一種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法
【專利摘要】本發(fā)明公開一種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述方法包括：在發(fā)送端，將待發(fā)送信號進行調(diào)制與MIMO處理，經(jīng)N-DFT后進行子載波映射，再經(jīng)M-IDFT后添加循環(huán)前綴，送入無線信道；在接收端，將接收信號先進行循環(huán)前綴的移除，經(jīng)M-DFT后進行子載波解映，進行頻域均衡與并行干擾消除，經(jīng)N-IDFT與MIMO處理后，解調(diào)輸出所需信號；其中，M、N為子載波數(shù)且M>N。本發(fā)明的信號傳輸方法進行載波同步時無需對接收到的信號進行估計，而是并行輸出期望信號時，直接將頻率偏差的信號所產(chǎn)生的影響當成干擾直接并行消除，載波頻率同步效果更好，提升了系統(tǒng)的整體性能。
【專利說明】-種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明設(shè)及寬帶無線通信系統(tǒng)【技術(shù)領(lǐng)域】，更具體地，設(shè)及一種多天線單載波頻分 多址系統(tǒng)的信號傳輸方法。

【背景技術(shù)】
[000引 LTE-Advanced 是 LTE (Long Term Evolution)的演進，它不僅是 3GPP 形成國際電 信聯(lián)盟口U IMT-Advanced技術(shù)標準的一個重要來源，還是一個后向兼容的技術(shù)，要完全兼 容LTE。LTE-Advanced相對于LTE系統(tǒng)，主要增強了峰值速率、傳輸時延、頻譜效率、VoIP容 量、系統(tǒng)帶寬等方面的需求。
[0003] LTE-Advanced上行鏈路傳輸方案采用多天線單載波頻分多址（MIM0 SC-FDMA)技 術(shù)，將經(jīng)典的正交頻分復用（(FDM)技術(shù)和單載波（SC)傳輸方案融合在一起，具有較低的峰 均比（PAPR)的優(yōu)點。相比其它多載波傳輸技術(shù)，單載波頻分多址技術(shù)能有效降低待發(fā)射信 號的峰均比，從而相應地提高了功放的效率和增加小區(qū)的覆蓋面積，該就為研制低價格、低 功耗、小尺寸的移動終端提供了條件。
[0004] LTE-Advanced上行鏈路利用MIM0技術(shù)可W實現(xiàn)空間分集，使空間成為一種可W 用于提高性能的資源，并能夠增加無線系統(tǒng)的覆蓋范圍，有效提高系統(tǒng)的傳輸性能。
[0005] 在無線通信系統(tǒng)中，由于受到無線信道傳輸特性的影響，接收端與發(fā)送端的載波 頻率通常會不完全一致，從而導致接收端與發(fā)送端載波頻率偏差。當LTE-Advanced上行鏈 路MIM0 SC-FDMA系統(tǒng)存在載波頻率偏差的時候，它就會破壞子載波之間的正交性，從而導 致子載波間干擾（ICI)，使發(fā)送的信息不能正確恢復，誤碼率增加，系統(tǒng)性能大大降低。對于 數(shù)字通信系統(tǒng)而言，只有發(fā)送端和接收端載波頻率同步時才有信息的可靠性傳輸。
[0006] 目前，對于SC-FDMA技術(shù)而言，該技術(shù)的研究成熟度遠遠比不上0FDMA技術(shù)，特別 是針對LTE-Advanced上行鏈路MIM0 SC-FDMA系統(tǒng)的載波頻率同步研究較少。在傳統(tǒng)的 OFDM技術(shù)載波同步算法中，大多先進行時域粗估計校正，再進行頻域細估計頻率跟蹤，W此 來實現(xiàn)載波頻率同步的目的。此類方法需要先估計再補償，且補償度取決于在先估計，如果 估計得偏差較大，則會影響后面的補償，W致影響通信系統(tǒng)的同步性能。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0007] 本發(fā)明為克服上述現(xiàn)有技術(shù)所述的至少一種缺陷，提供一種多天線單載波頻分多 址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述方法在進行載波同步時無需對接收到的信號進行估計，而是 并行輸出期望信號時，直接將頻率偏差的信號所產(chǎn)生的影響當成干擾直接并行消除。
[000引為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：
[0009] 一種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述方法包括：
[0010] 在發(fā)送端，將待發(fā)送信號進行調(diào)制與MIM0 (多天線）處理，經(jīng)N-DFT (N點離散傅里 葉變換）后進行子載波映射，再經(jīng)M-IDFT(M點離散傅里葉逆變換）后添加循環(huán)前綴（CP)， 送入無線信道；
[0011]在接收端，將接收信號先進行循環(huán)前綴的移除，經(jīng)M-DFT(M點離散傅里葉變換） 后進行子載波解映，進行頻域均衡與并行干擾消除，經(jīng)N-IDFT (N點離散傅里葉逆變換）與 MIMO處理后，解調(diào)輸出所需信號；
[001引其中，M、N為子載波數(shù)且M〉N。
[0013] 在一種優(yōu)選的方案中，所述的并行干擾消除包含S級并行干擾消除，S為正整數(shù)。
[0014] 在一種優(yōu)選的方案中，所述的S級并行干擾消除中，第S級并行干擾消除包括W下 步驟：
[0015] S1.根據(jù)每層的輸入信號同時對各層再生全部發(fā)射信號的干擾信號；
[0016] S2.每一層的輸入信號把其余層的輸入信號所再生的干擾信號作為干擾抵消掉， 得到新的接收信號；
[0017] S3.對每一層信號進行判決，輸出每一層判決得到的信號；
[0018] 其中，S為不大于S的正整數(shù)，層數(shù)等于發(fā)送天線數(shù)Nt;當S = 1時，所述輸入信號 為頻域均衡所得到的信號；當S〉l，所述輸入信號為第S-1級并行干擾消除的輸出信號。
[0019] 在一種優(yōu)選的方案中，所述的級數(shù)S的取值為1或2或3。
[0020] 在一種優(yōu)選的方案中，所述的頻域均衡采用W原信號和估計信號的最小均方誤差 (MMS巧進行檢測估計。
[0021] 在一種優(yōu)選的方案中，所述插入的循環(huán)前綴是每帖數(shù)據(jù)符號尾部的復制，其長度 小于每帖數(shù)據(jù)符號長度，并與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送帖通過天線發(fā)送出去。
[0022] 在一種優(yōu)選的方案中，所述信道為獨立準靜態(tài)瑞利平衰落MIMO信道，其元素為獨 立同分布的均值為0、方差為式的復高斯隨機變量；噪聲為均值為零、方差為N。的加性高斯 白噪聲。
[0023] 在一種優(yōu)選的方案中，所述調(diào)制過程所使用的調(diào)制方法為QPSKU6QAM和64QAM。
[0024] 在一種優(yōu)選的方案中，所述子載波映射過程為集中式映射。
[0025] 與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明技術(shù)方案的有益效果是；本發(fā)明信號傳輸方法在進行載 波同步時無需對接收到的信號進行估計，而是并行輸出期望信號時，直接將頻率偏差的信 號所產(chǎn)生的影響當成干擾直接并行消除，載波頻率同步效果更好；
[0026] 本發(fā)明提供的基于最小均方誤差準則檢測法結(jié)合并行干擾消除的方法能夠更加 高效和準確的解決載波頻率偏移帶來的問題，同時可W根據(jù)系統(tǒng)要求靈活調(diào)節(jié)初始值獲取 的方式和多級干擾消除的級數(shù)和迭代次數(shù)，達到更好的系統(tǒng)性能。另外，在實際應用中，本 發(fā)明顯現(xiàn)方法簡單，改善效果更加明顯。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0027] 圖1為本發(fā)明所實施的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)原理框圖。
[002引圖2為本發(fā)明所實施的頻域均衡的原理框圖。
[0029] 圖3為本發(fā)明所實施的基于MMSE-PIC的多級并行干擾消除方法的原理框圖。
[0030] 圖4為本發(fā)明所實施的多級并行干擾消除第S級的原理框圖。

【具體實施方式】
[0031] 附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；
[0032] 為了更好說明本實施例，附圖某些部件會有省略、放大或縮小，并不代表實際產(chǎn)品 的尺寸；
[0033] 對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，附圖中某些公知結(jié)構(gòu)及其說明可能省略是可W理解 的。
[0034] 下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明的技術(shù)方案做進一步的說明。
[00對 實施例1
[0036] 本發(fā)明的應用的系統(tǒng)如圖1所示，圖中所示為LTE-Advanced上行鏈路 MIMOSC-FDMA傳輸系統(tǒng)在收發(fā)兩端的系統(tǒng)框圖，該系統(tǒng)具有Nt個發(fā)送天線、N t個接收天線， N個子載波，P個循環(huán)前綴。本實施例中，Nt、Nf均為2。
[0037] 一種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述方法包括：
[00測在發(fā)送端；
[0039] S11 ;將待發(fā)送信號進行調(diào)制與MIMO處理，調(diào)制方式為QPSK、16QAM或64QAM，調(diào)制 信號經(jīng)過MIMO處理后，變?yōu)槎嗦沸盘?，此處的發(fā)射天線數(shù)Nt為2,故本實施例中，為兩路信 號；
[0040] S12巧路調(diào)制信號經(jīng)N-DFT后進行子載波映射，經(jīng)過N點DFT后，時域信號變?yōu)轭l 域信號，在頻域中進行子載波映射，子載波映射方式可W為集中式映射或分布式映射，在本 實施例中，選擇集中式映射；
[004U S13 ;信號再經(jīng)M-IFFT(M點快速傅里葉逆變換）后添加循環(huán)前綴，送入信道，經(jīng)過 M點傅里葉逆變換后，頻域信號變?yōu)闀r域信號，插入的循環(huán)前綴是每帖數(shù)據(jù)符號尾部的復 審IJ，其長度小于每帖數(shù)據(jù)符號長度，并與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送帖通過天線發(fā)送出去。目P，復制 時域信號中的尾部數(shù)據(jù)，添加至時域信號起始處，形成發(fā)送帖并通過天線發(fā)送出去。其中， 子載波數(shù)M大于子載波數(shù)N。傅里葉變換及其逆變換點數(shù)的選擇與子載波數(shù)M和N相關(guān)。 在本實施例中，M的取值為256, N的取值為50,循環(huán)前綴的長度為32。本實施例中的信道 為獨立準靜態(tài)瑞利平衰落MIMO信道，其元素為獨立同分布的均值為0、方差為巧扣勺復高斯 隨機變量；噪聲為均值為零、方差為N。的加性高斯白噪聲。在本實施例中，假設(shè)信號在其傳 輸過程中，具有良好的定時同步，且無信道估計偏差。
[0042] 在接收端；
[0043] S21:將接收信號先進行循環(huán)前綴的移除，經(jīng)M-FFT (M點快速傅里葉變換）后進行 子載波解映，均為信號在發(fā)送端所進行的信號處理的逆過程。
[0044] S22:如圖2所示，對步驟S21得到的頻域信號進行頻域均衡。頻域均衡采用W 原信號和估計信號的最小均方誤差進行檢測估計，從而獲得并行干擾消除輸入信號的初始 值。此處輸入信號初始值的獲取方式不限于最小均方誤差法，還可W通過對信道傳輸矩陣 豆進行QR分解變換獲得，或通過線性迫零狂巧、串行干擾消除（SIC)等方法及其上述方法 的組合方式獲取。
[0045] 此處是對接收到的MIMO信號的檢測過程，具體的實現(xiàn)原理如圖2所示，將接收信 號r進行信道狀態(tài)估計和預處理，信道狀態(tài)估計得到信道傳輸矩陣豆，然后進行空間信號捜 索，得到恢復信號。應用于MIMO SC-抑MA系統(tǒng)的檢測算法有很多種，其中包括迫零檢測算 法狂巧、最小均方誤差檢測算法（MMSE)、極大似然檢測（ML)算法等。其中，線性頻域均衡 器常用于SC-FDMA系統(tǒng)，如ZF-FDE、MMSE-FDE。該是因為在頻域下，它們的濾波器只有一個 抽頭系數(shù)。
[0046] S23 ;如圖3所示，對得到的輸入信號初始值進行基于MMSE-PIC(最小均方誤差并 行干擾消除）的多級干擾消除，本實施例中，頻域均衡采用W原信號和估計信號的最小均 方誤差進行檢測估計，從而獲得并行干擾消除輸入信號的初始值。
[0047] 本實施例中，所述并行干擾消除包含S = 3級，如圖4所示，第S級并行干擾消除 包括W下步驟：
[0048] S231.根據(jù)每層的輸入信號同時對各層再生全部發(fā)射信號的干擾信號；
[0049] S232.每一層的輸入信號把其余層的輸入信號所再生的干擾信號作為干擾抵消 掉，得到新的接收信號；
[0化日]S233.對每一層信號進行判決，輸出每一層判決得到的信號；
[0化1] 其中，S為不大于3的正整數(shù)，層數(shù)等于發(fā)送天線數(shù)Nt;當S = 1時，所述輸入信號 為頻域均衡所得到的信號；當s〉l，所述輸入信號為第S-1級并行干擾消除的輸出信號。 [0052] 此處選擇級數(shù)S為3級的原因是，當多級并行干擾消除進行到一定次數(shù)后，誤碼率 開始收斂，繼續(xù)進行多級干擾消除所帶來的有益效果將會越來越小，但系統(tǒng)的復雜度與計 算量會不斷攀升，級數(shù)S的大小是兩者的折中選擇。
[005引 S24 ;將第3級并行干擾消除得到的判決信號經(jīng)N-DFT與MIMO處理后，解調(diào)輸出所 需信號。
[0054] 本實施例多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法在進行載波同步時無需對 接收到的信號進行估計，而是并行輸出期望信號時，直接將頻率偏差的信號所產(chǎn)生的影響 當成干擾直接并行消除，載波頻率同步效果更好；
[0化5] 本實施例提供的基于最小均方誤差準則檢測法結(jié)合并行干擾消除的方法能夠更 加高效和準確的解決載波頻率偏移帶來的問題，同時可W根據(jù)系統(tǒng)要求靈活調(diào)節(jié)初始值獲 取的方式和多級干擾消除的級數(shù)和迭代次數(shù)，達到更好的系統(tǒng)性能。另外，在實際應用中， 本發(fā)明顯現(xiàn)方法簡單，改善效果更加明顯。
[0056] 相同或相似的標號對應相同或相似的部件；
[0057] 附圖中描述位置關(guān)系的用語僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；
[0化引顯然，本發(fā)明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對 本發(fā)明的實施方式的限定。對于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可 W做出其它不同形式的變化或變動。該里無需也無法對所有的實施方式予W窮舉。凡在本 發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明權(quán)利要求 的保護范圍之內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1. 一種多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，其特征在于，所述方法包括： 在發(fā)送端，將待發(fā)送信號進行調(diào)制與MMO處理，經(jīng)N-DFT后進行子載波映射，再經(jīng)M-IDFT后添加循環(huán)前綴，送入無線信道； 在接收端，將接收信號先進行循環(huán)前綴的移除，經(jīng)M-DFT后進行子載波解映，進行頻域 均衡與并行干擾消除，經(jīng)N-IDFT與MMO處理后，解調(diào)輸出所需信號； 其中，M、N為子載波數(shù)且M>N。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，其特征在于， 所述的并行干擾消除包含S級并行干擾消除，S為正整數(shù)。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，其特征在于， 所述的S級并行干擾消除中，第s級并行干擾消除包括以下步驟：
51. 根據(jù)每層的輸入信號同時對各層再生全部發(fā)射信號的干擾信號；
52. 每一層的輸入信號把其余層的輸入信號所再生的干擾信號作為干擾抵消掉，得到 新的接收信號；
53. 對每一層信號進行判決，輸出每一層判決得到的信號； 其中，s為不大于S的正整數(shù)，層數(shù)等于發(fā)送天線數(shù)Nt;當s= 1時，所述輸入信號為頻 域均衡所得到的信號；當s>l，所述輸入信號為第s-1級并行干擾消除的輸出信號。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述的級數(shù)S 的取值為1或2或3。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述的頻域均 衡采用以原信號和估計信號的最小均方誤差進行檢測估計。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述插入的循 環(huán)前綴是每幀數(shù)據(jù)符號尾部的復制，其長度小于每幀數(shù)據(jù)符號長度，并與數(shù)據(jù)符號形成發(fā) 送幀通過天線發(fā)送出去。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述信道為獨 立準靜態(tài)瑞利平衰落MMO信道，其元素為獨立同分布的均值為0、方差為<7"21的復高斯隨機 變量；噪聲為均值為零、方差為隊的加性高斯白噪聲。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述調(diào)制過程 所使用的調(diào)制方法為QPSK、16QAM或64QAM。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線單載波頻分多址系統(tǒng)的信號傳輸方法，所述子載波映 射過程為集中式映射。
【文檔編號】H04L25/03GK104486274SQ201410768734
【公開日】2015年4月1日 申請日期:2014年12月11日 優(yōu)先權(quán)日:2014年12月11日
【發(fā)明者】彭端, 彭珞麗, 王玄, 張雅媛 申請人:廣東工業(yè)大學