。這在圖9c中通過將前一級中的累加軟符號除以946符號中的碼片數(shù)并且使用減法元件將其從當(dāng)前匹配濾波器項中減去來實現(xiàn)。在符號周期結(jié)束時，來自前級的整個累加軟符號將被減去，從而使得所述累加是當(dāng)前級的匹配濾波器項的累加。
圖9D是MUPDE的另一個變形。在這個變形中，不是減去來自前級的平均值，實際的匹配濾波器項在多級間傳送且被減去。更為具體地，每個碼片的匹配濾波器項利用修正方差(2/σ2)進行標(biāo)度，且被送入先進先出(FIFO)緩沖器元件950并且以碼片速率時鐘同步。表示來自前級的標(biāo)度后的匹配濾波器項的信號是輸入且被使用減法元件948從當(dāng)前標(biāo)度后的匹配濾波器項中減去。得到的結(jié)果是每個碼片上的結(jié)果。累加器包含使用標(biāo)度后的匹配濾波器項的每個碼片的確切累加。對于從符號的開始到當(dāng)前符號的碼片，所述累加具有最新值，對于當(dāng)前碼片之后的碼片，累加具有在前級上使用的值。這種技術(shù)的有利之處在于不需要近似值來從中減去其平均值。不利之處在于需要附加的FIFO緩存器。
圖9E是MUDPE的另一個變形，其能夠用于MG-MUD的第一級。這種變形包括將累加器(912，圖9A)的功能并入累加器934，并且將乘法元件932放置在累加器934的輸出端而不是在輸入端。如果這個變形已經(jīng)用于第一級，那么在任何情況下，累加器912和934將被初始為0。同樣，在第一碼片，乘法元件942將比特估計選擇為0，且在下N-1個碼片，從非線性的輸出中選擇比特估計，其中N是每個符號中的碼片的數(shù)目。
圖9F是類似于圖9E的變形。其被用于執(zhí)行使用這種體系的PIC算法。主要的區(qū)別在于排除在一起的復(fù)用元件(942，圖9E)。在符號結(jié)束時鎖存非線性的輸出(當(dāng)前的比特估計km(t))。在預(yù)測中使用的估計，km(t+1)-，被作為前級的估計采用。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可配置的體系通過選擇更新增益因子和非線性函數(shù)來實現(xiàn)各種MUD。這種體系(稱為遞歸多級MUD(RMSM))算法體系)是各種MUD方法共有的基本功能的多級的、采樣級實現(xiàn)。共有的功能包括多級狀態(tài)預(yù)測和更新等式和三角增益矩陣更新公式。通過計算和應(yīng)用時間和級依賴性的增益因子，將RMSM體系配置于特定MUD方法，其中該增益因子對應(yīng)于該方法。所述配置要求選擇用于符號估計和判定的方法特定的非線性函數(shù)以及選擇方法特定的狀態(tài)更新等式。由RMSM體系支持的MUD算法包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC和解耦Kalman解調(diào)器以及混合多級MUD方法。
圖9G是體現(xiàn)RMSM體系的MUD處理元件900g的實施例。這種處理元件900g以單個結(jié)構(gòu)實現(xiàn)在圖9A-9E種描述的處理元件的功能。處理元件900g包含附加開關(guān)952、954、956，適應(yīng)引入不同組增益因子βkm(t)和減去956似然相關(guān)項ξkm(t)。
圖9G已經(jīng)被簡化但與圖9A-F一致。首先，大致示出了非線性判定函數(shù)904。如同其他實施例，可以應(yīng)用各種非線性判定函數(shù)，該非線性判定函數(shù)包括但不限于在一些圖形中描述的tanh函數(shù)。另外，取代兩條線，以單條實線示出了復(fù)通道。因此，乘法器928的功能被并入乘法器926。復(fù)數(shù)乘法器926將輸入信號與合成的特征波形的共軛相乘。函數(shù)964執(zhí)行共軛操作。由于這種設(shè)計體現(xiàn)能夠?qū)崿F(xiàn)各種其他算法的體系結(jié)構(gòu)。幅度標(biāo)度函數(shù)962、開關(guān)952和乘法器被提供，因此不同的增益因子b(t)可被使用且可以校正用戶幅度。此外，由各個復(fù)用器和延遲提供的功能沒有示出，但應(yīng)該理解的是，該功能被并入所示出的累加器912、934中。
通過選擇正確的增益因子組、設(shè)置各種開關(guān)且選擇期望的非線性判定函數(shù)，該處理元件900g可以容易地被重配置來執(zhí)行任何MUD算法的單級，比如PIC、PPIC、DKD、MGMUD或各種混合多級方法。
通常，增益因子的方法特定組可以被預(yù)先計算或存儲在一表格中。在其最通常的形式中，每個表格的大小是[N×M×K]表，其中N是碼片/符號數(shù)目，M是級的數(shù)目，K是用戶(或信道)的總數(shù)。當(dāng)前用戶、當(dāng)前處理級和符號內(nèi)的當(dāng)前碼片確定表中的索引。
增益因子矢量βkm(t)是當(dāng)前執(zhí)行的算法和級的數(shù)目的函數(shù)。
對于PIC，增益因子獨立于級和用戶，且增益因子是β(nk)=1n,]]>其中nk＝{1，...，N}是符號內(nèi)的當(dāng)前碼片指數(shù)，而N是單位符號的碼片數(shù)目。
部分PIC算法的增益因子類似于PIC，但包括依賴于級的加權(quán)βm(nk)=λmnk,]]>其中0≤λm≤1。通常，隨著級的數(shù)目增加，λm接近于1.0。
如同名字所暗指的，塊結(jié)構(gòu)固定增益Kalman解調(diào)器(BFKD)的增益因子是βm(nk)=αmN,]]>其中αm取在0和1之間的用戶定義的值。將B.Flanagan和J.Dunyak在2003年10月13-16日召開的IEEEMilcom 2003會議的會議紀(jì)要上發(fā)表的“Steady State Kalman FilterTechnique for Multiuser Dectection”用作算法描述和相關(guān)參考。
可以根據(jù)J.Dunyak在2002年無線和光通信的IEEE會議上發(fā)表的“A Decoupled Kalman Filter Technique for Multiuser Detection ofPulse Amplitude Modulation CDMA”來定義解耦Kalman解調(diào)器的增益因子(DKD增益因子)。
假定可以根據(jù)期望的算法來選擇幾個非線性判定函數(shù)中的一個。候選函數(shù)包括硬限幅器、符號函數(shù)、快速限幅器、擦除器和雙曲正切。擦除器是3級函數(shù)，根據(jù)輸入信號指定輸出-A、0和A。
如上所述，僅僅利用幾個參數(shù)的改變，RMSM體系可使用于特定算法。參見圖9x，每個特定算法的配置如下對于PIC1、使用PIC的增益因子
2、設(shè)置開關(guān)A，使得利用用戶幅度的絕對值的逆來標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號添加到輸入復(fù)基帶修正信號i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用來自前級的非線性符號估計5、利用前面的1/N刻度來選擇期望的非線性檢測函數(shù)6、設(shè)置似然項ξkm(t)＝0，其中N是碼片/符號的數(shù)目對于PPIC1、使用部分PIC的增益因子2、設(shè)置開關(guān)A，使得利用用戶幅度的絕對值的逆來標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號添加到輸入復(fù)基帶修正信號i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用來自前級的非線性符號估計5、利用前面的1/N刻度來選擇期望的非線性檢測函數(shù)6、設(shè)置似然項ξkm(t)＝0對于MG-MUD1、使用MG-MUD的增益因子2、設(shè)置開關(guān)A，使得以1對增益因子進行標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號添加到輸入復(fù)基帶修正信號i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號估計，除非在符號邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級的非線性符號估計5、選擇雙曲正切或箝位限幅器6、為了實現(xiàn)圖9a版本，設(shè)置似然項ξkm(t)＝0；為了實現(xiàn)圖9c版本，設(shè)置似然項ξkm(t)＝(前級軟符號估計)/N，為了實現(xiàn)圖9d版本，設(shè)置似然項ξkm(t)＝前級的相應(yīng)匹配濾波器項對于DKD1、使用上述引入的DKD增益因子2、將開關(guān)A(952)設(shè)置為13、將開關(guān)B設(shè)置為04、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號估計，除非在符號邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級的非線性符號估計5、選擇<TBD>非線性函數(shù)6、設(shè)置似然項ξkm(t)＝0對于BFKD1、使用BFKD的增益因子2、將開關(guān)A(952)設(shè)置為13、將開關(guān)B設(shè)置為04、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號估計，除非在符號邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級的非線性符號估計5、選擇<TBD>非線性函數(shù)6、設(shè)置似然項ξkm(t)＝0圖10是用戶幅度估計器1000的實施例的示意圖，該用戶幅度估計器1000可用于前述MUDPE 900a和900b中。如前所述，執(zhí)行匹配濾波器的第二累加，在符號的開始，該第二累加被初始為0且不規(guī)格化。這被稱為匹配累加器輸入，該輸入由用戶幅度估計器1000接收。附加的輸入包括所示的定時偏移的小數(shù)部分、復(fù)信道估計和2倍修正方差的倒數(shù)(2/σ2)。在1/16碼片分辨率的定時偏移的情況下，考慮定時偏移的小數(shù)部分，這個數(shù)目將是4比特量0-15，其中所有比特位于二進制小數(shù)點的右邊。這個值被用于查找該相位的導(dǎo)頻功率。導(dǎo)頻功率查找表(LUT)1010預(yù)先存儲與該相位對應(yīng)的導(dǎo)頻功率以提供該信息。2倍修正方差的倒數(shù)的值是預(yù)先描述被提供給MUDPE的剩余部分的值。從前述CTCE模塊獲得復(fù)信道估計。
用戶的相對幅度通常是小于1的正數(shù)，它表示用戶的幅度與導(dǎo)頻的幅度的比值。用戶幅度估計器1000將對每個符號計算該量的平方的點估計，并且隨后進行用戶相對幅度的平方的點估計和在前估計的凸組合。具體而言，對于參數(shù)α，在圖中為0.99，估計器1000采用0.01(1-α)乘以點估計加上0.99α乘以在前估計。得到的結(jié)果以符號速率同步(1014)，并且得到結(jié)果的平方根(1016)與復(fù)信道估計相乘以提供用戶的復(fù)幅度估計。
通過采用在符號結(jié)束時的匹配濾波器累加器輸出的幅度平方(1002)且將其乘以用戶相對幅度平方的在前估計(1004)的倒數(shù)來計算點估計。得到的結(jié)果與標(biāo)度因子相乘且移除偏差(bias)。最后，點估計被限制在0到1的范圍內(nèi)(1008)。用戶相對幅度平方的新估計的平方根被采用且將其與復(fù)信道幅度估計相乘來獲得該用戶的復(fù)幅度估計。在計算中使用的標(biāo)度和偏差項按照下述計算。復(fù)信道估計的幅度平方(1012)與2倍的修正方差的倒數(shù)相乘。其還與從導(dǎo)頻功率LUT 1010提供的導(dǎo)頻功率相乘，根據(jù)表示定時偏移的小數(shù)部分的4比特，該導(dǎo)頻功率是不同的。將所述結(jié)果(1018)的倒數(shù)取為偏差。隨后將該值與2倍的修正方差的倒數(shù)相乘并且平方輸出來產(chǎn)生標(biāo)度(scale)。
圖11是說明特征合成器1100的示意圖，該特征合成器被先前介紹的導(dǎo)頻獲取、CTCE、導(dǎo)頻消除模塊和MUDPE使用。使用線性反饋移位寄存器(LFSR)1104和1106來計算導(dǎo)頻的實部和虛部，其中LFSR是諸如IS-95的標(biāo)準(zhǔn)中指定的。對于64個Walsh信道中的每個，根據(jù)Walsh表1102應(yīng)用不同的碼，得到的結(jié)果是二元序列。比特“0”被映射到符號1，而比特“1”被映射到符號“-1”。為了產(chǎn)生在所需要的小數(shù)偏移的1/16上的導(dǎo)頻的插入版本，二進制輸入必須被濾波1108、1110。在優(yōu)選實施例中，這種濾波器是12抽頭無限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。所得結(jié)果或者是在Walsh碼為0(全1)的情況下合成的導(dǎo)頻，或者任何其他Walsh信道上的特征序列。
圖12是說明可為MUDPE特征合成器1200使用的子碼片插入式濾波器的示意圖。更具體地為三種不同的實現(xiàn)1202、1204和1206。由于輸入是二進制的，所以可以使用查找表來計算輸出。在實現(xiàn)中根據(jù)查找表的代價與使用地址的代價的關(guān)系來進行集中折中。優(yōu)選地，由于存在16種可能的小數(shù)偏移，所以必須使用4比特來選擇合適的濾波器。一個表格的實現(xiàn)1202要求16比特(12比特用于數(shù)據(jù)輸入，加上4比特用于選擇小數(shù)偏移)或65536個位置來產(chǎn)生輸出。但不使用另外的邏輯。兩個表格的實現(xiàn)1204要求2個10比特表或2×1024＝2048個位置。對于所述10比特，4比特用于選擇小數(shù)偏移，而其他6比特和是12比特序列的上半部分或是下半部分。所述兩個表的輸出必須被加在一起來實現(xiàn)12抽頭FIR濾波器。在三個表格的實現(xiàn)中，需要三個8比特表格或3×256＝768個位置。對于8比特，4比特選擇小數(shù)偏移，而其余4比特或者是12比特輸入序列的第一、第二或第三個4比特段。
因此，本發(fā)明的實施例產(chǎn)生和提供了CDMA通信環(huán)境中的干擾消除的改進。雖然本發(fā)明已經(jīng)參照特定實施例進行了相當(dāng)詳細(xì)地描述，但是本發(fā)明可以在不背離本發(fā)明的精神和范圍的情況下進行各種修改。因此，下述權(quán)利要求不應(yīng)該被限制于在這里以任何形式包含的實施例的描述中。
權(quán)利要求
1.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對應(yīng)于當(dāng)前符號的當(dāng)前子符號間隔，且前一離散值對應(yīng)于所述當(dāng)前符號的前一子符號間隔；和在子符號間隔為所述多個用戶中的一個給定用戶估計符號，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計估計與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號對應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，為所述給定用戶估計符號是通過多個處理級來執(zhí)行的。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，多個處理元件在子符號間隔分別為所述多個用戶中的每個執(zhí)行估計，以適應(yīng)消除由所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述多個處理級包括第一級和第二級，所述第一級將所述給定用戶的累加的軟符號輸出提供給所述第二級，所述第二級使用該累加的軟符號輸出為所述給定用戶估計符號。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，由所述第二級接收的所述輸入相對于所述第一級接收的所述輸入延遲一個符號周期。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，符號估計是基于一個最小均方差估計。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述最小均方差估計是線性均方差估計。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，符號估計是基于混合高斯分布的。
11.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述多個處理級中的各個級是不同類型的。
12.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，在所述多個處理級中的每個處理級執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
13.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，在所述多個處理級中的每個處理級包括遞歸多級解調(diào)器。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中，所述遞歸多級解調(diào)器包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以使得相應(yīng)的處理級來執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
15.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對應(yīng)于當(dāng)前符號的當(dāng)前子符號間隔，且前一離散值對應(yīng)于所述當(dāng)前符號的前一子符號間隔；第一處理級，與所述輸入端通信，用于在子符號間隔為給定用戶估計符號，其中，所述給定用戶的當(dāng)前估計估計與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號對應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
17.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
18.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級是用于為所述給定用戶估計符號的多個處理級中的一個。
19.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述處理級包括多個處理元件，該多個處理元件在子符號間隔分別為所述多個用戶中的每個執(zhí)行估計，以適應(yīng)消除由所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
20.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，所述多個處理級包括第一級和第二級，所述第一級將所述給定用戶的累加的軟符號輸出提供給所述第二級，所述第二級使用該累加的軟符號輸出為所述給定用戶估計符號。
21.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級在估計符號時執(zhí)行最小均方差估計。
22.如權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述最小均方差估計是線性均方差估計。
23.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級在估計符號時執(zhí)行混合高斯分布。
24.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，所述多個處理級中的各個級是不同類型的。
25.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，在所述多個處理級中的每個處理級執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
26.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，所述多個處理級中的每個處理級包括遞歸多級解調(diào)器，該遞歸多級解調(diào)器還包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以提供執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法的相應(yīng)的處理級混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
27.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的計算機程序產(chǎn)品，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述計算機程序產(chǎn)品存儲在計算機可讀介質(zhì)上且執(zhí)行以下操作接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對應(yīng)于當(dāng)前符號的當(dāng)前子符號間隔，且前一離散值對應(yīng)于所述當(dāng)前符號的前一子符號間隔；和在子符號間隔為所述多個用戶中的一個給定用戶估計符號，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計估計與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號對應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
28.如權(quán)利要求27所述的計算機程序產(chǎn)品，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
29.如權(quán)利要求27所述的計算機程序產(chǎn)品，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
30.如權(quán)利要求27所述的計算機程序產(chǎn)品，其中，所述符號是多比特符號。
31.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對應(yīng)于當(dāng)前多比特符號的當(dāng)前子符號間隔，且前一離散值對應(yīng)于所述當(dāng)前多比特符號的前一子符號間隔；和在子符號間隔為所述多個用戶中的一個給定用戶估計符號，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計估計與所述給定用戶的所述當(dāng)前多比特符號對應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
32.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
33.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
34.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，為所述給定用戶估計符號是由多個處理級執(zhí)行的。
35.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，多個處理元件在子符號間隔分別為所述多個用戶中的每個執(zhí)行估計，以適應(yīng)消除由所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
36.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，所述多個處理級包括第一級和第二級，所述第一級將所述給定用戶的累加的軟符號輸出提供給所述第二級，所述第二級使用該累加的軟符號輸出為所述給定用戶估計符號。
37.如權(quán)利要求36所述的方法，其中，由所述第二級接收的所述輸入相對于所述第一級接收的所述輸入延遲一個符號周期。
38.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，符號估計是基于一個最小均方差估計。
39.如權(quán)利要求38所述的方法，其中，所述最小均方差估計是線性均方差估計。
40.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，符號估計是基于混合高斯分布的。
41.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，所述多個處理級中的各個級是不同類型的。
42.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，在所述多個處理級中的每個處理級執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
43.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，在所述多個處理級中的每個處理級包括遞歸多級解調(diào)器。
44.如權(quán)利要求43所述的方法，其中，所述遞歸多級解調(diào)器包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以使得相應(yīng)的處理級來執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
45.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對應(yīng)于當(dāng)前多比特符號的當(dāng)前子符號間隔，且前一離散值對應(yīng)于所述當(dāng)前多比特符號的前一子符號間隔；和第一處理級，與所述輸入端通信，用于在子符號間隔為給定用戶估計符號，其中，所述給定用戶的當(dāng)前估計估計與所述給定用戶的所述當(dāng)前多比特符號對應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
46.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
47.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
48.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級是用于為所述給定用戶估計符號的多個處理級中的一個。
49.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述處理級包括多個處理元件，該多個處理元件在子符號間隔分別為所述多個用戶中的每個執(zhí)行估計，以適應(yīng)消除由所述多個用戶產(chǎn)生的干擾。
50.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，所述多個處理級包括第一級和第二級，所述第一級將所述給定用戶的累加的軟符號輸出提供給所述第二級，所述第二級使用該累加的軟符號輸出為所述給定用戶估計符號。
51.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級在估計符號時執(zhí)行最小均方差估計。
52.如權(quán)利要求51所述的裝置，其中，所述最小均方差估計是線性均方差估計。
53.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級在估計符號時執(zhí)行混合高斯分布。
54.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，所述多個處理級中的各個級是不同類型的。
55.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，在所述多個處理級中的每個處理級執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
56.如權(quán)利要求48所述的方法，其中，所述多個處理級中的每個處理級包括遞歸多級解調(diào)器，該遞歸多級解調(diào)器還包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以提供執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測算法的相應(yīng)的處理級混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
57.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的數(shù)據(jù)集；和通過將所述多個用戶中的至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計與給定用戶對應(yīng)的符號的多個比特。
58.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
59.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是異步碼分多址通信系統(tǒng)。
60.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
61.如權(quán)利要求57所述的方法，還包括使用所插入的特征波形來確定與所述給定用戶對應(yīng)的干擾貢獻。
62.如權(quán)利要求61所述的方法，其中，所插入的特征波形被用于在第一子符號間隔內(nèi)執(zhí)行信號重構(gòu)，且被保留來在所述第一子符號間隔之后的第二子符號間隔內(nèi)估計多個比特。
63.如權(quán)利要求62所述的方法，其中子符號延遲適應(yīng)同時為所述第二子符號間隔中的比特估計和所述第一子符號間隔內(nèi)的信號重構(gòu)保留所插入的特征波形。
64.如權(quán)利要求57所述的方法，其中多個解耦多用戶檢測處理元件在所述子符號間隔分別為所述多個用戶的每個確定所述干擾貢獻。
65.如權(quán)利要求64所述的方法，還包括通過合并所述多個用戶中的每個的所確定的干擾貢獻來確定當(dāng)前子符號間隔的當(dāng)前干擾估計；從所述數(shù)據(jù)集中移除所述當(dāng)前干擾估計，以提供修正信號；和使用所述修正信號以在所述當(dāng)前子符號間隔估計所述給定用戶的多個比特，并且確定與所述下一子符號間隔對應(yīng)的所述多個用戶的每個的下一干擾估計。
66.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述符號是多比特符號。
67.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶通過共享信道進行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號周期的子符號間隔上產(chǎn)生的多個離散值的數(shù)據(jù)集；和多用戶檢測模塊，用于通過將所述多個用戶中的至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計與給定用戶對應(yīng)的符號的多個比特。
68.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
69.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是異步碼分多址通信系統(tǒng)。
70.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述子符號間隔是碼片間隔。
71.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述多用戶檢測模塊使用所插入的特征波形來確定與所述給定用戶對應(yīng)的干擾貢獻。
72.如權(quán)利要求71所述的方法，其中，所插入的特征波形被用于在第一子符號間隔內(nèi)執(zhí)行信號重構(gòu)，且被保留來在所述第一子符號間隔之后的第二子符號間隔內(nèi)估計多個比特。
73.如權(quán)利要求72所述的方法，其中子符號延遲適應(yīng)同時為所述第二子符號間隔中的比特估計和所述第一子符號間隔內(nèi)的信號重構(gòu)保留所插入的特征波形。
74.如權(quán)利要求67所述的方法，其中多個解耦多用戶檢測模塊在所述子符號間隔分別為所述多個用戶的每個確定所述干擾貢獻。
75.如權(quán)利要求74所述的方法，還包括通過合并所述多個用戶中的每個的所確定的干擾貢獻來確定當(dāng)前子符號間隔的當(dāng)前干擾估計的裝置；從所述數(shù)據(jù)集中移除所述當(dāng)前干擾估計以提供修正信號的裝置，其中，所述多用戶檢測模塊被配置為使用所述修正信號以在所述當(dāng)前子符號間隔估計多個比特，并且確定與所述下一子符號間隔對應(yīng)的所述多個用戶的每個的下一干擾估計。
76.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述符號是多比特符號。
77.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的系統(tǒng)，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶在共享信道上通信，所述系統(tǒng)包括可配置的多用戶檢測(MUD)模塊包括輸入端，用于接收多個離散值；增益因子模塊，用于選擇與期望的多用戶檢測算法對應(yīng)的增益因子；和函數(shù)模塊，用于選擇與所期望的多用戶檢測算法對應(yīng)的非線性函數(shù)。
78.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中多個可配置的MUD模塊被安置來提供多級MUD。
79.如權(quán)利要求78所述的系統(tǒng)，其中，所述多個可配置的MUD模塊包括第一MUD模塊和第二MUD模塊，并且與所述第一MUD模塊對應(yīng)的第一多用戶檢測算法不同于與所述第二MUD模塊對應(yīng)的第二多用戶檢測算法。
80.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中，所期望的多用戶檢測算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
81.如權(quán)利要求79所述的系統(tǒng)，其中，所述第一和第二多用戶檢測算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
82.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中，所述可配置的MUD模塊還包括多個開關(guān)，該多個開關(guān)具有可根據(jù)所期望的多用戶檢測算法進行配置的狀態(tài)。
83.一種用于在通信系統(tǒng)中提供可配置的多用戶檢測的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個用戶在共享信道上通信，所述方法包括配置增益因子模塊來選擇與所期望的多用戶檢測算法對應(yīng)的增益因子；配置函數(shù)模塊來選擇與所期望的多用戶檢測算法對應(yīng)的非線性函數(shù)；接收能夠提供多個離散值的數(shù)據(jù)集且根據(jù)期望的多用戶檢測算法來消除多用戶干擾。
84.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，多個可配置MUD模塊的每個包括所述增益因子模塊和所述函數(shù)模塊，該多個可配置MUD模塊被安置來提供多級MUD。
85.如權(quán)利要求84所述的方法，其中，所述多個可配置的MUD模塊包括第一MUD模塊和第二MUD模塊，并且與所述第一MUD模塊對應(yīng)的第一多用戶檢測算法不同于與所述第二MUD模塊對應(yīng)的第二多用戶檢測算法。
86.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，所期望的多用戶檢測算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
87.如權(quán)利要求85所述的方法，其中，所述第一和第二多用戶檢測算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
88.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，所述可配置的MUD模塊還包括多個開關(guān)，該多個開關(guān)具有可根據(jù)期望的多用戶檢測算法進行配置的狀態(tài)。
全文摘要
在使用長碼的異步CDMA通信系統(tǒng)中，可以減小多址干擾。在一個方面，并行干擾消除(PIC)執(zhí)行解耦估計，優(yōu)選是非線性的且應(yīng)用于碼片間隔。根據(jù)另一個方面，使用一種技術(shù)來消除干擾，該技術(shù)通過將用戶的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)的公共采樣格網(wǎng)中來估計符號中的比特。根據(jù)另一方面，可以提供多級、混合多級和可重配置遞歸多級多用戶檢測結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的處理。
文檔編號H04B1/707GK1788425SQ200480009002
公開日2006年6月14日 申請日期2004年1月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月30日
發(fā)明者詹姆斯·P·敦亞克, 約翰·D·菲特, 杰爾姆·M·夏皮羅 申請人:米特羅公司