專利名稱：用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域。
通信系統(tǒng)中發(fā)送的信號主要可分為導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)，其中數(shù)據(jù)是實際發(fā)送的信息信號，導(dǎo)頻信號是一個附加的已知的信息信號，用于在接收部分進行信道參數(shù)的估計從而求出均衡的加權(quán)系數(shù)。
傳統(tǒng)的方法如3G系統(tǒng)中通常采用導(dǎo)頻占用一個正交碼道的插入方法，采用多碼道傳輸數(shù)據(jù)，當(dāng)信道多徑嚴重時，碼道間有嚴重的串?dāng)_。在均衡前，導(dǎo)頻碼道與數(shù)據(jù)碼道間的串?dāng)_使得根據(jù)導(dǎo)頻信號估計出的信道參數(shù)不準確，依據(jù)所得的信道參數(shù)進行的時域均衡，收斂速度慢且橫向濾波器的抽頭數(shù)太多、實現(xiàn)太復(fù)雜。
為此需要改進導(dǎo)頻插入和信道估計的方法，消除導(dǎo)頻信號與數(shù)據(jù)信號間的串?dāng)_，提高信道估計的準確度，同時降低算法和實現(xiàn)的復(fù)雜度。
本發(fā)明提出的用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法，其特征在于在通信系統(tǒng)中，在發(fā)送端，它使編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號與導(dǎo)頻信號復(fù)接，經(jīng)正交變換和交織后，再對每個數(shù)據(jù)塊加循環(huán)前綴；在接收端，再去掉循環(huán)前綴，以消除多徑時延擴展引起的數(shù)據(jù)塊之間的干擾和頻域信號間的干擾，以便利用提取出的頻域?qū)ьl信息作信道估計；具體而言，它依次含有如下步驟，發(fā)送端(1)使編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號與導(dǎo)頻信號復(fù)接把已知的隨機信號序列X即時域的導(dǎo)頻信號序列按順序均勻的插入到編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)序列D中，形成一個數(shù)據(jù)塊s，數(shù)據(jù)塊長度為NB＝M·N，X＝(x0，x1，…xM-1)，D＝(d0，d1，…dMN-1-M)，s＝(s0，s1，s2，s3，…sN·M-1)，每兩個導(dǎo)頻信號之間有N-1個數(shù)據(jù)，設(shè)把第0個導(dǎo)頻信號x0插在第L個位置，0≤L≤N-1，則有 (2)把上述復(fù)接后的信號進行N維正交變換；(3)把上述正交變換得到的信號作交織操作以改變信號序列的順序，即按列寫入矩陣中，再按行讀出；(4)對每個數(shù)據(jù)塊加循環(huán)前綴接收端(3)去掉在發(fā)送端加的循環(huán)前綴；(4)信道參數(shù)估計先對導(dǎo)頻信息所有頻點作信道參數(shù)估計，然后再通過插值對數(shù)據(jù)信息的頻點作信道參數(shù)估計，以得到所有頻點的信道頻域特性；在上述方法中，所述的N維正交變換可以表示為BN×1＝W·AN×1，其中A是N維向量，由N-1個數(shù)據(jù)信號與一個導(dǎo)頻信號組成的，B是正交變換后的信號向量，W是N維正交變換對應(yīng)的N×N的矩陣，若導(dǎo)頻信號位于向量A的第L個位置，則矩陣W第L列的N個元素滿足wn,L=1N·ej2πknN,n=0,1,2···N-1]]>的形式，其中wn,L是矩陣W的第n行第L列的元素，k是一個任意的整數(shù)；在上述方法中，所述的交織操作改變信號序列的順序，先把數(shù)據(jù)順序的按列寫入矩陣中，每列N個數(shù)據(jù)，共寫M列，再按行讀出，設(shè)交織前后的數(shù)據(jù)塊為g＝(g0，g1，g2，g3，…qMN-1)T和g＝(g0，g1，g2，g3，…gMN-1)T，則gn·M+m＝qm·N+n，(0≤m≤M-1，0≤n≤N-1)；在上述方法中，所述的加循環(huán)前綴操作是將數(shù)據(jù)塊的最后Ng個信號復(fù)制到其前端，若原數(shù)據(jù)塊g的長度為NB，則生成一個包含有循環(huán)前綴的長為Ns＝NB+Ng的數(shù)據(jù)塊f，即f＝TCP·g其中TCP=ICPINB]]>TCP是由NB×NB的單位矩陣 和 的最后Ng行(用ICP表示)組合在一起而形成的矩陣。
實驗證明采用這種方法，能夠以較低的復(fù)雜度，獲得較高的信道估計和均衡的精度，從而提高基帶傳輸?shù)男旁瓯?，有利于系統(tǒng)采用高進制調(diào)制達到高效的頻譜利用率。
圖2表示本發(fā)明的接收端基帶數(shù)字信號處理程序流程圖。
圖3表示交織算法數(shù)據(jù)讀寫的順序。
本發(fā)明所提供的導(dǎo)頻插入與信道估計方法在發(fā)送端的基帶數(shù)字信號處理過程如下1、數(shù)據(jù)與導(dǎo)頻復(fù)接首先把已知的隨機信號序列X即時域的導(dǎo)頻信號序列按順序均勻的插入到編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)序列D中，形成一個數(shù)據(jù)塊s，數(shù)據(jù)塊長度為NB＝M·N。X＝(x0，x1，…xM-1)，D＝(d0，d1，…dMN-1-M)，s＝(s0，s1，s2，s3，…sN·M-1)，每兩個導(dǎo)頻信號之間有N-1個數(shù)據(jù)，設(shè)把第0個導(dǎo)頻信號x0插在第L個位置，0≤L≤N-1，則s＝(s0，s1，s2，s3，…sN·M-1)＝(d0，…dL-1，x0，dL，…，dN+L-2，x1，dN+L-1，…dN·M-1-M)用公式表示導(dǎo)頻插入操作 2、N維正交變換 其中W是N維正交變換矩陣， 的對角線上有M個W矩陣，W的第L列的N個元素滿足wn,L=1N·ej2πknN,n=0,1,2···N-1]]>的形式，其中wn,L是矩陣W的第n行第L列的元素，k是一個任意的整數(shù)。特別注意，作正交變換的矩陣乘法時，W第L列的元素與向量s中的導(dǎo)頻信號相乘，其他的N-1列元素與數(shù)據(jù)信號相乘。
3、交織交織操作改變信號序列的順序，先把數(shù)據(jù)順序的按列寫入矩陣中，每列N個數(shù)據(jù)，共寫M列，再按行讀出，設(shè)交織后的數(shù)據(jù)塊為g=(g0,g1,g2,g3,···gNB-1)T]]>，用J表示交織操作，即g＝J·g，用公式表示為gn·M+n＝qm·N+n，(0≤m≤M-1，0≤n≤N-1)。
4、加循環(huán)前綴將數(shù)據(jù)塊的最后Ng個信號復(fù)制到其前端，若原數(shù)據(jù)塊長為NB，則生成一個包含有循環(huán)前綴的長為Ns＝NB+Ng的數(shù)據(jù)塊f，即f=TCP·g=TCP·J·W→·s---(1)]]>其中TCP=ICPINB]]>TCP是由NB×NB的單位矩陣 和 的最后Ng行(用ICP表示)組合在一起而形成的矩陣。
下面用矩陣表示信號在多徑信道下的數(shù)據(jù)塊的傳輸，這里使用的是系統(tǒng)的離散等效模型，假定在接收端，包括載波、碼元和采樣時鐘各種同步都是準確的，則當(dāng)tm＝mT時可得采樣信號v′(tm)=Σk=-∞+∞f(k)h(mT-kT,mT)+n(mT)---(2)]]>其中h(τ,t)=Σl=1Lhl(t)·δ(τ-τl)]]>為信道的時域沖擊響應(yīng)，n(t)為信道噪聲。
假定信道沖擊響應(yīng)是慢變化的，即在一個數(shù)據(jù)塊內(nèi)，假定信道是不變的，但從一個數(shù)據(jù)塊到下一個數(shù)據(jù)塊，信道是變化的。另外，信道沖擊響應(yīng)的采樣序列在精度允許的范圍內(nèi)總可以被近似成具有有限長度。假定該序列的長度為K+1，則可以用向量hi＝[hi(0)，…h(huán)i(K)]T來表示在第i個數(shù)據(jù)塊內(nèi)的整個信道沖擊響應(yīng)序列，其中hi(m)＝h(mT，iTNs)，其中T·Ns是包括循環(huán)前綴在內(nèi)的整個數(shù)據(jù)塊的長度。為了消除數(shù)據(jù)塊之間的干擾，在系統(tǒng)設(shè)計中，循環(huán)前綴的長度總是要取得大于或等于信道的最大附加延時，即要滿足Ng≥K。
用 表示發(fā)送的第i個數(shù)據(jù)塊， 表示接收的第i個數(shù)據(jù)塊，由(2)式，并利用信道沖擊響應(yīng)為有限長度的特性，可以得到發(fā)射塊和接收塊之間的關(guān)系如下v→′i=C0f→i+C1f→i-1+n→i]]>由于多徑信道引入的數(shù)據(jù)塊之間的干擾，使 將同時依賴于 和 式中 是相應(yīng)的噪聲向量，C0和C1分別是具有如下形式的Ns×Ns矩陣，其對角線上的元素都相等 接收端的基帶數(shù)字信號處理過程如下1、去掉循環(huán)前綴v→i=RCPv→′i=RCPC0f→i+RCPn→i---(3)]]>其中 表示去除循環(huán)前綴操作， 為NB×Ng的零矩陣， 為NB×NB的單位矩陣。
可見，當(dāng)Ng≥K時，去除循環(huán)前綴操作也將消除塊間干擾， 將只依賴于 此時，我們就可以對各個數(shù)據(jù)塊進行單獨解調(diào)，表示數(shù)據(jù)塊序號的記號i將被省略。
把(1)式代入(3)式可得v→i=RCPC0TCP·J·W→·s+n→′i=C→·J·W→·s+n→′i---(4)]]>其中n→′i=RCPn→i]]>是噪聲向量，C→=RCPC0TCP]]>是復(fù)合信道沖擊響應(yīng)，是一個NB×NB的循環(huán)矩陣，具有以下特殊形式 也就是 的第(k，l)個元素為hi((k-l)mod NB)，這里mod表示取模運算。
利用循環(huán)矩陣的性質(zhì)，可以分解成如下形式C→=F-1ΛF---(5)]]>其中F和F-1分別是NB×NB的傅立葉變換和傅立葉反變換矩陣，Λ是復(fù)合信道的傳輸函數(shù)矩陣，為一個對角陣。若h＝[h(0)，…h(huán)(K)，0，…，0]T的NB點傅立葉變換為H＝[H(0)，…H(NB-1)]T，則 把(5)式代入(4)式可得去掉循環(huán)前綴后的接收信號為v→=F-1ΛF·J·W→·s+n→′---(6)]]>2、信道估計通過傅立葉變換得到頻域的接收信號V→=V0V1···VNB-1=F·v→]]>由(6)式可知V→=F·v→=ΛF·J·W→·s+F·n→′]]>VmN+k=N·H(mN+k)·pm+nmN+k,0≤m≤M-1]]>其中(n0,n1···nNB-1)=F·n→′]]>是頻域的噪聲矢量，p0p1...pM-1=F·x0x1·e-j2πk/MN...xM-1·e-j2πk(M-1)/MN]]>是發(fā)送的頻域?qū)ьl信息。
F是傅立葉變換矩陣，(x0，x1，…xM-1)是與發(fā)送端相同的時域?qū)ьl信號，xne-j2πk·n/MN中的k等于正交變換矩陣W中的參數(shù)k。
接收的導(dǎo)頻信息只出現(xiàn)在mN+k(m為整數(shù))的頻點上，數(shù)據(jù)不存在這些頻率分量，提取出這些頻點上的信號，{p^m|p^m=VmN+k,m=0,1,2,...M-1},]]>根據(jù)接收到的導(dǎo)頻信息和發(fā)送的導(dǎo)頻信息在頻域上的變化來推斷信道相應(yīng)頻點的頻域特性，也就是用接收到的導(dǎo)頻頻域信息除以發(fā)送的導(dǎo)頻頻域信息，可以得到在這些頻點上的信道頻率響應(yīng)H(mN+k)的最小二乘估計，H^(mN+k)=p^mN·pm,0≤m≤M-1]]>為了得到其它頻點的信道頻域特性，需要進行頻域插值，采用變換域插值的方法，詳細地說就是再把M個信道估計值做M點的反傅立葉變換變換到時域，hn=1MΣm=0M-1H^(mN+k)·ej2π·m·nM,0≤n≤M-1,]]>在時域信道估計序列中插入M×(N-1)個零h→′=(h′0,h′1,···h′MN-1)=(h0,h1,···hM/2-1,0,···0,hM/2,hM/2+1,···hM-1),]]>用公式表示 其中單位陣I的大小為 同樣大小的全零矩陣0共(4·N-2)個。
這樣得到了NB點的時域信道估計 再把它作傅立葉變換變換到頻域，就得到了所有頻點的信道估計值，H^i=Σn=0NB-1h′n·e-j2π·i·nNB,0≤i≤NB-1.]]>3、頻域均衡利用所得的信道估計，并把接收到的信號進行傅立葉變換，變換到頻域，再根據(jù)設(shè)計要求，選擇一種現(xiàn)有的頻域均衡算法，即可實現(xiàn)接收信號的頻域均衡。
4、提取數(shù)據(jù)信號先對均衡后的數(shù)據(jù)流y＝(y0，y1，y2，y3，…yMN-1)T做解交織操作，完成與發(fā)送端交織操作相反的處理，先把數(shù)據(jù)按行寫入矩陣中，每行M個數(shù)據(jù)，共寫N行，再按列讀出，解交織后得到z＝(z0，z1，z2，z3，…zMN-1)T，用公式表示為zm·N+n＝y(tǒng)n·M+m，(0≤m≤M-1，0≤n≤N-1)。
解交織后再作解正交變換，用矩陣 的逆矩陣(也就是 的共軛轉(zhuǎn)置 )乘以數(shù)據(jù)塊向量。 最后去除導(dǎo)頻信號，也就是去掉b中N的整倍數(shù)加L即mN+L(0≤m≤M-1位置上的信號，得到原發(fā)送數(shù)據(jù)信號的估計值D^=(d^0,d^1,···d^MN-1-M),]]>其中 把所得的數(shù)據(jù)信號輸出給解映射和解碼器，從而完成基帶數(shù)字信號的接收處理。下面結(jié)合附圖
和實施例進一步說明本發(fā)明。
在實施例中，正交變換矩陣采用哈達碼(Hadamar)矩陣WN，WN是2n×2n維的，要求N＝2n；元素只有1和-1，從1階到2n階的哈達碼矩陣可利用矩陣的克羅內(nèi)克積運算遞推得到，即WN=W2⊗WN2,]]>其中W2=12111-1.]]>哈達碼變換是正交變換參數(shù)k＝0、L＝0的一個特例，其中k＝0使得信道估計操作中xnej2πk·n/MN導(dǎo)頻信號的加權(quán)系數(shù)均等于1，實現(xiàn)最簡單。
實施例中采用正交變換的維數(shù)N＝4，4階哈達碼矩陣為W4=W2⊗W2=1411111-11-111-1-11-1-11.]]>數(shù)據(jù)塊長度NB＝M·N＝128，其中M＝32，循環(huán)前綴長度Ng＝26。
具體的導(dǎo)頻插入與信道估計方法的主要過程如下1、數(shù)據(jù)與導(dǎo)頻復(fù)接首先把已知的隨機信號序列X＝(x0，x1，…x31)按順序均勻的插入到編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)序列D＝(d0，d1，…d95)中，形成一個數(shù)據(jù)塊s，s＝(s0，s1，s2，s3，…s127)。其中把第0個導(dǎo)頻信號x0插在第0個位置則s＝(s0，s1，s2，s3，…s127)＝(x0，d0，d1，d2，x1，d3，d4，d5，x2，d6，…x31，d93，d94，d95)。
2、N維正交變換對數(shù)據(jù)塊做N維正交變換，具體采用的是4階哈達碼變換。 其中W4=1211111-11-111-1-11-1-11]]>3、交織交織操作改變信號序列的順序，如圖3所示，先把數(shù)據(jù)順序的按列寫入矩陣中，每列4個數(shù)據(jù)，共寫32列，再按行讀出，交織后的數(shù)據(jù)塊g＝(g0，g1，g2，g3，…g127)T＝(q0，q4，q8，q12，…q124，q1，q5，q9，q13，…q125，q2，q6，q10，…q126，q3，q7，q11，…q127)T，其中qn·32+m＝qm·4+n，(0≤m≤31，0≤n≤3)。
4、加循環(huán)前綴將數(shù)據(jù)塊的最后Ng＝26個數(shù)據(jù)復(fù)制到其前端，生成一個包含有循環(huán)前綴的長為Ns＝NB+Ng＝154的數(shù)據(jù)塊f，即f＝(f0，f1，f2，f3，…f153)T＝(g102，g103，…g127，g0，g1，g2，g3，…g127)。
所得的基帶數(shù)字信號經(jīng)過成形濾波和上變頻，經(jīng)過信道發(fā)射到接收端，接收端采用下變頻、匹配濾波和采樣，假定在接收端，包括載波、碼元和采樣時鐘各種同步都是準確的，則可以得到對應(yīng)的基帶數(shù)字接收信號v′＝(v′0，v′1，v′2，v′3，…v′153)T。
接收信號序列處理過程如下1、去掉循環(huán)前綴v→=(v0,v1,v2···v127)T=(v′26,v′26,v′28,···v′153)T.]]>2、信道估計通過傅立葉變換得到頻域信號V→=V0V1···V127,]]>Vi=Σm=0127vm·e-j2π·m·i/128,0≤i≤127.]]>因為k＝0，所以發(fā)送的頻域?qū)ьl信息p0p1...p31=F·x0x1·e-j2πk/128...x31·e-j2πk31/128=F·x0x1...x31,]]>pi=Σm=031xm·e-j2π·m·i/32,0≤i≤31]]>接收的導(dǎo)頻信息只出現(xiàn)在mN+k＝4m(m為整數(shù)，0≤m≤31)的頻點上，數(shù)據(jù)不存在這些頻率分量，提取出這些頻點上的導(dǎo)頻信息，{p^m|p^m=V4m,m=0,1,2,...M-1},]]>利用除法可以得到在這些頻點上的信道頻率響應(yīng)的最小二乘估計，H^(4m)=p^m2·pm,0≤m≤31]]>把信道估計值做32點的反傅立葉變換變換到時域，hn=132Σm=031H^(4m)·e-j2π·m·nM,0≤n≤31,]]>在時域信道估計序列中間插入M×(N-1)＝96個零，h→′=(h′0,h′1,···h′127)=(h0,h1,···h15,0,···0,h16,h17,···h31).]]>這樣得到了128點的時域信息 再把它作傅立葉變換變換到頻域，就得到了所有頻點的信道估計值，H^i=Σn=0127h′n·e-j2π·i·n128,0≤i≤128.]]>3、頻域均衡均衡可以采用迫零均衡或最小均方誤差均衡等。以迫零均衡為例，加權(quán)系數(shù)等于信道傳輸函數(shù)的倒數(shù)，把接收的信號進行傅立葉變換到頻域，進行頻域加權(quán)，再反變換到時域，以實現(xiàn)對整個系統(tǒng)的傳遞函數(shù)進行校正，使傳輸接近無失真條件。
接收的去掉循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)塊作傅立葉變換得到頻域接收信號V→=V0V1···V127=F·v→,]]>Vi=Σm=0127vm·e-j2π·m·i/128,0≤i≤127.]]>頻域加權(quán)操作ηi=ViH^i,0≤i≤127]]>反傅立葉變換到時域yn=1128Σn=0127ηi·ej2π·i·n128,0≤n≤127]]>4、提取數(shù)據(jù)信號先對均衡后的數(shù)據(jù)流做解交織操作，完成與發(fā)送端交織相反的處理，先把數(shù)據(jù)按行寫入矩陣中，每行32個數(shù)據(jù)，共寫4行，再按列讀出，解交織后得到z＝(z0，z1，z2，z3，…z127)T＝(y0，y32，y64，y96，y1，y33，y65，y97，…y31，y63，y95，y127)T，其中z4m+n＝y(tǒng)32n+m，(0≤m≤31，0≤n≤3)。
解交織后再作解正交變換，用矩陣 的逆矩陣(也就是 的共軛轉(zhuǎn)置 )乘以數(shù)據(jù)塊向量。 哈達碼矩陣是對稱實數(shù)矩陣，共軛轉(zhuǎn)置就等于它本身，W4T=1211111-11-111-1-11-1-11.]]>最后去除導(dǎo)頻信號，也就是去掉b中4的整倍數(shù)位置上的信號，得到原發(fā)送數(shù)據(jù)信號的估計值D^=(d^0,d^1,···d^95)=(b1,b2,b3,b5,b6,b7,b9,b10,···b127),]]>其中 最后把所得的數(shù)據(jù)信號輸出給解映射和解碼器，從而完成基帶數(shù)字信號的接收處理。
此算法可以用計算機程序仿真，也可在各種可編程邏輯器件或?qū)Ｓ眉呻娐分袑嵤?br> 現(xiàn)有技術(shù)和本發(fā)明中的導(dǎo)頻插入算法分別采用導(dǎo)頻信息占用一個正交碼道和占用頻域上某些頻點的方法，在多徑信道傳輸時，前者的導(dǎo)頻信號會與數(shù)據(jù)發(fā)生串?dāng)_，導(dǎo)致根據(jù)導(dǎo)頻信號進行的信道估計和均衡的精度較低，后者克服了信道的多徑效應(yīng)，導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)不會發(fā)生串?dāng)_，獲得了較高的信道估計的精度。
權(quán)利要求
1.用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法，其特征在于在通信系統(tǒng)中，在發(fā)送端，它使編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號與導(dǎo)頻信號復(fù)接，經(jīng)正交變換和交織后，再對每個數(shù)據(jù)塊加循環(huán)前綴；在接收端，再去掉循環(huán)前綴，以消除多徑時延擴展引起的數(shù)據(jù)塊之間的干擾和頻域信號間的干擾，以便利用提取出的頻域?qū)ьl信息作信道估計；具體而言，它依次含有如下步驟，發(fā)送端(1)使編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號與導(dǎo)頻信號復(fù)接把已知的隨機信號序列X即時域的導(dǎo)頻信號序列按順序均勻的插入到編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)序列D中，形成一個數(shù)據(jù)塊s，數(shù)據(jù)塊長度為NB＝M·N，X＝(x0，x1，…xM-1)，D＝(d0，d1，…dMN-1-M)，s＝(s0，s1，s2，s3，…sN·M-1)，每兩個導(dǎo)頻信號之間有N-1個數(shù)據(jù)，設(shè)把第0個導(dǎo)頻信號x0插在第L個位置，0≤L≤N-1，則有 (2)把上述復(fù)接后的信號進行N維正交變換；(3)把上述正交變換得到的信號作交織操作以改變信號序列的順序，即按列寫入矩陣中，再按行讀出；(4)對每個數(shù)據(jù)塊加循環(huán)前綴；接收端(1)去掉在發(fā)送端加的循環(huán)前綴；(2)信道參數(shù)估計先對導(dǎo)頻信息所有頻點作信道參數(shù)估計，然后再通過插值對數(shù)據(jù)信息的頻點作信道參數(shù)估計，以得到所有頻點的信道頻域特性。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法，其特征在于所述的N維正交變換可以表示為BN×1＝W·AN×1，其中A是N維向量，由N-1個數(shù)據(jù)信號與一個導(dǎo)頻信號組成的，B是正交變換后的信號向量，W是N維正交變換對應(yīng)的N×N的矩陣，若導(dǎo)頻信號位于向量A的第L個位置，則矩陣W第L列的N個元素滿足wn,L=1N·ej2πknN,n=0,1,2···N-1]]>的形式，其中wn,L是矩陣W的第n行第L列的元素，k是一個任意的整數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法，其特征在于所述的交織操作改變信號序列的順序，先把數(shù)據(jù)順序的按列寫入矩陣中，每列N個數(shù)據(jù)，共寫M列，再按行讀出，設(shè)交織前后的數(shù)據(jù)塊為q＝(q0，q1，q2，q3，…qMN-1)T和g＝(g0，g1，g2，g3，…gMN-1)T，則gn·M+m＝qm·N+n，(0≤m≤M-1，0≤n≤N-1)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法，其特征在于所述的加循環(huán)前綴操作是將數(shù)據(jù)塊的最后Ng個信號復(fù)制到其前端，若原數(shù)據(jù)塊g的長度為NB，則生成一個包含有循環(huán)前綴的長為Ns＝NB+Ng的數(shù)據(jù)塊f，即f＝TCP·g其中TCP=ICPINB]]>TCP是由NB×NB的單位矩陣 和 的最后Ng行(用ICP表示)組合在一起而形成的矩陣。
全文摘要
用于頻域均衡的導(dǎo)頻插入與信道參數(shù)估計的方法屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于在通信系統(tǒng)的發(fā)送端，它使編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號與導(dǎo)頻信號復(fù)接，經(jīng)正交變換和交織，使導(dǎo)頻信息只出現(xiàn)在某些頻點上，而數(shù)據(jù)則沒有這些頻率分量，再對每個數(shù)據(jù)塊在發(fā)送端加循環(huán)前綴；在接收端，再去掉循環(huán)前綴，以消除多徑時延擴展引起的數(shù)據(jù)塊之間的干擾和頻域信號間的干擾，然后利用提取出的頻域?qū)ьl信息在相應(yīng)頻點上作信道參數(shù)估計，再據(jù)此通過插值的方法在所有頻點上作信道參數(shù)估計。它不僅算法和實現(xiàn)簡單而且信道估計的精度也高。
文檔編號H04L25/02GK1463083SQ0313756
公開日2003年12月24日 申請日期2003年6月18日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月18日
發(fā)明者周世東, 趙明, 周春暉, 王京, 施婷婷, 任曉東, 張秀軍 申請人:清華大學(xué)