專利名稱：發(fā)送方法和發(fā)送器的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明主要涉及一種在無線電數(shù)字通信中使用的發(fā)送方法和發(fā)送器，具體地說，本發(fā)明涉及一種用于補償由放大無線電頻率(以下簡稱RF)信號所引起的非線性失真的發(fā)送方法和發(fā)送器。
背景技術(shù)：
在無線電數(shù)字通信系統(tǒng)使用的解調(diào)器中，通常對由于放大RF信號所引起的非線性失真進行補償。
圖9是示出一種用于補償非線性失真的常規(guī)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)方框圖。如圖9所示，該系統(tǒng)包括非線性失真補償處理單元11、正交調(diào)制器13、高輸出放大器14，正交解調(diào)器15和非線性失真補償因數(shù)計算單元17。圖9所示的設備是為正交調(diào)幅(QAM)而設計的，并且其應用了一個基帶準同步系統(tǒng)，該基帶準同步系統(tǒng)是一個普通數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)。此外，在對圖9所示設備的操作的說明中，典型標記Ich和Qch分別表示同相和正交分量(信道)。
下面將詳細描述圖9所示設備的各個元件。非線性失真補償處理單元11具有這樣的功能，即分別對輸入到終端1和2的基帶信號Ich和Qch執(zhí)行非線性失真補償，并輸出基帶信號。正交調(diào)制器13具有這樣的功能，即對已執(zhí)行了非線性失真補償?shù)幕鶐盘朓ch和Qch進行正交調(diào)制，并輸出正交調(diào)制信號。高輸出放大器14具有這樣的功能，即放大正交調(diào)制信號，并將其作為調(diào)制信號輸出。通過終端3，該等調(diào)制信號被輸出到外部。
正交解調(diào)器15具有這樣的功能，即輸出通過對高輸出放大器14輸出的正交調(diào)制信號進行正交解調(diào)而產(chǎn)生的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch。其中被輸入了基帶信號Ich和Qch以及正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch的非線性失真補償因數(shù)計算單元17具有這樣的功能，即根據(jù)相應于基帶信號的振幅的相反特性計算并輸出非線性失真補償因數(shù)。非線性失真補償處理單元11具有這樣的功能，即將基帶信號Ich和Qch和非線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)相乘，并執(zhí)行預失真(非線性失真特性的相反特性的相加)。
在此，將對在具有無線電頻率(RF)帶的高輸出放大器14中導致的非線性失真給出簡要的說明，以及對發(fā)送信號之上的線性失真的影響作簡要說明。請注意，高輸出放大器14的特性以分貝(dB)示出。定義高輸出放大器的輸入電平為Pi，輸出電平定義為Po，放大增益定義為G，飽和功率電平定義為Psat。假定高輸出放大器14具有理想特性，只有輸出電平Po等于或大于飽和功率電平Psat時，輸出通過相加輸入電平Pi和放大增益G所獲得的值。因此，高輸出放大器14的輸入/輸出特性可以表示為以下等式(1)Po=Pi+G(P0<Psat)Psat(P0≥Psat)---(1)]]>但是，如果高輸出放大器14配置有實際電路，那么輸出電平Po逐漸被壓縮為接近飽和功率電平Psat的輸出電平Po，藉此增大了實際放大器和理想放大器之間的特性差異。根據(jù)Thomas r.Turlington，Artech House所著的文獻一非線性RF和微波設備的行為模型，在考慮了壓縮效果時，放大器的輸入/輸出特性可近似為以下等式(2)。
Po=Pi+G-K·log10[1+10{Pi+G-PsatK}]---(2)]]>在這里，K是一個表示放大器的特性的振幅壓縮因數(shù)的正數(shù)。當K增大時，放大器的特性降低。相反，當K接近零時，放大器的特性就變得接近于一個理想放大器。
此外，就等式(2)而言，如果將飽和功率電平Psat、放大器的工作點和輸出電平分別定義為參考點(OdB)、Pi+G和Pop，那么高輸出放大器14的工作點和輸出電平之間的關系如下列等式(3)所示Po=Pop-K·log10[1+10(PopK)]---(3)]]>在垂直軸表示輸出電平，K-＞0，和K＝3、5、7的情況下，

圖10示出相對于放大器的工作點的輸出的特性。在這里，橫軸表示放大器的工作點，而縱軸表示輸出電平。如圖10所示，在理想放大器(K-＞0)的情況下，工作點線性地工作直到其接近于飽和功率，并且一旦其接近于飽和功率，就立即將該功率夾持在飽和點。此外，該圖示出了當振幅壓縮因數(shù)K增大時，理想放大器的特性差異也變大，這使得在工作點電平超過飽和點(OdB)之前較少地執(zhí)行線性操作。
如圖9所示，將通過解調(diào)設備解調(diào)的調(diào)制信號為正交已調(diào)幅(QAM)信號，在該正交已調(diào)幅信號中信號點具有多個振幅。因此，當發(fā)生如前所述的非線性工作時，相應于信號振幅，在各個信號點上會出現(xiàn)不同壓縮性的非線性失真的影響。
圖11示出將要通過圖9所示的解調(diào)器解調(diào)的正交已調(diào)幅信號的信號點布置的實例。圖11(a)示出其為十六個正交已調(diào)幅信號的QAM信號的常規(guī)信號點布置，而圖11(b)示出其中只抽取圖11(a)所示的信號布置中的第一象限的信號點布置。請注意，在圖11(a)和11(b)中，黑圈表示信號點，而+符號表示信號點的正常位置。圖11(a)和11(b)示出了信號點的黑圈和+符號彼此重疊的狀態(tài)。
如圖11(a)所示，十六個正交已調(diào)幅信號的常規(guī)信號點布置位于由橫軸Ich和縱軸Qch分別以相同方式定義的第一到第四象限上，四個點具有相同的振幅。在下文中，由于信號點布置在第二到第四象限內(nèi)的振幅相同并且它們的工作也類似，因此只相對于第一象限來說明信號點布置。此外，為了方便起見，在第一象限的信號點布置中的四個點被分別命名為A點、B點、C和D點。
圖12示出當十六個正交已調(diào)幅信號受非線性失真影響時，在第一象限上的信號點布置。在這里、黑圈也表示信號點，而+符號還表示信號點的正常位置。圖12示出由于非線性失真，表示信號點的黑圈從+符號移動的狀態(tài)。
如圖12所示，與具有較小振幅的內(nèi)部信號(C點)相比，具有較大振幅的外部信號(A、B和D點)更受非線性失真的影響，由此從+符號標記的常規(guī)信號點位置移動的外部信號的位移量大。特別是，在最外側(cè)上的具有最大振幅的信號點，如B點被較大地移動。
當解調(diào)這種信號時，已解調(diào)信號點和判斷區(qū)域之間的界限小，由此外側(cè)信號更受噪音的影響，而且出錯率將變得更糟。請注意，由圖12中的虛線所示的邊界是信號判斷區(qū)域的分界線。
當通過分配變量x為工作點功率以及廣義函數(shù)F(x)作為輸出功率時，建立以下等式(4)Po=F(Pop),F(X)=X-K·log10[1+10(xk)]---(4)]]>當使用F(x)的反函數(shù)時，可以建立下列等時(5)，其中輸入是輸出功率，輸出是工作點功率。
Pop＝F-1(Po)....(5)
將等式(5)中使用的反函數(shù)表示為一個公式是很困難的。但是，由于等式(4)中的Pop和Po具有一對一的關系，因此使用通過分配參數(shù)K所進行的數(shù)值計算，可以在圖13中表示等式(5)中的關系。在圖13中，在RF放大器中所引起的非線性失真可以表示為以輸出電平(dB)為基準的工作點電平(dB)。由橫軸表示的輸出電平相應于進入非線性失真補償處理單元11之內(nèi)的輸入功率，而由縱軸表示的工作點電平相應于執(zhí)行預失真之后的輸出電平。
此外，當將輸出功率和工作點功率的振幅比定義為振幅補償率Re，以及將輸出功率的振幅定義為正交解調(diào)器15的輸入振幅時，正交解調(diào)器15和輸入振幅的補償率特性可以表示為圖14所示的那樣。
在圖14中，橫軸表示dB形式的飽和功率的振幅比率。由此，如果可以估計高輸出放大器的輸出信號的工作點，那么通過將非線性失真補償處理單元11的輸入振幅轉(zhuǎn)換為dB，可以計算振幅補償率。在下文中，平均信號功率的工作點被稱為平均工作點。通過跟蹤相應于自適應工作的平均工作點，并根據(jù)所檢測到的平均信號功率的工作點和非線性失真補償處理單元11的輸入振幅來計算振幅補償率，并且將輸入信號乘以振幅補償率，可以補償振幅失真的影響。
圖15是表示非線性失真補償因數(shù)計算單元17的結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖15所示，非線性失真補償因數(shù)計算單元17包括和的平方根計算電路23、振幅補償率計算表處理電路24、平均工作點判斷電路25、補償極性檢測電路26、判斷電路27，終端56-59和終端60?；鶐盘朓ch和Qch分別被輸入到終端56和57。和的平方根計算電路23對相應基帶信號Ich和Qch的振幅進行和的平方根計算，并將作為計算結(jié)果的信號作為輸入振幅輸出到振幅補償率計算表處理電路24。
正交已解調(diào)信號Ich’和Qch’分別被輸入到終端58和59。判斷電路27根據(jù)正交已解調(diào)信號Ich’和Qch’對發(fā)送符號進行判斷，并生成及輸出數(shù)據(jù)信號和誤差信號。相應于根據(jù)由在其處輸入誤差信號的矢量垂直于數(shù)據(jù)信號的矢量的邊界定義的補償極性區(qū)域所進行的振幅失真補償?shù)倪m當性判斷的結(jié)果，補償極性檢測電路26生成調(diào)整振幅失真補償中的補償量的控制信號，并將其輸出到平均工作點判斷電路25。
圖16是表示用于從信號點布置中檢測失真影響的補償極性檢測區(qū)的一個實例的略圖。補償極性檢測電路26根據(jù)判斷電路27輸出的數(shù)據(jù)信號估計存在數(shù)據(jù)的區(qū)域，并根據(jù)判斷參考數(shù)據(jù)和誤差信號檢測失真的影響，該判斷參考數(shù)據(jù)與信號存在區(qū)相應地變化。更準確地說，在補償極性檢測電路26中，信號點布置的原點0和常規(guī)信號點位置由一條直線連接，而垂直于該直線的直線被設置為邊界，并且通過將邊界的內(nèi)部(原點0側(cè)，無陰影部分)判為傾向于正非線性失真，以及通過將邊界的外部(陰影部分)判為傾向于負非線性失真，執(zhí)行自適應工作，以便等概率地產(chǎn)生兩個判定區(qū)。
相應于補償極性檢測電路26輸出的控制信號，平均工作點估算電路25通過自適應地改變來產(chǎn)生并輸出平均工作點估算值。振幅補償率計算表處理電路24具有振幅補償率計算表，使用該表可以通過指定平均工作點估算電路25輸出的平均工作點估計值以及和的平方根計算電路23輸出的輸入振幅來輸出振幅補償率。振幅補償率計算表處理電路24輸出從該表輸出的振幅補償率數(shù)據(jù)，并通過終端60將其輸出到外部。
圖17是表示非線性失真補償處理單元11的結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖17所示，非線性失真補償處理單元11包括終端51-55，以及兩個乘法器21。來自終端1和2的基帶信號Ich和Qch分別被輸入到終端51和52。振幅補償率信號被輸入到終端55。相應的乘法器21分別將輸入基帶信號Ich、Qch和振幅補償率信號相乘，并輸出結(jié)果信號。乘法器輸出的結(jié)果信號被分別通過終端53和54輸出。
然而，如上所述的非線性失真補償工作使用根據(jù)高輸出放大器14的期望特性的數(shù)值計算所獲得的結(jié)果。因此，存在這樣的問題，即當正交調(diào)制器13或高輸出放大器14所具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性影響工作時，不能顯示出期望的非線性失真補償特性。
換句話說，由于常規(guī)解調(diào)器在發(fā)送器側(cè)只進行非線性補償，因此并不會減少模擬電路的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性所引起的線性失真。因此，就存在這樣的問題，即由于線性失真的影響，不能充分地顯示出非線性失真補償特性的效果。
因此，本發(fā)明的目的是提供一種發(fā)送器，其能夠進行理想的非線性失真補償，其中消除了放大器所具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的影響。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題，根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送方法用于補償由于放大通過調(diào)制基帶信號以便具有射頻頻帶獲得的已調(diào)制信號所引起的非線性失真，其除了補償非線性失真的步驟之外還包括通過相加已放大的已調(diào)制信號具有的線性失真特性的相反特性來補償線性失真的步驟。請注意，可以在補償非線性失真之前補償線性失真，或者可以在補償線性失真之前補償非線性失真。
如上所述，在本發(fā)明的發(fā)送方法中，除了補償由放大已調(diào)制信號所引起的非線性失真之外，還通過相加已放大的已調(diào)制信號具有的線性失真特性的相反特性補償線性失真。
因此，根據(jù)本發(fā)明，通過補償線性失真可以消除模擬電路具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的影響，藉此能夠提高用于補償高輸出放大器中的非線性失真的預失真的準確度，并能夠進行理想的非線性失真補償。
此外，用于執(zhí)行本發(fā)明的發(fā)送方法的發(fā)送器是一個在其中進行補償非線性失真的發(fā)送器，該非線性失真是由于放大通過調(diào)制基帶信號以具有射頻頻帶獲得的已調(diào)制信號所引起的非線性失真。該發(fā)送器包括正交解調(diào)器，輸出通過解調(diào)已調(diào)制信號獲得的正交已解調(diào)信號；線性失真補償因數(shù)計算單元，計算并輸出用于補償包含在正交已解調(diào)信號中的線性失真的線性失真補償因數(shù)；和線性失真補償處理單元，將基帶信號和線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)進行相乘并輸出結(jié)果信號。
因此，根據(jù)本發(fā)明，通過補償線性失真可以消除模擬電路具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的影響，藉此能夠提高用于補償高輸出放大器中的非線性失真的預失真的準確度，并能夠進行理想的非線性失真補償。
附圖簡述圖1是示出根據(jù)本發(fā)明第一具體實施例的發(fā)送器的結(jié)構(gòu)方框圖。
圖2是相位不確定去除電路的典型結(jié)構(gòu)方框圖。
圖3是示出線性失真補償因數(shù)計算單元的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4是示出線性失真補償因數(shù)計算電路的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖5是線性失真補償處理單元的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖6是橫向濾波器的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖7是去除了相位不確定去除電路情況下的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖8是示出發(fā)送器的結(jié)構(gòu)的變形實例的方框圖。
圖9是示出一種用于補償非線性失真的常規(guī)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)方框圖。
圖10是示出相對于放大器工作點的輸出的特性的曲線圖。
圖11是示出將要通過當前具體實施例的解調(diào)器解調(diào)的QAM信號的信號點布置的示圖。
圖12是示出受十六個QAM信號的非線性失真影響的在第一象限上的信號點布置的示圖。
圖13是示出以輸出電平為基準的工作點電平的特性的曲線圖。
圖14是示出正交解調(diào)器和輸入振幅的振幅補償率的曲線圖。
圖15是示出非線性失真補償因數(shù)計算單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖16是表示用于從信號點布置中檢測失真影響的補償極性檢測區(qū)的一個實例的略圖。
圖17是表示非線性失真補償處理單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。
執(zhí)行本發(fā)明的最佳方式下面將參考附圖來詳細地描述根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送器。圖1是示出根據(jù)本發(fā)明第一具體實施例的發(fā)送器的結(jié)構(gòu)方框圖。如圖1所示，本發(fā)明的發(fā)送方法用于補償由于放大通過調(diào)制基帶信號以具有射頻頻帶所獲得的已調(diào)制信號所引起的非線性失真。在該方法中，除了補償非線性失真之外，還通過增加已放大的已調(diào)制信號具有的線性失真特性的相反特性補償線性失真。除了圖9所示的結(jié)構(gòu)之外，一種用于執(zhí)行這種發(fā)送方法的發(fā)送器還包括線性失真補償處理單元12、相位不確定去除電路16和線性失真補償因數(shù)計算單元18。請注意，可以在補償非線性失真之前補償線性失真，或者可以在補償線性失真之前補償非線性失真。
本發(fā)明的發(fā)送器在非線性失真補償處理單元11中補償在具有RF帶的高輸出放大器14中產(chǎn)生的非線性失真，并還具有補償正交調(diào)制器13或高輸出放大器14具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的功能，以便可以充分地顯示出非線性失真補償?shù)男Ч?br> 接下來，將更具體地描述當前具體實施例的發(fā)送器。線性失真補償因數(shù)計算單元18具有根據(jù)相位不確定去除電路16輸出的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch來估算主要為正交調(diào)制器13或高輸出放大器14這樣的模擬電路的不完善性所引起的線性失真特性的功能，并具有計算和輸出用于補償線性失真的線性失真補償因數(shù)的功能。線性失真補償處理單元12具有通過將線性失真補償因數(shù)計算單元18輸出的線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)加到非線性補償處理單元11輸出的基帶信號Ich和Qch上來執(zhí)行預失真(線性失真特性的相反特性的相加)的功能。
圖1所示的非線性失真補償因數(shù)計算單元17具有根據(jù)相位不確定去除電路16輸出的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch來估算主要為正交調(diào)制器13或高輸出放大器14這樣的模擬電路的不完善性所引起的非線性失真特性的功能，并具有計算和輸出用于補償非線性失真的非線性失真補償因數(shù)的功能。非線性失真補償處理單元11具有通過將非線性失真補償因數(shù)計算單元17輸出的非線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)加到終端1和2輸出的基帶信號Ich和Qch上來執(zhí)行預失真(線性失真特性的相反特性的相加)的功能。
因此，當相位不確定去除電路16輸出的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch被輸入線性失真補償因數(shù)計算單元18中時，線性失真補償因數(shù)計算單元1 8根據(jù)正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch來估算主要為正交調(diào)制器13或高輸出放大器14這樣的模擬電路的不完善性所引起的線性失真特性，并計算用于補償線性失真的線性失真補償因數(shù)，并將該數(shù)據(jù)輸出給線性失真補償處理單元12。然后，當線性失真補償因數(shù)計算單元18輸出的線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)被輸入線性失真補償處理單元12中時，線性失真補償處理單元12通過將線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)加到非線性失真補償處理單元11輸出的基帶信號Ich和Qch來執(zhí)行預失真(線性失真特性的相反特性的相加)。
當相位不確定去除電路16輸出的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch被輸入非線性失真補償因數(shù)計算單元17中時，非線性失真補償因數(shù)計算單元17根據(jù)正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch來估算主要為正交調(diào)制器13或高輸出放大器14這樣的模擬電路的不完善性所引起的非線性失真特性，并計算用于補償非線性失真的非線性失真補償因數(shù)，并將該數(shù)據(jù)輸出給非線性失真補償處理單元11。然后，當非線性失真補償因數(shù)計算單元17輸出的非線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)被輸入非線性失真補償處理單元11中時，非線性失真補償處理單元11通過將非線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)加到終端1和2輸出的基帶信號Ich和Qch來執(zhí)行預失真(線性失真特性的相反特性的相加)。
如上所述，除了補償由于放大通過調(diào)制基帶信號以具有無線電頻率(RF)帶獲得的已調(diào)制信號所引起的非線性失真之外，還通過相加已放大的已調(diào)制信號具有的線性失真特性的相反特性(也就是說，預失真)來執(zhí)行線性失真補償。因此，在當前具體實施例的發(fā)送器中，從終端1和2輸入的相應發(fā)送符號首先在非線性失真補償處理單元11和線性失真補償處理單元12中被分別執(zhí)行預失真，然后被正交調(diào)制器13調(diào)制為RF信號，并經(jīng)高輸出放大器14放大，最后從終端3輸出。
請注意，在當前具體實施例的發(fā)送器中，為了反饋，基帶信號(正交已解調(diào)信號)I’ch和Q’ch被獨立地(也就是說，以二維狀態(tài)的方式)輸入，以便操作非線性失真補償計算單元17和線性失真補償因數(shù)計算單元18，藉此在相位不確定去除電路16中去除正交已調(diào)制反饋信號的相位不確定。
圖2是示出圖1所示的相位不確定去除電路16的典型結(jié)構(gòu)方框圖。如圖2所示，相位不確定去除電路16具有去除正交解調(diào)器15輸出的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch的相位不確定的功能。相位不確定去除電路16包括延遲調(diào)整電路40，用于調(diào)整從與終端1和2相連接的終端77和78輸入的發(fā)送符號以及從正交解調(diào)器15輸入的正交信號I’ch和Q’ch的計時；比較器41，用于比較從終端77和78輸入的發(fā)送符號和從正交解調(diào)器15輸入的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch，并確定它們的相位差；以及選擇電路39，相應于由比較器41確定的結(jié)果，從相位旋轉(zhuǎn)加法電路42到45中選擇一個輸出，并輸出其中去除了相位不確定的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch。來自正交解調(diào)器15的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch被輸入到相位不確定去除電路16的終端75和76，而來自終端1和2的符號被輸入到終端77和78。此外，設置正交解調(diào)器15，以便輸出通過對高輸出放大器14放大的已調(diào)制信號進行解調(diào)而產(chǎn)生的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch。
當發(fā)送符號被通過終端77和78輸入相位不確定去除電路16的延遲調(diào)整電路40中時，延遲調(diào)整電路40進行發(fā)送符號和正交已解調(diào)信號的計時的延遲調(diào)整，并輸出信號給比較器41。當來自終端75和76的延遲調(diào)整信號和正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch被輸入比較器41時，比較器41比較在延遲調(diào)整電路40中調(diào)整的信號延遲信號和正交已解調(diào)信號I’ch及Q’ch，如此使正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch和已發(fā)送符號的計時彼此一致，然后確定兩個信號之間的相位差是否為0、π/2、π或3π/2。當作為比較器41的比較結(jié)果的信號被輸入選擇電路39時，選擇電路39相應于在比較器41中確定的結(jié)果從相位旋轉(zhuǎn)加法電路42、43、44或45中選擇一個輸出(0、π/2、π、3π/2)，藉此去除正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch中的相位不確定，并輸出其中已去除相位不確定的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch。通過終端79和80，選擇電路39的輸出被輸出給非線性失真因數(shù)計算單元17和線性失真補償因數(shù)計算單元18。
圖3是示出圖1所示的線性失真補償因數(shù)計算單元18的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖3所示，線性失真補償因數(shù)計算單元18具有這樣的功能，即計算并輸出用于補償包括在來自相位不確定去除電路1 6中的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch中的線性失真的線性失真補償因數(shù)，其包括終端66-68、兩個判斷電路34以及四個系統(tǒng)的線性失真補償因數(shù)計算電路35，即Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交。
來自相位不確定去除電路16(圖2中的終端79和80)的正交已解調(diào)信號I’ch和’ch被分別輸入到終端66和67。兩個判斷電路34具有這樣的功能，即根據(jù)從終端66和67輸入的正交已解調(diào)信號判斷已發(fā)送符號，以及再生并輸出相應信道的數(shù)據(jù)信號(發(fā)送信號的再生)ID和QD，以及誤差信號IE和QE。
在這里，來自判斷電路34的數(shù)據(jù)信號ID被分別輸入Ich同相和Qch正交的線性失真補償因數(shù)電路35中，而誤差信號IE被分別輸入Ich同相和Ich正交的線性失真補償因數(shù)計算電路35中。此外，來自判斷電路34的數(shù)據(jù)信號QD被分別輸入Qch同相和Ich正交的線性失真補償因數(shù)電路35中，而誤差信號QE被分別輸入Qch同相和Qch正交的線性失真補償因數(shù)計算電路35中。
因此，當來自相位不確定去除電路16的正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch被通過終端66和67輸入判斷電路34時，兩個判斷電路34分別為正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch再生數(shù)據(jù)信號(發(fā)送信號的再生)ID和QD以及誤差信號IE和QE，并將這些信號輸出給四個系統(tǒng)的線性失真補償因數(shù)計算電路35，也就是Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交。然后，通過使用作為輸入的用于補償包括在正交已解調(diào)信號I’ch和Q’ch中的線性失真的線性失真補償因數(shù)，即相應信道的數(shù)據(jù)信號ID和QD以及誤差信號IE和QE，相應的線性失真補償因數(shù)電路35根據(jù)數(shù)據(jù)信號ID和QD以及誤差信號IE和QE分別計算用于相應信道的同相以及正交的線性失真補償因數(shù)，并且線性失真補償因數(shù)計算電路35從終端68輸出作為計算結(jié)果的線性失真補償因數(shù)(CII、CQI、CIQ、CQQ)。在圖3中，連接到相應的線性失真補償因數(shù)計算電路35的終端68的直線表示為″數(shù)字3和斜線/″，其表示各個線性失真補償因數(shù)電路35從三個引出端(圖4中的終端74)輸出作為線性失真補償因數(shù)的抽頭因數(shù)(C+1、C0、C-1)。
圖4是示出圖3所示的每個線性失真補償因數(shù)計算電路35的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖4所示，線性失真補償因數(shù)計算電路35包括從判斷電路34輸入數(shù)據(jù)信號(ID、QD)和誤差信號(IE、QE)的終端72和73、三個延遲元件36、三個相關器37、三個積分器38和輸出來自積分器的抽頭因數(shù)數(shù)據(jù)(C+1、C0、C-1)的終端74。圖4所示的線性失真補償因數(shù)計算電路35是三抽頭的橫向濾波器的抽頭因數(shù)計算電路，在線性失真補償因數(shù)計算電路35中執(zhí)行的抽頭因數(shù)(C+1、C0、C-1)的計算與公知的線性均衡器的操作相同，因此省略了細節(jié)說明。
圖5是圖1所示的線性失真補償處理單元12的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖5所示，線性失真補償處理單元12具有這樣的功能，即將來自非線性失真補償處理單元11的基帶信號(Ich、Qch)和來自線性失真補償因數(shù)計算單元18的線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)相乘，并輸出結(jié)果信號，其包括從非線性失真補償處理單元11接收基帶信號的終端61和62、四個橫向濾波器29和兩個加法器30。
四個橫向濾波器29分別為四系統(tǒng)橫向濾波器，即Ich同相、Ich正交，Qch同相和Qch正交。輸入終端61的基帶信號Ich被分別輸入Ich同相橫向濾波器29和Qch正交橫向濾波器29中，而基帶信號Qch被分別輸入Qch同相橫向濾波器29和Ich正交橫向濾波器29中。
此外，四系統(tǒng)(Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交)橫向濾波器29根據(jù)通過終端65從線性失真補償因數(shù)計算單元1 8輸入的因數(shù)(CII、CQI、CIQ、CQQ)執(zhí)行線性失真補償。線性失真補償因數(shù)(CII、CQI、CIQ、CQQ)的每個數(shù)據(jù)段都分別包括三個抽頭因數(shù)(C+1、C、C-1)數(shù)據(jù)。
此外，一個加法器30對來自Ich同相橫向濾波器29的同相分量和來自Ich正交橫向濾波器29的正交分量進行相加，并輸出總和，而另一個30加法器對來自Qch同相橫向濾波器29的同相分量和來自Qch正交橫向濾波器29的正交分量進行相加，并輸出總和。此外，來自相應加法器30的輸出信號被通過終端63和64輸出到正交調(diào)制器13。
因此，如上所述，當來自非線性失真補償處理單元11的基帶信號Ich和Qch被輸入終端61和62時，這些基帶信號Ich和Qch被輸入四個橫向濾波器29中。然后，四系統(tǒng)(Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交)橫向濾波器29根據(jù)通過終端65從線性失真補償因數(shù)計算單元18輸入的線性失真補償因數(shù)(CII、CQI、CIQ、CQQ)數(shù)據(jù)執(zhí)行線性失真補償。一個加法器30對Ich橫向濾波器29的同相分量和正交分量進行相加并輸出總和，而另一個加法器30對Qch橫向濾波器29的同相分量和正交分量進行相加并輸入總和。相應加法器30的輸出被通過終端63和64輸入到外部。
圖6是圖5所示的橫向濾波器29的典型結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖6所示，橫向濾波器29是一種可在時鐘頻率下工作的橫向濾波器，并且被設置為三抽頭線性均衡器，其包括兩個延遲元件31、三個乘法器32和一個加法器33。
線性失真補償因數(shù)計算電路35輸出的抽頭因數(shù)C+1、C0、和C-1通過終端71輸入到來自終端69的信號直接輸入的第一乘法器32中，經(jīng)過一個延遲元件31的信號被輸入第二乘法器32，而經(jīng)過兩個延遲元件31的信號被輸入第三乘法器32中，然后，來自三個乘法器32的信號被輸入加法器33中，而來自加法器33的信號被通過終端70輸出到圖5所示的加法器30中。
由于橫向濾波器29的抽頭數(shù)不被限制，因此可以使用可在倍增時鐘頻率下工作的分數(shù)型橫向濾波器來代替圖6所示的可在時鐘頻率下工作的橫向濾波器。通過線性失真補償計算單元18計算和提供橫向濾波器的每個抽頭因數(shù)。應注意橫向濾波器29的操作與公知的線性均衡器相同，因此省略了細節(jié)說明。
如上所述，本發(fā)明的發(fā)送器不但補償由放大已調(diào)制信號所引起的非線性失真，而且還補償線性失真。因此，通過執(zhí)行線性失真補償，去除了模擬電路具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的影響，因此可以執(zhí)行理想的非線性失真補償。
在本發(fā)明的發(fā)送器中，由相位不確定去除電路16執(zhí)行相位確定，以便提供預失真的準確度。然而，在不通過相位不確定去除電路16執(zhí)行相位確定的情況下，可以執(zhí)行線性失真補償和非線性失真補償。圖7示出其中去除相位不確定的發(fā)送器的結(jié)構(gòu)。
此外，在本發(fā)明的發(fā)送器中，非線性失真補償處理單元11提供在線性失真補償處理單元12的前級，先執(zhí)行線性失真補償，后執(zhí)行非線性失真補償。然而，在本發(fā)明的發(fā)送器中，線性失真補償處理單元12可以提供在非線性失真補償處理單元11的前級，藉此可以先執(zhí)行線性失真補償，后執(zhí)行非線性失真補償。圖8示出在這種情況下的發(fā)送器的結(jié)構(gòu)。
工業(yè)實用性如上所述，除了補償由模擬電路的不完善性所引起的非線性失真之外，本發(fā)明還執(zhí)行用于補償線性失真的預失真，藉此能夠提高用于補償高輸出放大器的線性失真的預失真的準確度，以及能夠執(zhí)行理想的非線性失真補償。
權(quán)利要求
1.一種用于補償由于放大通過調(diào)制基帶信號以具有射頻頻帶獲得的已調(diào)制信號所引起的非線性失真的發(fā)送方法，包括步驟除了補償非線性失真之外，還通過相加已放大的已調(diào)制信號具有的線性失真特性的相反特性來補償線性失真。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送方法，其中線性失真的補償是在非線性失真的補償之前。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送方法，其中非線性失真的補償是在線性失真的補償之前。
4.一種在其中補償非線性失真的發(fā)送器，該非線性失真是由于放大通過調(diào)制基帶信號以具有射頻頻帶獲得的已調(diào)制信號所引起的，所述發(fā)送器包括正交解調(diào)器，輸出通過解調(diào)已調(diào)制信號所獲得的正交已解調(diào)信號；線性失真補償因數(shù)計算單元，用于計算并輸出用于補償包含在正交已解調(diào)信號中的線性失真的線性失真補償因數(shù)；以及線性失真補償處理單元，用于將基帶信號和線性失真補償因數(shù)數(shù)據(jù)相乘，并輸出結(jié)果信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的發(fā)送器，其中線性失真補償因數(shù)計算單元包括判斷電路，用于根據(jù)正交已解調(diào)信號來對已發(fā)送符號進行判斷，并再生及輸出用于每個信道的數(shù)據(jù)信號和誤差信號；以及線性失真因數(shù)計算單元，通過使用作為輸入的用于每個信道的數(shù)據(jù)信號和誤差信號，分別計算并輸出用于每個信道的同相線性失真因數(shù)和正交線性失真因數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的發(fā)送器，其中線性失真補償處理單元包括可在時鐘頻率下工作的橫向濾波器。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的發(fā)送器，其中使用可在倍增時鐘頻率下工作的分數(shù)型橫向濾波器來代替橫向濾波器。
8.根據(jù)權(quán)利要求4-7中任一權(quán)利要求所述的發(fā)送器，還包括用于去除正交已解調(diào)信號的相位不確定的相位不確定去除電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的發(fā)送器，其中相位不確定去除電路包括調(diào)整電路，用于調(diào)整已發(fā)送符號和正交已解調(diào)信號的計時；比較器，用于比較已發(fā)送符號和正交已解調(diào)信號，并確定相位差；以及選擇電路，用于相應于比較器所確定的結(jié)果輸出已調(diào)整的正交已解調(diào)信號。
全文摘要
為了通過消除放大器具有的振幅延遲特性或內(nèi)在偏差的不完善性的影響而執(zhí)行理想的非線性失真補償。線性失真補償因數(shù)計算單元(18)根據(jù)正交已解調(diào)信號(I’ch、Q’ch)估算由主要為正交調(diào)制器(13)或高輸出放大器(14)這樣的模擬電路的不完善性所引起的線性失真特性，并計算和輸出用于補償線性失真的線性補償因數(shù)。通過將線性失真補償因數(shù)加到基帶信號(Ich、Qch)上，線性失真補償處理單元(12)執(zhí)行預失真，即線性失真特性的反向特性的相加。
文檔編號H04L27/36GK1643864SQ0380673
公開日2005年7月20日 申請日期2003年2月19日 優(yōu)先權(quán)日2002年3月22日
發(fā)明者黑上雄三 申請人:日本電氣株式會社