專利名稱：：信號體決策等化器最佳等化方法與裝置的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明是有關無線接收器領域，特別是指一種方法與裝置，用于在多路徑通訊頻道下提供無線接收器進行最大可能性數列評估。
背景技術：
：近年來，電腦已然成為最普及的一種電子產品，藉由網路就可以將儲存于一臺電腦的檔案傳給另一臺電腦。特別是最近由于無線通訊進步的神速，遠端且無線網路電腦已獲得個人使用者，小型與及大型企業(yè)負責人，工廠職員與及有關人員的重視。有關個人電腦無線網路，普遍利用包含膝上型電腦、一特殊數據機，即配接于IEEE802.11b工業(yè)標準界面的數據機。亦即電腦內或附近置一天線。一RF(射頻)晶片藉由天線接收信號或資料及一模擬至數字轉換器置于電腦內用以將所接收的信號轉換至基頻范圍(basebandrange)。之后，使用一基頻處理器以處理及解碼已接收的信號至萃取的初始資料(extractinglawdata)。這些資料可以是由遠方且用無線方式自其他個人電腦或相似的設備使用傳送器傳送而來。有關可實施IEEE802.11b數據接收機的習知技藝確有不少。不過習知技藝多不能充分運用IEEE802.11b數據機的潛能。舉例來說，數據機的最大傳輸速率是11Mbits/s(百萬位元/秒)。但目前多途徑(multi-path)的習知技術與裝置并不允許以上述的速率接收。事實上，目前已知最成功的資料接收速率約為5.5Mbits/s。甚至在非開放空間例如建筑大樓內的小閣樓型的辦公室所能操作的速率更是遠低于數據機的最大操作傳輸率。因此，阻礙了使用者從一臺PC以最適當的速率接收檔案。這通常是由于習知技術，當操作于如上所述的多途徑即封閉的地方的限制。多途徑效應被證明將不利于資料的偵測，特別是使用習知的技術。
發(fā)明內容有鑒于此，本發(fā)明將提供一種接收器可以準確接收IEEE802.11b數據機的信號，并且在多途徑下以最高傳輸速率完成。一種最大可能性數列評估器(maximumlikehoodsequenceestimator；MLSE)等化器設備包含于一MLSE次接收器(sub-receiver)的中，至少包含一前饋電路回應輸入資料并處理的再產生前饋電路輸出，該輸入資料是藉由無線通訊方式傳送而來；一回饋電路回應該輸入資料并處理的再產生回饋電路輸出；及一MLSE等化器訓練模組回應該生前饋電路輸出及該回饋電路輸出，并藉由該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值的最小化以訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備受到訓練而產生已等化的資料，該MLSE次接收器為解碼該已等化的資料，以產生經解碼的傳送資料，藉由減輕因為以無線傳輸該傳輸資料導致的多途徑通訊頻道效應。所述的前饋電路是一前向分數間隔濾波器(fractionallyfractionallyspacedfilter(FFF)電路，而回饋電路是一決策回饋等化器(decisionfeedbackequalizer；DFE)電絡。所述的FFF電路是一有限間隔脈沖響應(finite-durationimpulseresponse；FIR)濾波電路在該輸入資料上執(zhí)行頻道縮短化。所述述的輸入資料包含一前導部分(preambleportion)、一表頭部分(headerportion)及一主體資料部分。所述的回饋電路處理該前導部分以產生回饋電路輸出藉由使用回饋濾波系數bk，該前饋電路回應進入的信號并處理的，藉由使用前饋濾波系數fk以產生前饋電路的輸出。所述的MLSE等化器訓練模組藉由調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk以使該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值最小化。所述的MLSE等化器訓練模組藉由更新累加器系數(coefficientaccumulator)以調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。所述的MLSE等化器訓練模組藉由使用一個或一個以上的調適常數以調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。所述的MLSE等化器訓練模組藉由在該前導部分輸入資料的一串位元的確認而建立一參考數列。所述的參考數列是用以在該前導部分定位一參考位置，該參考位置用以指示該前導部分的該參考數列所在位置，該參考數列，用以在一MLSE接收系統(tǒng)內初始化時序控制與頻率偏位回路。所述的MLSE等化器訓練模組包含一頻道評估模組藉由使用該參考數列以計算在該前導部分資料的每一頻道的能量，該能量用于調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。所述的頻道評估模組包含一重頻道(severechannel)、一中性頻道(mildchannel)和一理想頻道，該重頻道其能量可撐好幾個信號體長度給該前饋電路與該回饋電路。該中性頻道其能量具有短濾波長度給該前饋電路與該回饋電路，該理想頻道具有顯著短的濾波長度給回饋電路與前饋電路。所述的MLSE等化器訓練模組為使該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值最小化輸出以移除因該頻道評估模組所致的殘留模組化不確定性。所述的MLSE等化器設備，其中用一組補碼鍵控(complementarycodekeying；CCK)以產生一組MLSE字碼，該表頭部分是用以求出該組CCK字碼，該MLSE次接收器使用該組MLSE字碼以解碼該已等化的資料。所述的MLSE等化器設備，其中上述的MLSE等化器訓練模組，用以即時訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備用以即時產生該MLSE字碼。所述的前饋電路是對該MLSE等化器訓練模組內部定位。所述的回饋濾波系數bk及是設定為一固定值以避免顯解(trivialsolution)。一種產生已解碼的傳送資料的方法，至少包含以下步驟接收輸入資料并處理的以產生前饋電路輸出；處理該輸入資料以產生回饋電路輸出；藉由最小化前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值以執(zhí)行訓練；產生等化后的資料；及解碼該等化后的資料以產生已解碼的傳輸資料。由上所述，本發(fā)明在實際應用中可減輕因為以無線傳輸該傳輸資料導致的多途徑通訊頻道效應。圖1所示為依據本發(fā)明實施例的一種最大可能性數列評估器(maximumlikehoodsequenceestimator；MLSE)次接收器系統(tǒng)示意圖；圖2所示為本發(fā)明實施例的應用包括圖1所示實施例的細節(jié)示意圖；圖3所示為等化器設備28與MLSE碼本29耦合的高階圖示；圖4所示為一傳統(tǒng)互旋電路120利用本發(fā)明的實施例建立MLSE碼本的方塊示意圖；圖5所示為本發(fā)明實施例的解碼設備元件30的細節(jié)示意圖；圖6和圖7所示為依據本發(fā)明的實施例相對于習知技術系統(tǒng)的表現差異示意圖；圖8所示為圖4的回旋電路包含在等化器設備28的功能方塊152內的示意圖；圖9所示為一方塊圖，圖示了依據本發(fā)明一實施例的等化器訓練過程的主要步驟；圖10所示為一方塊圖，圖示了依據本發(fā)明一實施例用以求等化參數最佳化的步驟；圖11所示為依據本發(fā)明一實施例的一MLSE等化器與解碼器的高階示意圖；圖12所示為依據本發(fā)明一實施例的一MLSE等化器訓練圖。圖號說明10最大可能性數列評估器(MLSE)系統(tǒng)12ADC電路27次接收器28MLSE等化器設備元件29MLSE碼本30MLSE解碼器設備元件32解映射電路33儲存媒體存取控制電路34中央處理單元(CPU)36前饋電路38回饋電路40時序載波/調整電路44接收信號48時序/相校正信號100存取端102天線104網際網路連接端106射頻晶片107信號體載入器108基頻處理器110天線112方塊120回旋電路122延遲器124延遲器126乘法器172表170等化資料200加總站42時序/載波追蹤電路156前導158表頭160資料154資訊封包402參考點確認模組404輸入資料封包408調適濾波或等化模組150等化器訓練模組406頻道評估模組409等化器初始模組410MLSE碼本產生模組412MLSE解碼器414前導部分416表頭部分418主體資料部分424去倒頻器(de-scrambler)430頻道評估模組432頻道輸出方塊436重頻道438中性頻道440理想頻道434調適濾波或等化模組180MLSE解碼器182MLSE等化器184前饋電路186加總站188回饋電路190為先給出一預定延遲量δ的步驟192藉由回饋電路處理的步驟194二倍取樣196頻道資料198加總站202前饋電路藉由使用前饋濾波系數fk處理當下進入的信號yi的步驟204分數間隔化206前饋電路184的輸出208依規(guī)則調適具體實施方式一種最大可能性數列評估器(maximumlikehoodsequenceestimator；MLSE)次接收器(sub-receiver)包含一前饋電路以回應輸入的資料，處理后再產生前饋電路輸出，依據本發(fā)明的實施例，該輸入的資料是由無線傳輸設備所傳送出。該MLSE等化器設備包含一回饋電路以回應該輸入的資料處理，處理后再產生回饋電路輸出，該MLSE等化器還包含一訓練模組回應該前饋電路輸出及該回饋電路輸出，并藉由該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值的最小化以訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備受到訓練而產生已等化的資料，該MLSE次接收器為解碼該已等化的資料，以產生經解碼的傳送資料，藉由減輕因為以無線傳輸該傳輸資料導致的多途徑通訊頻道效應。請參考圖1，所示為一最大可能性數列評估器(maximumlikehoodsequenceestimator；MLSE)系統(tǒng)10，包括一模擬至數字轉換器(ADC)12、一時序載波/調整電路(timingcarrier/adjustmentcircuit)40、一時序/載波追蹤電路(timing/carriertrackingcircuit)42、一MLSE等化器設備元件(equalizerdevice)28、一MLSE解碼器設備元件30、一儲存位置的MLSE碼本(codebookstoragelocation)裝置29、一解映射電路(demappercircuit)32及一中央處理單元(CPU)34。MLSE等化器設備元件28包含一前饋電路(feedforwardcircuit)36和一回饋電路(feedbackcircuit)38。以本發(fā)明的一較佳的實施例而言，前饋電路36是一前向分數間隔濾波器(feedforwardfractionallyspacedfilter；FFF)而回饋電路38是一決策回饋等化器電路(decisionfeedbackequalizercircuit；DFE)。本發(fā)明的以一較佳的實施例中，MLSE解碼器設備元件30、MLSE等化器設備元件28、及MLSE碼本29所儲存的位置集合起來統(tǒng)稱為MLS次接收器(sub-receiver)27。因此，以下主要的討論將會是電路/裝置說明如上的電路的連接。至于操作上各設備元件本身由于多已為熟悉該項技術者所熟知，故不再贅述，因此，在此我們強調的將會是MLSE解碼器設備元件30、MLSE等化器設備元件28、及MLSE碼本29。即MLS次接收器27。上述電路及設備的更進一步討論是是由美國申請案流水號10/402,697題目為″Symbol-BasedDecisionFeedbackEqualizer(DFE)withMaximumSequenceEstimationforWirelessReceiversunderMulti-pathChannels″申請日為2003的3月28日，發(fā)明人是Chien-ChengTung，一并提供參考。如圖1所示，ADC電路12接收一接收信號44，ADC電路12將接收信號44由模擬轉成數字格式，再耦合轉換后的數字信號送至時序載波/調整電路40。時序載波/調整電路40再另外接收一時序/相校正信號48，用以調整ADC電路12輸出的時序和相。時序載波/調整電路40的操作及時序/載波追蹤電路42用習知的技術就可以充分了解。最后，時序載波/調整電路40的輸出被MLSE等化器設備元件28所等化，詳細細節(jié)請參照以下的說明。MLSE等化器設備元件28的輸出是提供予MLSE解碼器設備元件30以解碼并在MLSE碼本29的協(xié)助下進行。解映射電路(demappercircuit)32執(zhí)行位元映射或資料轉換成1或0的信號(信號體轉成資料的功能)的功能。一如資料初始送至接收系統(tǒng)10的狀態(tài)一樣。解映射電路32的輸出提供給PC或電腦34的CPU以儲存或給使用者做其他的用途使用。時序/載波追蹤電路42利用MLSE解碼器設備元件30的輸出及接合站11的輸出以校正或調整MLSE解碼器設備元件30的時序/相。因此，時序載波/調整電路40及時序/載波追蹤電路42需依經驗持續(xù)對因持續(xù)接收的信號44所致的任何相(phae)及/或時序位移做補償。上述位移是造因于許多的因素，例如伴隨著模擬信號至數字信號轉換的格式的不準確性，信號44由遠端的傳送設備以無線傳遞時所致的相位移，及其他類似情形。時序載波/調整電路40及時序/載波追蹤電路42藉由實施載波和時序回復而解調(demodulate)已接收的信號44。在本專利文件中雖然指定特殊型式的等化器，實際上也可以任何的濾波器將可運作，只要殘余頻道響應(residualchannelresponse)可產生，我們將在以下再討論。圖2示依據本發(fā)明的一較佳的實施例的應用，包括圖1所示實施例的更進一步細節(jié)。包含一存取端(accesspoint)100，接收來自網際網路(由一快速連接端104)或區(qū)域網路的輸入。連接端104可以采用許多的形式，例如同步數字訂戶專線(digitalsubscriberline；DSL)、乙太網路(Ethernet)、纜線數據機等等。存取端100使用天線102與客戶端(client)通訊。請注意存取端100的左邊的設備是客戶端的部分?？蛻魧⒖山邮沾嫒《?00所傳送的任何資訊。依據圖2實施例，圖中方塊112的設備元件中包含802.11b數據機以提供無線網路利用。存取端100是位于遠端客戶所在位置。舉一例來說，存取端100是一基地臺或只是客戶端的一PC(個人電腦)。雖然未加圖示，存取端100亦包含電路及設備，與方塊112所示類似。在圖2中，設備元件示于客戶天線102的左邊，并視其就在靠近一臺PC或電腦的旁邊或任何通訊設備能包含相同元件者。客戶天線102是連接于射頻晶片106。后者接收射頻RF范圍的信號，并且耦合同一信號至一基頻(baseband)處理器108，用以將RF信號轉換成基頻。在基頻范圍內的信號遠比在RF范圍的信號來得好處理?；l處理器108被耦合至ADC電路12以轉換基頻范圍內的信號至數字格式，一如在圖1時所討論的。圖2中ADC電路12圖示耦合于MLSE等化器設備元件28的輸入端。MLSE等化器設備元件28、MLSE解碼器設備元件30及MLSE碼本(codebook；用以儲存位置)29集合起來組成一MLSE次接收器27。MLSE碼本29儲存復數個字碼(codeword)，至少包含一碼本，該碼本由MLSE等化器設備元件28產生并提供給MLSE解碼器設備元件30使用。請注意圖1中的某些電路故意不圖示于圖2是為了簡化。因此圖1所討論的ADC電路12和MLSE等化器設備元件28之間的某些電路并未示于圖2。MLSE等化器設備元件28，如圖示耦合MLSE解碼器設備元件30，而后者耦合于資料解映射電路32。解映射電路32的輸出耦合于一儲存媒體存取控制電路(mediaaccesscontrol)33，而后者連接至一電腦的CPU34。解映射電路32與CPU34的功能討論于圖2。儲存媒體存取控制電路33提供高階的功能，例如省電、資料傳輸率(datarates)、系統(tǒng)時序(systemtiming)等等。在此，我們將順序扼要討論程式碼方案(codescheme)、補碼鍵控(complementarycodekeying)如何被802.11b利用。程式碼基本上是一種插入多余的東東于初資料(rawdata)(待傳送的資料)中以加強其通訊強健性。這在無線通訊系統(tǒng)例如802.11b中特別的重要，雖然通訊速率將因編碼的效應(effectofcoding)而降低。802.11b利用四相位位移鍵控(quadraturephaseshiftkeying；以下稱QPSK)作為一補碼鍵控(complementarycodekeying；CCK)編碼的調變方案。一未編碼的QPSK于每一QPSK信號元(chip)中載有兩位元。一般而言，一信號體也可視為是一字碼(codeword)。字碼是一理想的資料數列，可以自存取端100送出。一如圖2，并可以在完美的頻道條件下被接收器所接收。一已知資料傳輸速率下，所有的可能字碼組成一CCK碼本。例如在資料傳輸速率為11Mbits/s的條件下，所有以這個數率的字碼組成它的碼本。本發(fā)明中MLSE等化器設備元件28可在任一給出的速率下產生MLSE字碼或碼本。在11Mbits/s傳輸速率下，八個QPSK信號元被CCK編碼利用而形成一信號體。并且，在11Mbits/s傳輸速率下每一信號體以八個信號元(或8個位元)送出。然而5.5Mbits/s傳輸速率，每一信號體是以4位元形式送出。又，在后者的傳輸速率下，當它是4位元/信號體時。就不會是8信號元/信號體。在11Mbits/s傳輸速率(CCK傳輸速率)合起來共有256信號體。然而在5.5Mbits/s傳輸速率下，共只有16個信號體。精確的CCK數列是定義于IEEE標準802.11b發(fā)表于1999年作為IEEEStandardforinformation補充資料-telecommunciationsandInformationExchangeBetweenSystem-LocalandMetropolitanAreaNetworks-SpecificRequirements-題目為″Part11WirelessLANMediumAccessControl(MAC)andPhysicalLayerExtensioninthe2.4GHzBand″CCK是一種區(qū)塊的編碼。假設最小二平方Euclidean距離(MSED)QPSK是1的話，MSED在11Mbits/s傳輸速率使用CCKcoding就是4。而MSED在5.5Mbits/s傳輸速率使用CCKcoding就是8。MSED一般是以方程式″minx，yεC，x≠y∥x-y∥2″計算獲得，此處C是一碼本而x及y是不同的字碼。即任兩個字碼都有最小二平方模方(norm)。在QPSK中，就有4個信號體(字碼)。假設這四個信號體記作{(1/2，1/2)，(-1/2，1/2)，(-1/2，-1/2)，(1/2，-1/2)}，則由上述方程式所算出的最小二平方Euclidean距離就是1。由MLSE解碼器設備元件30回到MLSE等化器設備元件28約有1-信號體延遲(1-symboldelay)。MLSE解碼器設備元件30接著進行一判斷，以判定那一個特殊的字碼被送出，此一特殊的字碼再送回MLSE等化器設備元件28在送進來的信號體中減去前一信號體的效應。圖3示1-信號體延遲示于信號體載入器107。圖3中回饋電路38是用以實施一數學函數″1-h(D)″，在此h(D)＝1+a1D+a2D^2+...。h(D)產生于前饋電路36的輸出端，被指定為殘余頻道響應(residualchannelresponse)。這多項式h(D)＝1+a1D+a2D^2+...代表殘余頻道h(D)內信號元間的干擾(inter-chipinterference；ICI)。數學函數″1-h(D)″指的是回饋電路的輸出。殘余頻道響應是用以建立MLSE碼本，儲存于MLSE碼本29的位置(location)內，如圖3所示。MLSE碼本29是用以提供給MLSE解碼器設備元件30。MLSE解碼器設備元件30輸出是作為信號體載入器107的輸入。圖示說明如上所討論的1-信號體延遲是由MLSE解碼器設備元件30所產生的信號體。信號體載入器107再沿途徑105將1-信號體延遲解碼的結果輸出給回饋電路38的輸入端。先前所述信號體的效果是在加總站(summationjunction)200減去。雖然那看起來是加，不過因為加的是″-h(D)″，因此，效果上是減去。這有助于移除信號體間的干擾。圖3是一非常高階MLSE等化器設備元件28的圖(決策回饋等化器)。以下將做更進一步說明。操作時，在接收了一信號體的最后一信號元時，在一次中，一已解碼的信號體就使用信號體載入器107載入到回饋電路38。當接收到的不是最后一信號元，0就藉由信號體載入器107于1-信號體延遲解碼器的輸出載入于至少一CCK字碼的信號元中。回饋電路38的操作時在次接收器27去除了零的效應。換言之，一信號體的外部或比一信號體長度長時，回饋電路38將會注意到或移除或移減輕信號體間的干擾。但MLSE解碼器設備元件30及MLSE碼本29將在一信號體內減輕信號元間的干擾。圖4示一依據殘余頻道響應h(D)的回旋表現及依據所利用的資料傳輸速率的已知字碼定義于IEEE的回旋電路(convolutioncircuit)120。回旋函數是以Y＝X*h(D)的數學表示。在此X代表輸入于延遲電路的已知CCK字碼。y表示convolution后的結果，儲存于MLSE碼本29中?；匦瘮档妮敵龀?項，但僅首8項可資利用，余皆丟棄不用。因此，回旋函數輸出是截取八項再儲存至MLSE碼本29中。被截去的部分可忽略是因為ICI的關系，即比1-信號體的時間長(8信號元，在CCK的例子中)將截去。在一信號體被解碼后回饋電路38將移除ICI，對接收器而言，已變成一已知值。圖4中，殘余頻道響應被輸入于延遲器122中。每一延遲是一時間延遲單位，而CCK字碼是輸入于延遲器124，其同樣的每一延遲是一時間延遲單位。CCK字碼輸入于延遲器124一次一個。延遲器124的輸出被乘法器126乘以位移(shifted)或延遲的殘余頻道響應(delayedresidualchannelresponse)。每一乘法器126的輸出再利用加總器128加總。在加總器128，8個信號元被產生。每次一字碼被乘再加總，以殘余頻道響應的延遲版進行，就產生了MLSE碼本29。對每256個字碼而言，殘余頻道響應h(D)被延遲了8次，或者說經歷了8個延遲器122。每一CCK字碼造就一個MLSE字碼。該字碼提供給延遲器124對預先知道或預設的802.11b而言是一理想的字碼。字碼是儲存于碼本29，示于圖2。即所有可能字碼進來都會呈現。殘余頻道響應經由延遲器122連續(xù)位移。在11Mbits/s傳輸速率下，CCK，共有256個不同的MLSE字碼能被產生以形成一MLSE暗碼。最后，利用最小距離(或最大可能性)找出已傳送的資料。距離是指各種字碼和已接收的等化的資料之間的距離。圖4的回旋電路是一傳統(tǒng)的回旋函數，即回旋CCK字碼與殘余頻道響應以產生MLSE碼本。每256個CCK字碼至少包含一CCK碼本而每256個MLSE字碼至少包含一MLSE碼本。MLSE次接收器27即時(realtime)產生了MLSE碼本。在操作上，當所有的字碼通過等化器設備元件28，資料可以被一比較器準確偵測出，而與所有不同的字碼做比較以決定那一個字碼與資料符合。一偵測到符合的字碼決定資料的正確身份。上述可由圖5加以了解。請參考圖5，如圖示，所輸入的資料輸入于等化器設備28的輸入端。等化器設備28以某種已知的方式減緩(mitigate)了輸入的資料，以產生一等化的資料。等化資料在172與表(table)170內的256個入口比較。輸入的資料被等化器設備28以資料封包采樣的形式(intheformofsamplesofapacketofdata)接收。決定表170中那一入口最接近于等化資料的決策于焉形成。表170的入口至少包含該MLSE碼本?；旧?，256個資料間的距離一一被比較，然后算出字碼與所有距離中的最小距離(等化后資料yi的距離)。因為該資料將被假設為所找到的最小距離或最大可能性字碼。找出的字碼將有一特殊的索引，根據此索引，已解碼的傳送資料被求出指定給帶有索引的CCK碼本，以找到對應的CCK字碼。172的比較不純粹是一種比較，而是等化后的資料與字碼yi或(等化后資料yi的距離)之間MSED的計算。每一yi是一信號體且假如每一信號體等化后資料是以r1，r2，...r8表示。例如第1個字碼信號體y1于表170中是以y11，y12，...，y18表示，第1個信號體的歐幾里得距離(ED)將會是y1＝∥(r1-y11)∥2+∥(r2-y12)∥2+...+∥(r8-y18)2，此處r1和yij是復數，并且∥.∥是一正規(guī)化函數，使得∥f(.)∥2是f(.)的模數平方。假設計算的結果是ym，此處下標m是用以由CCK碼本選擇對應的CCK字碼，而因此解出已解碼的傳送資料。請注意圖5的實施例中，MSED是用以求出已解碼的傳送資料。等化后資料與表170中的字碼之間的最大可能性，可用于另一實施例。在其他實施例中，任一距離都可以使用。利用直接計算法可證明MLSE解碼器設備元件的復雜度是512個乘和1024個加，就每一信號元而言。這數目很容易在整個接收系統(tǒng)的復雜度上占有決定性的地位。圖6和圖7示依據本發(fā)明與習知技術實施例的表現圖。實線代表習知技術的表現，然而線上有″+″號者則代表本發(fā)明的一實施例實施的表現。圖中并顯示兩組線分別代表不同的傳輸速率11Mbits/s與5.5Mbits/s。X軸上的″a″代表方程式h(D)＝1+a1D的a，與圖3有關。如圖6所示，11Mbits/s的情況，當a＝1時，習知技術的系統(tǒng)引進許多信號體間的干擾，使用了這些將會在偵測資料中將實質上使無線接收器不能動作。然而相同的條件下，依據本發(fā)明的實施例將有明顯好的表現。在實線與y軸的交點上，習知技術是不可行的，因為有兩個信號體有相同的距離且資料是不能取回的。這個問題的例子已述于的前，習知技術與方法對于工廠或小閣間內運作，多途徑通訊通道效應使將資料的偵測變差。事實上，本發(fā)明既無像習知技術那樣信號體間的干擾，也無多途徑通訊效應變差的問題。在5.5Mbits/s傳輸速率的情況，當a大約在2.7時，信號體間的干擾是不能容忍的，不過，若依據本發(fā)明的實施例，將再一次顯現本發(fā)明有明顯改善。圖7中，習知技術的表現以實線表示，而本發(fā)明的實施例則以″+″表示。y軸代表MSED相對于QPSK，而X軸代表均方根(rootmeansquare；RMS)延遲速度。如圖7所示，在11Mbits/s傳輸速率且RMS延遲速度是80奈秒條件下，本發(fā)明與習知技術有3分貝的差異。當RMS延遲速度是140奈秒條件下，習知技術的系統(tǒng)就顯得不能實施。而本發(fā)明仍然可以操作得很好，偵測能力仍極佳。因此，這時，習知技術和本發(fā)明根本不能相比。在5.5Mbits/s傳輸速率且RMS延遲速度是200奈秒條件下，本發(fā)明與習知技術有3分貝的差異。請注意圖6和圖7的圖形是在一些假設條件下作的，并不能代表實際上就是這樣，不過它們卻可用以表示習知技術和本發(fā)明理論上的差異性。因此，本發(fā)明允許802.11b的最佳表現可以實用化，與最佳化，因本發(fā)明可以減少多途徑及/或信號元之間的干擾。圖8中MLSE等化器設備元件28的功能方塊152是圖4的回旋電路。圖8中，MLSE等化器設備元件28與輸入的資料耦合?？蛻舳颂炀€接收到的信號，接著進行處理。輸入的資料實際上被制成封包(packet)134，其包含一前導部分(preambleportion)、一表頭部分(headerportion)158及一主體資料部分160。主體資料部分(maindataportion)160，前導部分156，是用以訓練MLSE等化器設備元件28的等化器訓練模組150。表頭部分158是用以求出那一套字碼在MLSE碼本29內，其與資料速率有關。主體資料部分160是提供以輸入到等化器訓練模組150。這部分以下將更進一步討論。MLSE碼本29提供必須的字碼，一如表頭部分158所定義，給功能方塊152。功能方塊152產生碼本并且執(zhí)行與圖4相關的回旋功能。MLSE等化器設備元件28的輸出是提供給MLSE解碼器設備元件30用。MLSE解碼器設備元件30接著提供已解碼信號體(或選定的字碼)的1-信號體延遲回饋至MLSE等化器設備元件28。每一次，接收到指標154所示的資訊封包，則上述圖8中所描繪的程序就會被重覆執(zhí)行一次。即等化器訓練模組150就已獲致訓練，產生碼本并且資料藉由MLSE解碼器設備元件30即時處理。請注意，MLSE等化器設備元件28與MLSE解碼器設備元件30都是即時操作。圖8說明了由MLSE解碼器設備元件30回到功能方塊152有1-信號體延遲。在藉由MLSE解碼器設備元件30求出那一特別的字碼要送出后，此一特殊的字碼就送回到功能方塊152以減去前一信號體在當下信號體本身的效應。請參考圖9，一方塊示了等化器訓練過程的主要步驟依據本發(fā)明包括一參考點確認模組402、一輸入資料封包404、一頻道評估模組406、一調適濾波或等化模組408、一等化器初始模組409、及一MLSE碼本產生模組410。此外圖9中尚包含一MLSE解碼器412。輸入資料封包404包含前導部分414、一表頭部分416及一主體資料部分418。參考點確認模組402包含一參考點定位器(referencelocator)420、一數列解碼器(sequencedecoder)422及一去倒頻器(de-scrambler)424。為了訓練等化器，為方便起見有必要建立一已知或一參考數列。藉由確認前導部分414的初始信號體的位置完成了一已知數列的建立。前導部分414一般包括72個或144個信號體。數列解碼器422在前導部分414的一數列資料的7個參考信號體解出7個參考位元。Barker數列即為數列資料的一例。數列解碼器422傳送7個參考位元至去倒頻器424。實施其中上述的參考信號體的自我同步化以定位出前導部分414內的參考位置。參考位置指示在前導部分414內參考數列的位置。除此之外，參考數列是用以初始化時序控制及頻率偏位環(huán)(frequencyoffsetloops)。為精心制作，假如傳送資料與輸入資料封包404之間有任何的頻率偏位，輸入資料封包404內信號體將被接收但帶一相位偏移。此相位偏移隨時間而線性改變。一旦信號體被解碼，相位和相位改變的速率可以被量度，用以初始化時序偏位校正回路(timingoffsetcorrectionloop)。也可實施一類似的程序以初始化時序偏位校正回路。參考點定位器420轉換已知數列至頻道評估模組406。已知數列和由前導部分414來的資料是用于頻道評估模組406以計算伴隨資料的每一頻道的能量。資料的每一頻道的能量是用以求出在回饋電路與前饋電路內的最佳濾波長度。以下將進一步說明。每一濾波長度正比于使用的分接頭(tap)的長度。因此一較短的濾波長度對應于一濾波器內較少數目的tap而一較長濾波長度對應于一較大數目的tap。頻道評估模組406使用一演算法例如最小二平方演算法(leastmeansquare；LMS)以計算每一頻道的能量。由頻道評估模組406來的訊息及從前導部分414來的資料被用在調適濾波或等化模組408內以求出回饋電路與前饋電路系數給接收器。調適濾波或等化模組408的輸出包含殘余頻道響應用于等化器初始模組409與MLSE碼本產生模組410以分別初始化等化器及產生MLSE碼本。MLSE碼本的產生就算是完成了等化器訓練程序。MLSE碼本產生模組410的輸出是用于MLSE解碼模組412以數列解碼。以下將描繪進一步細節(jié)。請參考圖10，一方塊圖概略描述求出最佳等化器參數的步驟，依據本發(fā)明實施例，如圖示包含一頻道評估模組430、一頻道輸出方塊432與一調適濾波或等化模組434。頻道輸出方塊432包含一重頻道(severechannel)436、一中性頻道438和一理想頻道440。等化器參數至少包含提供給回饋電路與前饋電路濾波器系數并被調適以配合頻道評估模組430的輸出，如頻道輸出方塊432所表示。重頻道436是指一頻道其能量可撐好幾個信號體長度。因此，在回饋電路與前饋電路內的濾波長度被增加以達成更有效率的等化功能。另一方面，中性頻道438是指一頻道其能量可撐幾個信號體長度。因此，在回饋電路與前饋電路內選出的濾波長度較短。而理想頻道440對應于是指一頻道其能量非常短。因此，在回饋電路與前饋電路內選出的濾波長度較中性頻道438的為短。依據本發(fā)明的另一實施例，等化器參數被調諧至頻道評估模組430的輸出端。在此達成了一回饋電路與前饋電的最佳結合。例如在一極端的例子中，吾人可以調諧等化器參數，因此僅回饋電路被用同時資料通過前饋電路。在另一極端的例子中，僅前饋電路用于等化功能，同時前饋電路完全被規(guī)避(circumvented)。后者的情況的例子起因于等化一理想的高斯頻道(Gaussianchannel)，其中高斯頻道較喜好僅使用前饋電路而不用回饋電路。從方塊432頻道輸出的資訊被用于等化作用模組(equalizationmodule)434給等化器的調適訓練。如上所討論。請參考圖11，一MLSE等化器與解碼器的高階功能方塊圖依據本發(fā)明實施例包含一MLSE解碼器180與一MLSE等化器182。MLSE等化器182包含一前饋電路184和一回饋電路188。而電路藉由加總站186皆連接到MLSE解碼器180。而MLSE解碼器180又連接到回饋電路188。依據本發(fā)明的一實施例中，前饋電路184是一FFF電路而回饋電路188則是DFE電路。FFF電路184通常是一有限間隔脈沖響應(finite-durationimpulseresponse；FIR)濾波電路。FIR濾波電路在進入的資料(incomingdata)上執(zhí)行頻道縮短化(channelshortening)。并用以計算碼本給MLSE解碼器180。頻道縮短化指的是一等化器，像是FIR濾波電路在一特別頻道上操作或與做回旋(convolving)，等化器作用以縮短該頻道的脈波響應。MLSE等化器182與MLSE解碼器180結合以減輕可能因為多途徑通訊頻道在接收數據機信號期間所導致的信號體間的干擾。減輕信號體間的干擾可使數據設備的性能最佳化。減輕信號體間的干擾是藉由使用回饋電路188來達成。特別的是MLSE解碼器180一旦在當下進入的資料中找出一特別的字碼時，就送出此字碼至回饋電路188。前一信號體的效應在回饋電路188中在當下進入的信號時就被減去?；仞侂娐?88和前饋電路184的輸出在加總站186時加入以使信號體間的干擾最小化。據此，解碼過程藉由移除殘留模組化(residualmodeling)因不完美的頻道評估導致的不確定性而更穩(wěn)健。為達到上述的改善，前饋電路184與回饋電路188的輸出都要加以等化。為使得等化作用的效應最佳化，MLSE等化器藉由使用輸入資料的前導部分被施以適當訓練。請參考圖12，圖示依據本發(fā)明的一實施例的一MLSE等化器訓練圖。對應信號體的數列Si被傳送至MLSE等化器182當做輸入資料的前導部分。Si如步驟190所示是先給出一預定延遲量δ，并藉由回饋電路處理的如步驟192所示，藉由使用一回饋濾波系數bk，以產生一回饋電路的輸出；此處k是信號體速率例如1MHz。除此之外，前饋電路184藉由使用前饋濾波系數fk，如步驟202所示，處理當下進入的信號yi。當下進入的信號通常是雜訊，部分是由于模擬轉數字的關系。雜訊n在加總站198加入了頻道資料196而產生了當下進入的信號yi。請注意，當下進入的信號yi二倍個數取樣194(2Xover-sampled)。前饋電路184以一分數間隔化，如指標204所示，使前饋電路184輸出206仍是信號元速率，即11MHz。在802.11bMLSE解碼器，每11個信號元對應一信號體。為適當訓練MLSE等化器，前饋電路184與回饋電路188的輸出206的差異是以一誤差信號表示ej＝f*yj-b*sj(1)ej要最小化，在此注標j指的是在一信號元內的第j次的反覆逼近(iteration)。依據本發(fā)明的一實施例，藉由允許bk和fk同時適應使誤差信號最小化以降低信號體間的干擾。方程式(1)也可以寫作ej＝f*yj-β*sj-B0s0j(2)向量β代表向量b具有領先tapB0不見了。領先tap是設定成一固定值并由β中省略。因此不能適合于其他的濾波系數。如上所述的省略是為避免顯而易見的解(trivialsolution)，像是f＝0＝b＝＞ej＝0。向量s有一領先信號元s0j，對應于領先tap。濾波系數和資料向量也可以結合而重寫方程式(2)。ej＝gk*uj-B0*s0j(1)在此gkT＝[fkβk]，ujT＝[yj-sj]濾波系數以兩步驟更新。第一步累加器系數G(k)在第K個信號體時更新為G(k+1)＝G(k)+∑μj(4)此處瞬間梯度j對應于第j個信號元，并被定義為j＝ujej*而μ是一小的數值并指定為適應常數(adaptationconstant)。方程式中∑的指標j的范圍超過在一數列中的若干個信號元。對Barker數列對應于11。依據本發(fā)明的另一實施例，超過1個適應常數用以調適濾波系數。在第二步時，對第k個信號體已更新的濾波系數是藉由存取累加器系數的較高的8位元(upper8-bits)以gk+1＝G(k)[1:end1:8]表示(5)此處向量G(k)的每一元素的較高8位元被用以求gk+1。適應常數μ的值介于2-14至2-16之間以確保調適方案不會發(fā)散并且允許外加雜訊平滑化。調適方案的最終結果描繪如上，是一組濾波系數用于等化多途徑通訊頻道效應的等化。因此，本發(fā)明使802.11b有最大性能表現以資利用并且藉由減輕多途徑的效應及信號元間互相干擾。以上所述是利用較佳實施例詳細說明本發(fā)明，而非限制本發(fā)明的范圍，而且熟知此類技藝人士皆能明了，適當而作些微的改變及調整，仍將不失本發(fā)明的要義所在，亦不脫離本發(fā)明的精神和范圍。權利要求1.一種最大可能性數列評估器(maximumlikehoodsequenceestimator；MLSE)等化器設備包含于一MLSE次接收器(sub-receiver)的中，其特征在于至少包含一前饋電路回應輸入資料并處理的再產生前饋電路輸出，該輸入資料是藉由無線通訊方式傳送而來；一回饋電路回應該輸入資料并處理的再產生回饋電路輸出；及一MLSE等化器訓練模組回應該生前饋電路輸出及該回饋電路輸出，并藉由該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值的最小化以訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備受到訓練而產生已等化的資料，該MLSE次接收器為解碼該已等化的資料，以產生經解碼的傳送資料，藉由減輕因為以無線傳輸該傳輸資料導致的多途徑通訊頻道效應。2.如權利要求1所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的前饋電路是一前向分數間隔濾波器(fractionallyfractionallyspacedfilter(FFF)電路，而回饋電路是一決策回饋等化器(decisionfeedbackequalizer；DFE)電絡。3.如權利要求2所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的FFF電路是一有限間隔脈沖響應(finite-durationimpulseresponse；FIR)濾波電路在該輸入資料上執(zhí)行頻道縮短化。4.如權利要求1所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的輸入資料包含一前導部分(preambleportion)、一表頭部分(headerportion)及一主體資料部分。5.如權利要求1所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的回饋電路處理該前導部分以產生回饋電路輸出藉由使用回饋濾波系數bk，該前饋電路回應進入的信號并處理的，藉由使用前饋濾波系數fk以產生前饋電路的輸出。6.如權利要求5所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組藉由調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk以使該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值最小化。7.如權利要求6所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組藉由更新累加器系數(coefficientaccumulator)以調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。8.如權利要求7所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組藉由使用一個或一個以上的調適常數以調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。9.如權利要求6所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組藉由在該前導部分輸入資料的一串位元的確認而建立一參考數列。10.如權利要求9所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的參考數列是用以在該前導部分定位一參考位置，該參考位置用以指示該前導部分的該參考數列所在位置，該參考數列，用以在一MLSE接收系統(tǒng)內初始化時序控制與頻率偏位回路。11.如權利要求10所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組包含一頻道評估模組藉由使用該參考數列以計算在該前導部分資料的每一頻道的能量，該能量用于調適該回饋濾波系數bk及該前饋濾波系數fk。12.如權利要求11所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的頻道評估模組包含一重頻道(severechannel)、一中性頻道(mildchannel)和一理想頻道，該重頻道其能量可撐好幾個信號體長度給該前饋電路與該回饋電路。該中性頻道其能量具有短濾波長度給該前饋電路與該回饋電路，該理想頻道具有顯著短的濾波長度給回饋電路與前饋電路。13.如權利要求11所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組為使該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值最小化輸出以移除因該頻道評估模組所致的殘留模組化不確定性。14.如權利要求6所述的MLSE等化器設備，其特征在于用一組補碼鍵控(complementarycodekeying；CCK)以產生一組MLSE字碼，該表頭部分是用以求出該組CCK字碼，該MLSE次接收器使用該組MLSE字碼以解碼該已等化的資料。15.如權利要求14所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的MLSE等化器訓練模組，用以即時訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備用以即時產生該MLSE字碼。16.如權利要求1所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的前饋電路是對該MLSE等化器訓練模組內部定位。17.如權利要求6所述的MLSE等化器設備，其特征在于上述的回饋濾波系數bk及是設定為一固定值以避免顯解(trivialsolution)。18.一種產生已解碼的傳送資料的方法，其特征在于至少包含以下步驟接收輸入資料并處理的以產生前饋電路輸出；處理該輸入資料以產生回饋電路輸出；藉由最小化前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值以執(zhí)行訓練；產生等化后的資料；及解碼該等化后的資料以產生已解碼的傳輸資料。全文摘要一種最大可能性數列評估器次接收器，包含一前饋電路以回應輸入的資料，處理后再產生前饋電路輸出，依據本發(fā)明的實施例，該輸入的資料是由無線傳輸設備所傳送出。該MLSE等化器設備包含一回饋電路以回應該輸入的資料處理，處理后再產生回饋電路輸出，該MLSE等化器還包含一訓練模組回應該前饋電路輸出及該回饋電路輸出，并藉由該前饋電路輸出與該回饋電路輸出的差值的最小化以訓練該MLSE等化器設備，該MLSE等化器設備受到訓練而產生已等化的資料，該MLSE次接收器為解碼該已等化的資料，以產生經解碼的傳送資料，藉由減輕因為以無線傳輸該傳輸資料導致的多途徑通訊頻道效應。文檔編號H04L23/00GK1496013SQ03137678公開日2004年5月12日申請日期2003年6月18日優(yōu)先權日2002年6月18日發(fā)明者童健證,湯姆士艾德華皮爾二世,邱喜得,艾德華皮爾二世申請人:雷凌科技股份有限公司