專利名稱：計算采樣相位誤差的計算電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用來計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差的計算電路。
背景技術(shù)：
圖1表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)。收發(fā)機，或發(fā)送和接收機，接收從數(shù)據(jù)源發(fā)送來的信號，并通過數(shù)據(jù)傳輸線將這些模擬發(fā)送的信號傳送至其他收發(fā)機。數(shù)據(jù)傳輸線例如是由銅制成的雙絞電話線。在這種情況下，在交換端COT(中心局終端設(shè)備)的收發(fā)機建立主時鐘，這就是說，在交換端的被發(fā)送信號，與收發(fā)機的時鐘信號同步發(fā)送。在用戶端RT的收發(fā)機形成所謂從屬時鐘，這就是說，在接收端收到的時鐘信號被用作它的發(fā)送時鐘。
即使用戶端的收發(fā)機RT的同步有故障，被發(fā)送的信號的時鐘頻率也精確地與被接收的時鐘頻率相對應(yīng)。因此，在交換端收發(fā)機的時鐘校準(zhǔn)電路只需要精確設(shè)置包含在其中的接收機的采樣相位。采樣相位在這種情況下主要是隨傳輸線的信號傳播時間而變。
在圖1表示的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)同時在兩個方向經(jīng)傳輸線發(fā)送。所以這是所謂全雙工數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)。收發(fā)機的模擬接收信號在這種情況下是兩個信號分量的組合，具體說是由相對的收發(fā)機發(fā)送的信號，和由自己的發(fā)送裝置耦合來的信號分量，或回波信號分量的組合。這種情況下的回波信號分量構(gòu)成干擾，并在收發(fā)機的接收機中用回波補償電路補償。這時，收發(fā)機中的回波補償電路盡可能精確地計算回波信號分量的估計值，并從接收信號中減去該估計值。
在數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸中，發(fā)送機以接收端不知道的符號速率1/T發(fā)送。通常，發(fā)送和接收的時鐘頻率和相位是彼此偏差的。當(dāng)發(fā)送和接收時鐘彼此偏差時，采樣接收信號便與發(fā)送信號有差異。為了恢復(fù)原始發(fā)送信號，接收機時鐘信號就必須以與發(fā)送機時鐘信號相同的頻率運行。另外，接收機時鐘信號也要有與發(fā)送信號相同的相位。
圖2表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的常規(guī)收發(fā)機。收發(fā)機包括發(fā)送信號路徑和接收信號路徑。被發(fā)送的數(shù)據(jù)和/或被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號，首先在發(fā)送信號路徑中饋送至發(fā)送濾波器，然后用數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬發(fā)送信號。模擬發(fā)送信號借助于驅(qū)動器電路以放大了的形式供給混合電路。該混合電路連接至數(shù)據(jù)傳輸線。
在接收信號路徑方面，被接收的模擬信號首先由模擬接收濾波器EF濾波，然后被采樣。采樣在采樣電路中進行，采樣電路或者包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，或者如圖2中所示，包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，內(nèi)插濾波器IF和下游插補器。模數(shù)轉(zhuǎn)換器在這種情況下借助于自由運動操作速率信號，對模擬接收信號采樣。然后，采樣信號被饋送至數(shù)字內(nèi)插濾波器IF，并被插補器進行內(nèi)插。為此目的，插補器被饋入校準(zhǔn)了的采樣速率信號。
連接在采樣電路下游的是減法電路。它通過產(chǎn)生回波來補償數(shù)字接收信號，從采樣數(shù)字接收信號中減去由回波補償電路計算的估計信號?；夭ㄑa償電路利用接收到的被發(fā)送數(shù)據(jù)符號，計算預(yù)期的回波信號，并從接收信號中減去回波信號?；夭ㄑa償電路通常是自適應(yīng)可調(diào)的。回波補償電路被自適應(yīng)地設(shè)置成隨傳輸線的傳遞函數(shù)及模擬分量而變，例如變壓器。
由減法器形成的差分信號被饋送至幅度調(diào)節(jié)電路AGC(自動增益控制)。然后由均衡器均衡幅度被調(diào)節(jié)的數(shù)字接收信號。下游判決裝置利用被均衡的接收信號，確定由另一收發(fā)機原始發(fā)來的數(shù)據(jù)符號的估計。所得到的發(fā)送數(shù)據(jù)符號被供給數(shù)據(jù)接收器，由收發(fā)機作進一步處理。減法器將判決裝置上游和下游的信號值相減。這個誤差信號或偏差信號用作回波補償電路的調(diào)整信號。
控制電路用來產(chǎn)生時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)或時鐘校準(zhǔn)控制信號，以調(diào)整接收信號的采樣相位。時鐘校準(zhǔn)控制信號規(guī)定采樣速率信號的信號相位與理想采樣速率信號的理想定點信號相位之間的相位偏差。時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)或時鐘校準(zhǔn)控制信號是具有最大信噪比的理想采樣速率與實際采樣速率之間的相位差度量。時鐘校準(zhǔn)控制信號由控制電路從判決裝置(判定反饋調(diào)整)的上游和下游的樣本，并從線性均衡器EQ的系數(shù)中的至少一個系數(shù)產(chǎn)生。時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)和時鐘校準(zhǔn)控制信號在這種情況下，是兩個分量的組合，具體說是隨判決裝置的上游和下游的樣本而變的信號分量，和隨一個或多個線性均衡器的系數(shù)以及適當(dāng)?shù)匾?guī)定并加至控制電路的相位參數(shù)信號值兩者而變的第二信號分量組成。被給以最佳調(diào)整的采樣相位后，隨系數(shù)而變的信號分量與規(guī)定的相位參考信號值相對應(yīng)。所以，控制電路連續(xù)地產(chǎn)生控制變量，它是采樣相位對定點相位的偏差的度量。
所產(chǎn)生的時鐘校準(zhǔn)控制信號被加至數(shù)字環(huán)路濾波器。環(huán)路濾波器的輸出信號直接校準(zhǔn)采樣電路的采樣速率信號的采樣相位。這通常借助于相位計數(shù)器。
時間上連續(xù)的接收信號在收發(fā)機的數(shù)字接收機中被接收機符號時鐘采樣。由于原始發(fā)送信號的符號時鐘在接收端是不知道的，所以接收信號的符號時鐘通過時鐘相位校準(zhǔn)電路而產(chǎn)生。為此目的，時鐘信號從接收信號導(dǎo)出。這也意味著是自同步。除了符號時鐘頻率以外，也通過時鐘校準(zhǔn)環(huán)路來校準(zhǔn)正確的采樣相位。
圖3表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的自適應(yīng)均衡器。幅度調(diào)整電路AGC的輸出信號被饋送至延遲單元鏈，它們的輸出信號在任何情況下都被乘以均衡器的濾波系數(shù)Ci。用濾波系數(shù)加權(quán)的輸出信號被饋送至加法器。并在那里作求和運算。自適應(yīng)均衡器y(k)的輸出信號被饋送至根據(jù)圖2的收發(fā)機中的判決裝置。
圖4表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的收發(fā)機內(nèi)的控制電路?？刂齐娐酚脕懋a(chǎn)生時鐘校準(zhǔn)控制信號，該信號規(guī)定采樣信號的信號相位與理想采樣信號的定點信號相位之間的相位偏差。這個時鐘校準(zhǔn)控制信號被下游環(huán)路濾波器濾波，并被饋送至相位計數(shù)器，以便產(chǎn)生采樣速率信號。控制電路包括計算電路，其用于計算時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)，這個標(biāo)準(zhǔn)隨已均衡的數(shù)字接收信號收y(k)和判決裝置輸出端的數(shù)字等估計信號a(k)而變。作為計算電路的數(shù)字輸出信號所形成的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)被乘以比例因子SK1，并被饋送至加法器。自適應(yīng)均衡器的濾波系數(shù)Ci被中間抽頭，并乘以存儲的去耦系數(shù)gi。加法器將乘法器的輸出信號加到存儲的相位信號參考值上。在穩(wěn)定狀態(tài)時，加法器的輸出信號為零。加法器的輸出信號被乘以第二比例因子SK2，并隨后由求和電路求其與已定比例的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的和，以形成時鐘校準(zhǔn)控制信號。去耦系數(shù)gi最好存儲在存儲器中，它隨數(shù)據(jù)傳輸通道的變化而調(diào)整，并被乘以啟適應(yīng)均衡器的濾波系數(shù)Ci，以便從時鐘校準(zhǔn)中去除自適應(yīng)均衡化的影響。
圖5a表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制電路內(nèi)的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的計算電路。
圖5b表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制電路內(nèi)的又一已知時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的計算電路。
圖5a，5b中所示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的計算電路是所謂Muller-Muller同步器，例如在“Timing recovery in digital synchronous data receivers(數(shù)字同步數(shù)據(jù)接收機中的定時恢復(fù))”(IEEE Trans.Commun.Volume COM24，pages 516-531，May 1976)中描述的。圖5a，5b中表示的Muller-Muller采樣相位誤差檢測器對于傳輸鏈路H表現(xiàn)出相當(dāng)大的相位抖動，它的脈沖響應(yīng)延續(xù)相當(dāng)多的時鐘周期T。相位抖動導(dǎo)致誤碼率變差。
根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的時鐘相位校準(zhǔn)電路表示在圖2到圖5中，它的缺點是在過量帶寬的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，例如，HDSL-2，HDSL-4，要不就是SDSL的情況下，不能有穩(wěn)定的時鐘校準(zhǔn)，因為時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的平均值在采樣瞬時不表現(xiàn)為單調(diào)上升過零點。
過量帶寬大于最小帶寬。數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖钚捠欠査俾实囊话?，也就是說，最小帶寬＝1/2×符號速率＝1/2×1/T。
圖6a表示數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)沒有過量帶寬、滾降(rolloff)系數(shù)為0.2的情況下，收發(fā)機的無畸變接收信號。
圖6b表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)由控制電路內(nèi)的計算電路形成的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)的平均值。表示在圖5a、5b中的用于計算時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)的常規(guī)計算電路，導(dǎo)致傳播時間延遲T。圖6a中所示的接收脈沖是完全無畸變的，即，沒有符號干擾發(fā)生。接收脈沖的那些過零點，精確地處于符號時鐘脈沖T的的倍數(shù)位置。所示的無畸變接收脈沖的最大值處于圖6a中的符號時鐘4×T處。采樣瞬時(在圖5a，5b所示計算電路的情況下，是一個符號時鐘脈沖以后(1×T))處于計算得到的平均值u的單調(diào)上升區(qū)內(nèi)。特征曲線在采樣瞬時時5×T附近有單調(diào)上升分布，所以當(dāng)沒有過量帶寬時，能保證穩(wěn)定的時鐘相位校準(zhǔn)。特征曲線在采樣瞬時5×T附近以近似線性的方式運動。
在如圖2所示的常規(guī)收發(fā)機中，過量帶寬由發(fā)送濾波器SF和接收濾波器EF確定。圖7a表示收發(fā)機的畸變的接收脈沖帶有滾降系數(shù)＝0.2，50％的過量帶寬。在接收脈沖方面，接收信號出現(xiàn)畸變是由于過量帶寬。接收脈沖的過零點不再處于時鐘脈沖符號陣列中或符號時鐘脈沖T的倍數(shù)點上。圖7b表示由常規(guī)計算電路計算的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的平均值分布。在采樣瞬時(5×T)區(qū)中，所形成的平均值不表現(xiàn)為單調(diào)上升或下降分布，而是帶一個拐點的S形分布。在采樣瞬時出現(xiàn)的是非單調(diào)上升或下降過零。在根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的常規(guī)時鐘相位校準(zhǔn)電路的情況下，用于過量帶寬的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)在采樣瞬時區(qū)的校準(zhǔn)特性不近似于線性，所以也不穩(wěn)定。
再有，在常規(guī)時鐘相位校準(zhǔn)電路的情況下，收發(fā)機中提供的均衡器不能防止不穩(wěn)定校準(zhǔn)的出現(xiàn)，如從圖8中可見到的那樣。圖8表示原始就以畸變形狀接收的接收脈沖，它被收發(fā)機中提供的均衡器均衡，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)有50％的過量帶寬。如從圖8b中可見，在采樣瞬時區(qū)，由常規(guī)計算電路計算的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的平均值分布是類似S的形狀。即使由均衡器給以均衡，采樣瞬時區(qū)也沒有單調(diào)運行的過零點，所以，穩(wěn)定的時鐘相位校準(zhǔn)是不可能的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是創(chuàng)建一種用來計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號的計算電路，其具有穩(wěn)定的控制響應(yīng)，即使在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)過量帶寬的情況下。
在長的脈沖響應(yīng)情況下，常規(guī)的采樣相位誤差檢測器產(chǎn)生自干擾信號(系統(tǒng)相位抖動)。但是，抖動導(dǎo)致接收信號的誤碼率變差。
根據(jù)本發(fā)明的電路，能以比常規(guī)電路低得多的相位抖動進行同步，即使在長的脈沖響應(yīng)情況下。此外，就許多脈沖形狀(例如過量帶寬的脈沖，非對稱脈沖)而論，常規(guī)電路沒有穩(wěn)定的控制響應(yīng)。
本發(fā)明的進一步的有利之處在于電路能廣泛地用于大量的不同應(yīng)用中，并能適應(yīng)任意的數(shù)據(jù)傳輸鏈路H，因為可調(diào)權(quán)重系數(shù)的相乘性。
根據(jù)本發(fā)明，通過一種用來計算時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號的計算電路可達到這個目的，所述計算電路具有權(quán)利要求1或?qū)＠麢?quán)利要求17確定的特征。
本發(fā)明創(chuàng)建一種計算電路，其用于計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號，其具有(a)第一延遲單元鏈，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲判決裝置的數(shù)字估計k；(b)第二延遲單元鏈，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲均衡信號(zk，ek)；(c)乘法器陣列，其包括多個以矩陣形式排列的乘法器，并將未延遲的數(shù)字估計k和第一延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲估計乘以均衡信號(zk，ek)和第二延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲輸出信號，以便產(chǎn)生乘積信號；(d)加權(quán)電路，其將乘法器陣列產(chǎn)生的乘積信號乘以可調(diào)的權(quán)重系數(shù)(bi，j)以及具有(e)加法器，其將加權(quán)電路加權(quán)的乘積信號加至由計算電路信號輸出端輸出的采樣相位誤差信號(Vk)上。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于減法電路，其產(chǎn)生由均衡器均衡的數(shù)字接收信號(zk)和由判決裝置形成的估計k之間的差分信號(ek)。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個可能實施例的特征在于差分信號(ek)被加至第二延遲單元鏈。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于兩個延遲單元鏈中的串聯(lián)延遲單元的數(shù)目(L)相同。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于延遲單元以數(shù)字接收信號的符號時鐘速率定時。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于計算電路的信號輸出被連接至用于采樣相位誤差信號濾波的環(huán)路濾波器。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于相位計數(shù)器被連接至環(huán)路濾波器的下游。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于判決裝置接收通過傳輸鏈路(H)發(fā)送的數(shù)字接收信號。
脈沖響應(yīng)h(t)延續(xù)得越長，在延遲單元鏈中串聯(lián)的延遲單元就越多。
串聯(lián)的延遲單元的數(shù)目(L)最好小于脈沖響應(yīng)h(t)的時鐘脈沖(T)的數(shù)目。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于傳輸鏈路(H)具有發(fā)送機的數(shù)字發(fā)送濾波器，數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其用于將數(shù)字發(fā)送信號轉(zhuǎn)換為模擬發(fā)送信號，傳輸通道，其用于將發(fā)送信號向接收機發(fā)送，模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其用于將通過傳輸通道接收的接收信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字接收信號，數(shù)字接收濾波器，其用于數(shù)字接收信號的濾波，均衡器，其用于均衡接收信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于插補器被提供在接收濾波器和均衡器之間。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于模數(shù)轉(zhuǎn)換器以自由運行操作周期進行操作，插補器由相位計數(shù)器輸出的采樣速率信號控制。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于乘法器陣列包括L2個乘法器，其用于產(chǎn)生L2個乘積信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于加權(quán)電路具有L2個乘法器，其用于將乘積信號乘以可調(diào)權(quán)重系數(shù)。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于可編程存儲單元(40)被提供用于存儲權(quán)重系數(shù)。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于采樣相位誤差信號由采樣相位檢測器按下列等式計算 這里ai是發(fā)送符號；H是傳輸鏈路的傳輸矩陣；B是加權(quán)電路的權(quán)重系數(shù)矩陣，和i是判決裝置的符號估計。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的又一個優(yōu)選實施例包括一種用來計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號的計算電路，其具有(a)減法電路，其產(chǎn)生由均衡器均衡的數(shù)字接收信號(zk)和由判決裝置形成的數(shù)字估計(k)；(b)非遞歸數(shù)字濾波器，其用于差分信號(ek)的濾波，非遞歸數(shù)字濾波器具有由若干串聯(lián)延遲單元形成的延遲單元鏈，它們的延遲輸出信號在任何情況下都被乘以可調(diào)權(quán)重系數(shù)，并由加法器加到數(shù)字濾波器輸出信號上，處于延遲單元鏈中間的延遲單元輸出信號的權(quán)重系數(shù)是零；(c)延遲電路，其用于使非遞歸數(shù)字濾波器與處于延遲單元鏈中間的延遲單元之間的數(shù)字估計信號(k)有一個延遲時間(N*T)，以及具有(d)乘法器，其將非遞歸數(shù)字濾波器的數(shù)字濾波器輸出信號乘以延遲電路的輸出信號，以形成采樣相位誤差信號vk。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于當(dāng)接收信號的脈沖是對稱的時候，延遲單元鏈中的其余延遲單元的權(quán)重系數(shù)的值相對于處于中間的延遲單元的權(quán)重系數(shù)是點對稱的。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于連接在減法電路下游的是符號電路，其檢測差分信號的符號，并將它供給非遞歸數(shù)字濾波器。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于連接在延遲電路上游的是第二符號電路，其檢測數(shù)字估計信號的符號，并將該符號供給延遲電路。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于均衡器是自適應(yīng)均衡器。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于自適應(yīng)均衡器的濾波系數(shù)(Ci)被乘以存儲的去耦系數(shù)(gi)，并被加法器加到相位參考信號值上，以形成去耦信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例，包括(a)模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其利用采樣速率信號對模擬接收信號采樣，以便產(chǎn)生數(shù)字接收信號；(b)均衡器，其對數(shù)字接收信號進行均衡；(c)判決裝置，其連接在均衡器的下游，并從均衡數(shù)字接收信號，產(chǎn)生接收信號的數(shù)字估計信號k；(d)采樣相位誤差檢測器，其用于產(chǎn)生時鐘相位校準(zhǔn)的采樣相位誤差信號Vk，它規(guī)定采樣速率誤差信號的信號相位與理想采樣速率信號的定點信號相位之間的相位偏差；和(e)環(huán)路濾波器，其對采樣速率誤差信號vk進行濾波，并將它作為采樣信號供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器；(f)采樣相位誤差檢測器具有減法電路(2)，其產(chǎn)生均衡數(shù)字接收信號zk和數(shù)字估計信號k之間的差分信號ek，第一延遲單元鏈，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲判決裝置的數(shù)字估計k；第二延遲單元鏈，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲均衡的差分信號ek，乘法器陣列，其包括多個以矩陣形式排列的乘法器，并將未延遲數(shù)字估計k和第一延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲估計乘以均衡差分信號ek和第二延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲差分信號，以便產(chǎn)生乘積信號，加權(quán)電路，其將乘法器陣列產(chǎn)生的乘積信號乘以可調(diào)的權(quán)重系數(shù)，和加法器，其將加權(quán)電路加權(quán)的乘積信號相加，以便產(chǎn)生采樣相位誤差信號vk，該信號vk經(jīng)采樣相位誤差檢測器的信號輸出端提供給環(huán)路濾波器。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于時鐘相位校準(zhǔn)電路被提供在收發(fā)機中。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于回波補償電路被提供用于補償由收發(fā)機發(fā)送的發(fā)送信號引起的回波信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于幅度限制電路，其限制已濾波的控制信號的幅度至極限值，極限值是回波補償電路的可調(diào)信號的函數(shù)。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于回波補償電路的數(shù)字輸出信號被減法器從濾波數(shù)字接收信號中減去，以便產(chǎn)生回波補償?shù)臄?shù)字接收信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于時鐘相位校準(zhǔn)電路被提供在數(shù)據(jù)接收裝置中。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于數(shù)據(jù)接收裝置是接收機，其用于接收模擬接收信號。
時鐘相位校準(zhǔn)電路的一個優(yōu)選實施例的特征在于數(shù)據(jù)接收裝置是讀取裝置，其用于讀出模擬信號。
本發(fā)明計算電路具有的優(yōu)點是，對于所有的過量帶寬的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，例如HDSL-2，HDSL-4，帶非對稱PSD的SDSL，它有穩(wěn)定的控制響應(yīng)。
即使在過量帶寬的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的情況下，本發(fā)明計算電路允許使用T均衡器，即以符號時鐘脈沖T操作的均衡器。在常規(guī)時鐘相位校準(zhǔn)電路的情況下，對于這種目的的數(shù)據(jù)來說，需要使用以雙倍符號時鐘速率進行均衡的T1/2均衡器。
使用T均衡器的收發(fā)機與使用T1/2均衡器的收發(fā)機相比不那么復(fù)雜。因此這就有個優(yōu)點，即，帶本發(fā)明時鐘相位校準(zhǔn)電路的收發(fā)機的功耗比帶常規(guī)時鐘相位校準(zhǔn)電路的收發(fā)機低，帶本發(fā)明時鐘相位校準(zhǔn)電路的收發(fā)機所要求的芯片面積也比以前的收發(fā)機小。
本發(fā)明的判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路有令人滿意的抖動響應(yīng)，特別是低的相位抖動。
本發(fā)明時鐘相位校準(zhǔn)電路也能應(yīng)用于使用自適應(yīng)均衡器的時候。
下面參考附圖描述本發(fā)明的計算電路優(yōu)選實施例，以便解釋本發(fā)明的基本特點，所述計算電路用于計算接收機的時鐘相位校準(zhǔn)電路的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)。


圖1表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)；圖2表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的收發(fā)機；圖3表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的收發(fā)機中的均衡器；圖4表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的常規(guī)收發(fā)機中的控制電路；圖5a，5b表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的用于計算時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的計算電路；圖6表示滾降系數(shù)為20％的無畸變數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)。
圖7表示滾降系數(shù)為20％、帶寬過量50％的不均衡數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)；圖8表示滾降系數(shù)為20％、帶寬過量50％的均衡數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的脈沖響應(yīng)；圖9表示第一接收機，其以自由運行操作周期方式操作，并包含本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器；圖10表示根據(jù)本發(fā)明的計算電路的電路系統(tǒng)設(shè)計；圖11表示帶有本發(fā)明的計算電路的又一接收機，其模數(shù)轉(zhuǎn)換器由采樣相位控制信號；圖12表示有L×L乘法器陣列的本發(fā)明的計算電路優(yōu)選實施例；圖13a表示采樣相位誤差檢測器的理想特性線；圖13b表示采樣相位誤差檢測器的輸出信號的方差或抖動；圖14a，14b表示圖12例舉的采樣相位誤差檢測器的優(yōu)選細(xì)化；圖15a表示圖14b例示的本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器第一實施例；圖15b表示圖14b例示的本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器又一實施例；
圖16a，16b，16c表示本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器的不同實施例變體；圖17表示根據(jù)本發(fā)明的升余弦脈沖，α＝0.5的最佳采樣相位誤差檢測器；圖18a，18b，18c表示根據(jù)本發(fā)明的升余弦脈沖，α＝0.5的其他實施例變體；圖19a-19d表示有系統(tǒng)地確定本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器實施例的一個示例；圖20表示本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器實施例的另一個示例。
具體實施例方式
圖9表示能應(yīng)用在接收機2中的、本發(fā)明的用來計算采樣相位誤差信號的采樣相位誤差檢測器或計算電路1。
通過線路5，發(fā)送機4中的數(shù)據(jù)源3把發(fā)送數(shù)據(jù)符號a提供給數(shù)字發(fā)送濾波器6，以便發(fā)送脈沖的整形。通過線路7，發(fā)送機4中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器8連接到下游的數(shù)字發(fā)送濾波器6。數(shù)模轉(zhuǎn)換器8借助于符號時鐘脈沖TTx進行操作。模擬轉(zhuǎn)換的發(fā)送信號通過傳輸通道9由發(fā)送機4發(fā)送至接收機2。數(shù)據(jù)傳輸通道9是時變數(shù)據(jù)傳輸通道，它是線路連接的數(shù)據(jù)傳輸通道。噪聲附加地重迭在接收信號上。
接收機2包括借助于時鐘脈沖TRX操作的模數(shù)轉(zhuǎn)換器10。模數(shù)轉(zhuǎn)換器10通過線路11連接的下游是接收濾波器12，接收濾波器12通過線路13將已濾波的信號提供給下游的插補器14。插補器14在輸出側(cè)通過線路15連接至均衡器16。已均衡的接收信號zk通過線路17由均衡器16提供給判決裝置18，判決裝置18通過線路提供數(shù)字估計k，以便在接收機2中作進一步數(shù)據(jù)處理。
接收機2中本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器1通過線路20分接由均衡器16均衡的數(shù)字接收信號zk，并通過線路21分接由判決裝置18提供的數(shù)字估計k。均衡的數(shù)字信號zk通過線路20傳遞至采樣相位誤差檢測器1的輸入端22。此外，采樣相位誤差檢測器1還有一個用于接收數(shù)字估計k的輸入端23。采樣相位誤差檢測器1計算接收機2的判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)用的采樣相位誤差信號vk。采樣相位誤差信號vk由采樣相位誤差檢測器1通過輸出端24和線路25提供給環(huán)路濾波器26。環(huán)路濾波器26通過線路27連接至下游相位計數(shù)器28。相位計數(shù)器28是例如數(shù)字控制的振蕩器。相位計數(shù)器28將采樣相位誤差控制信號τ通過線路29提供給插補器14。在圖9例舉的實施例的情況下，模數(shù)轉(zhuǎn)換器10以自由運行操作周期操作。采樣相位的校正借助于插補器14進行。在由接收機2提供的判定反饋時鐘校準(zhǔn)的情況下，有噪聲的接收信號序列zk與無噪聲的判定符號k相關(guān)。采樣接收信號zk包括采樣相位誤差的信息。由于接收機2中的均衡器16已被校準(zhǔn)，所以假定正確的決定k＝ak為出現(xiàn)在判決裝置18輸出端的估計k。采樣相位誤差檢測器1產(chǎn)生采樣相位誤差信號vk作為無噪聲判定的符號k和有噪聲輸入信號zk的函數(shù)，采樣相位誤差信號的平均值vkE[v(k)]＝f(τ)近似正比于采樣相位誤差τ。這個采樣相位誤差信號vk被用作時鐘校準(zhǔn)的標(biāo)準(zhǔn)。
為了產(chǎn)生采樣相位誤差信號v，采樣相位誤差檢測器只需要幾個符號的序列zk或長度為L的ek和k。
在圖9例舉的示例中，傳輸鏈路H包括數(shù)字發(fā)送濾波器6，數(shù)模轉(zhuǎn)換器8，傳輸通道9，模數(shù)轉(zhuǎn)換器10，接收濾波器12，插補器14和均衡器16。傳輸鏈路H用它的脈沖響應(yīng)h(t)來表征。
圖10表示根據(jù)本發(fā)明采樣相位誤差檢測器1的優(yōu)選實施例的電路系統(tǒng)設(shè)計。
用于計算采樣相位誤差v的本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器1或計算電路1包括在圖10所示實施例情況下的減法電路30，其產(chǎn)生由均衡器均衡的數(shù)字接收信號zk與由判決裝置形成的估計k之間差分信號ek。
計算電路1具有第一延遲單元鏈31和第二延遲單元鏈32。第一延遲單元鏈31包含N(N＝L-1)個延遲單元31-1，31-2，…31-N。類似地，第二延遲單元鏈32包含多個串聯(lián)的延遲單元32-1，32-2，…32-N。第一延遲單元鏈31將判決裝置18提供的數(shù)字估計k延遲。第二延遲單元鏈32將均衡的差分信號ek延遲。在另一個實施例的情況下，均衡的接收信號zk直接加至延遲單元鏈32，而不插入減法器。
計算電路1還包括乘法器陣列33，它把未延遲的數(shù)字估計k和經(jīng)延遲單元31-i延遲并出現(xiàn)在延遲單元31-i輸出端的估計與均衡信號ek和經(jīng)延遲單元32延遲的第二延遲單元鏈32的所有延遲單元32-i的輸出信號相乘，以形成乘積信號。為此目的，乘法器陣列33通過線路34接收未延遲的數(shù)字估計信號k，通過線路35-i接收第一延遲單元鏈31的延遲單元31-i的輸出信號，通過線路36接收未延遲的均衡信號ek，和通過線路37-i接收第二延遲單元鏈32的延遲單元32-i的輸出信號。乘法器陣列33包括L2個乘法器和L2個通過線路38將乘積信號提供給下游的加權(quán)電路39的信號輸出。加權(quán)電路39將乘法器陣列33產(chǎn)生的乘積信號乘以可調(diào)整的權(quán)重系數(shù)b。在第一實施例中，權(quán)重系數(shù)b是由硬件實現(xiàn)的。在另一實施例中，權(quán)重系數(shù)是可調(diào)整的和可編程的。在圖10所示的實施例中，權(quán)重系數(shù)存儲在可編程的發(fā)送機40中，并可從存儲器讀出，通過線路41輸入至加權(quán)電路39。在優(yōu)選實施例中，發(fā)送機40可通過接口電路(未示出)進行外部編程。
如圖10中所表示的，采樣相位誤差檢測器計算電路1也有加法器41，其通過線路42接收加權(quán)的乘積信號，并將它們加到采樣相位誤差信號vk上。加法器41通過線路42a連接至采樣相位誤差檢測器1的輸出端24。在圖10所表示的接收機2的實施例中，采樣相位誤差檢測器1的輸出信號由環(huán)路濾波器26濾波，接著提供給相位計數(shù)器28，相位計數(shù)器28將采樣相位誤差控制信號通過線路29提供給插補器14。圖10表示的接收機具有帶自由運行操作周期的模數(shù)轉(zhuǎn)換器10。
圖11中表示的接收機沒有自由運行操作周期，模數(shù)轉(zhuǎn)換器10由相位計數(shù)器28通過線路29驅(qū)動。采樣相位誤差檢測器1的電路設(shè)計在這兩個例子中是相同的。
圖12表示本發(fā)明帶有L×L乘法器陣列33的計算電路1詳細(xì)優(yōu)選實施例。在圖12表示的實施例中，第一延遲單元鏈31中的串聯(lián)延遲單元31-i的數(shù)目和第二延遲單元鏈32中的延遲單元32-i的數(shù)目在任何情況下都是N＝L-1。
信號ek-i在延遲單元鏈32中的延遲和判定的符號ak-j在延遲單元鏈31中的延遲，分別是i和j個時鐘脈沖。延遲單元鏈31，32中的信號在任何情況下互乘?；コ诵盘杄k-i和ak-j在的延遲之間的差是i-j＝x個時鐘脈沖。
有總數(shù)為L2種組合，或者可由信號ek-i和k-j形成的L2個乘積。在任何情況下，所需要的只是互乘，其次數(shù)是信號ek-i和k-j的組合數(shù)，以致時鐘的差i-j＝x出現(xiàn)一次。
在實施花費最少并具有L×L乘法器陣列的采樣相位誤差檢測器中，延遲差x原則上可假定數(shù)值范圍x＝-(L-1)…L-1。如果發(fā)明的采樣相位誤差檢測器的結(jié)構(gòu)在最小相位抖動方面最優(yōu)化，則延遲差x只要實現(xiàn)L個差值，x的數(shù)值范圍是x＝-((L-1)/2)…(L-1)/2，若L是奇數(shù)；或者x＝-(L1/2)…(L1/2)，若L是偶數(shù)。
涉及抖動減小的最優(yōu)化可能性，基于元素Bi，j的不同排列而被充分利用，因為自噪聲抖動強烈地取決于選擇矩陣次對角線上的哪個值變?yōu)榱恪?br> 乘法器陣列33包括L2＝(N+1)2個乘法器，它們每次將第一延遲單元鏈31的輸出信號與第二延遲單元鏈32的輸出信號相乘，以形成乘積信號。乘積信號饋送至加權(quán)電路39，加權(quán)電路39類似地具有L2個乘法器，對乘積信號加權(quán)。加權(quán)電路39的加權(quán)系數(shù)bij最好是可調(diào)整的。它們可從存儲器單元40讀出。加法器41把加權(quán)的乘積信號加到采樣相位誤差信號vk上。
表示在圖12中的采樣相位誤差檢測器1可描述如下
或者，用簡化形式Vk(τ)=Σi=0L-1el-kΣj=0L-1a^j-k·bi,j---(3)]]>這里，ei(τ)是均衡化的差值，1是由判決裝置18判定的符號。
如果有噪聲的數(shù)字接收信號zk直接加至第二延遲單元鏈32，而不是插入減法器30，判定反饋采樣相位誤差檢測器1中的兩個序列zk與估計k之間的組合一般就可用具有元素Bi，j的加權(quán)矩陣B來描述。
保持V=z×B×a^T;]]>有z＝a×H；于是V=z×H×B×a^]]>我們得到等式(4)。
如果差分信號e=z-a^×H]]>用來代替z，我們就得到等式(2)。V=z×B×a^T;]]>有e=a×H-a^×T×h,]]>于是V=(a×H-a^×I×h0)×B×a^T]]>在等式4中，矩陣主對角線上的元素被省略。
整個系統(tǒng)可用下面的等式來描述，所處的情況是其中zk和k是采樣相位誤差檢測器的輸入信號
上述等式同樣得到這種情況，即當(dāng)ek和k是相位檢測器的輸入信號時，但假定矩陣元素h00，h11，h2.2…數(shù)值為0。
傳輸鏈路H的等效時間離散通道的脈沖響應(yīng)h(t)用帶有元素hm，n(τ)的矩陣H(τ)來描述。
采樣相位誤差信號的平均值E[v(k)]，也就是說定時函數(shù)f(τ)得到一般形式如下f(τ)=E[v(k)]=e[a2]·Σi=1LΣk=1Lhi,k(τ)·bk,i]]>k≠i，當(dāng)ek代替zk，加至本發(fā)明的采樣相位檢測器時。
圖12表示的采樣相位誤差檢測器1是一種這樣的采樣相位誤差檢測器，其可廣泛應(yīng)用，并為任何所希望的應(yīng)用提供全部自由度。
另外的最優(yōu)化于特定應(yīng)用的采樣相位誤差檢測器能夠從根據(jù)本發(fā)明的能廣泛應(yīng)用并表示在圖12中的采樣相位誤差檢測器1系統(tǒng)地推導(dǎo)出來。
下面考慮由等式4確定的加權(quán)矩陣B和按照圖12所示電路系統(tǒng)實現(xiàn)這個矩陣B。
矩陣B的大小和維數(shù)是傳輸鏈路H的脈沖響應(yīng)長度L的函數(shù)。如果脈沖響應(yīng)h(τ)的可覺察持續(xù)時間是如五個時間周期，乘法器陣列33就包括例如5×5個乘法器(L2)，就是說，在任何情況下，延遲單元鏈中的延遲單元數(shù)目為N＝4。
對角線的系數(shù)和平行于主對角線的軸的系數(shù)在脈沖響應(yīng)矩陣H中是相同的，也就是說，脈沖響應(yīng)矩陣H具有所謂Toeplitz的結(jié)構(gòu)。加權(quán)矩陣B的對角線的系數(shù)相應(yīng)地也具有相等的值。加權(quán)矩陣B的次對角線上需要至少一個權(quán)重系數(shù)，起采樣相位調(diào)整的作用。
在優(yōu)選實施例中，加權(quán)矩陣的主對角線上的所有系數(shù)變?yōu)榱?，加?quán)矩陣每列只有一個非消失系數(shù)。
權(quán)重系數(shù)最好用這樣的方法進行調(diào)整，即，用表示在圖13的理想特性曲線的結(jié)果來調(diào)整。
如果對角線上多個系數(shù)值為非零值，這就對抖動信號的減小沒有附加的效果，因為這種效果已經(jīng)由環(huán)路濾波器26達到。
加權(quán)矩陣B具有的非消失系數(shù)越少，則估計k與接收信號值zk的相關(guān)度越小，并且需要提供在乘法器陣列33和加權(quán)電路39中的乘法器也越少。在著手最優(yōu)化之后，就能夠使采樣相位誤差檢測器1，例如圖12所表示的縮減為較簡化的電路。
根據(jù)本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器產(chǎn)生采樣相位誤差信號vk，它的平均值近似正比于未知的正確采樣相位τ0與當(dāng)前估計τ之間差值τ=τ0-τ^]]>采樣相位誤差信號的平均值E[vn]是近似正比于采樣誤差的幅度值，它可按照本發(fā)明用作時鐘調(diào)整的標(biāo)準(zhǔn)。圖13a表示采樣相位誤差信號vk的平均值。采樣相位函數(shù)f(τ)的如圖13所示的理想特性曲線具有最優(yōu)采樣相位τ＝0處的唯一零交點。采樣相位函數(shù)單調(diào)地上升，并關(guān)于原點理想地對稱。
圖13b表示采樣相位誤差信號vk的方差或抖動。采樣相位檢測器1的輸出信號的方差標(biāo)志采樣相位誤差檢測器的質(zhì)量。方差是平均平方誤差的度量，它是由采樣相位誤差檢測器在估算采樣誤差時得出的。平均平方誤差正比于相位抖動。
時鐘較準(zhǔn)環(huán)路中的噪聲干擾由兩種噪聲源引起。這兩種噪聲成分也表示為加性噪聲和自噪聲。加性噪聲或隨相抖動是由包含在接收機的接收信號中的所有噪聲信號和干擾信號引起的。所謂自噪聲是由采樣相位誤差檢測器本身產(chǎn)生的系統(tǒng)抖動而引起的。這個系統(tǒng)抖動的原因在于這個事實，即采樣相位誤差信號vk是通過基于隨機值序列k的輸入信號和zk產(chǎn)生的。
圖13b表示采樣相位誤差信號方差分布的原理。如果采樣相位誤差是τ＝0，由系統(tǒng)抖動引起的方差分量就是最小的，理想地等于零。方差值隨采樣相位誤差τ的增加而增長。在發(fā)明的校準(zhǔn)環(huán)路操作期間，采樣相位τ相對于理想值τ0變化，這樣就產(chǎn)生自噪聲。加性噪聲分量總是出現(xiàn)，與采樣相位誤差無關(guān)。在例如圖12所示的本發(fā)明采樣相位誤差檢測器1的理想調(diào)整期間，例如判定反饋時鐘校準(zhǔn)環(huán)路具有穩(wěn)定狀態(tài)的最小抖動。由于這個結(jié)果，接收信號的誤碼率BER同樣最小。
時鐘校準(zhǔn)環(huán)路中的采樣相位誤差檢測器的自噪聲方差可描述如下。σvn2=E[a4]·Σi=1L(Σk=1Lhi,k·bk,i)2+E2[a2]·Σi=1LΣj=1L(Σk=1Lhi,k·bk,i)2+Σi=1LΣj=1L(Σk=1Lhi,k·bk,iΣi=1Lhi,j·bi,j)-3·Σi=1L(Σk=1Lhi,k·bk,i)2]]>(7)脈沖響應(yīng)的采樣i，k是這種情況下的采樣相位函數(shù)。
加性噪聲的方差同樣是加權(quán)矩陣B的函數(shù)。在加性噪聲是帶有方差σn2的白噪聲時的情況下，它是σvn2=e[a2]·σn2·Σi=0LΣj=0Lbi,j2---(8)]]>本發(fā)明的采樣相位檢測器1的抖動能夠就各種加權(quán)矩陣B進行計算，并使其系統(tǒng)地最小化，因為時變傳輸鏈路的脈沖響應(yīng)h(τ)一般是已知的。
圖12表示的采樣相位誤差檢測器能夠縮減為特定應(yīng)用的較簡單的電路。在圖14a表示的示例中，提供有大大簡化的乘法器陣列33，它將第一延遲單元鏈31的第二延遲單元的輸出信號乘以未延遲的差值ek，并乘以第二延遲單元鏈32的所有延遲單元的輸出信號，以便產(chǎn)生乘積信號。在這種簡化結(jié)構(gòu)的情況下，結(jié)果是圖14a表示的電路，其等效于圖14b表示的電路。
這樣就得出計算電路1的一種與圖15a表示的電路結(jié)構(gòu)相對應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)。這種結(jié)構(gòu)已描述于德國專利申請DE 10212913.4，這里參考它的描述。在如圖12表示的本發(fā)明的計算電路1，在圖15所示的特定情況下，誤差信號ek通往線性的、最好有非對稱脈沖響應(yīng)的非對稱數(shù)字濾波器，然后，濾波器的輸出信號與已判定的符號值k相繼進行相關(guān)。
圖15a中表示的計算電路的時間函數(shù)F(τ)用下等式來描述f(τ)=Σ···cl·hi(τ);]]>其中ci=bi.L-12]]>函數(shù)f(τ)由脈沖響應(yīng)hi(τ)＝h(i×T+τ)的采樣和FIR濾波器的可自由選擇的系數(shù)Trkci＝bi(L-1)/2來確定。圖15a表示的同步類型在這種方法中適用于不同的脈沖形狀h(t)。
圖15a表示的本發(fā)明的計算電路1用于，例如，計算圖2中表示的收發(fā)機時鐘相位校準(zhǔn)電路的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)vk。根據(jù)圖15a的計算電路1，在控制電路內(nèi)循環(huán)運轉(zhuǎn)，并產(chǎn)生時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u。計算電路1包括減法器30，其建立均衡數(shù)字接收信號zk與已被形成的數(shù)字值計信號k之間的差分信號ek。為此目的，計算電路1具有第一信號輸入端，用于加入由均衡器均衡的數(shù)字接收信號ek；和第二信號輸入端，用于加入由判決裝置形成的估計信號k。均衡的數(shù)字接收信號ek的第一信號輸入端通過內(nèi)部的線路連至減法電路30的第一信號輸入端。計算電路的第二輸入端通過內(nèi)部的線路與減法電路30的第二輸入端相連。減法電路30形成數(shù)字接收信號zk與由判決裝置18形成的估計信號k之間的差分信號ek，并將它通過輸出線路提供給非遞歸的數(shù)字濾波器43。非遞歸的數(shù)字濾波器43用于對加入的差信號ek進行濾波。本發(fā)明的計算電路1中的非遞歸的數(shù)字濾波器43包括由串行連接的延遲單元32-i組成的延遲單元鏈32-2。延遲單元32-i的數(shù)目是2×M+1。延遲單元32-i的輸出信號分別通過線路饋送至乘法器45-i，這些乘法器將延遲單元的輸出信號乘以可調(diào)整的權(quán)重系數(shù)b。由權(quán)重或濾波系數(shù)b加權(quán)的延遲單元32-i的輸出信號通過線路饋送到加法器41，該加法器將加權(quán)的延遲單元輸出信號加到數(shù)字濾波器的輸出信號上。所形成的數(shù)字濾波器的輸出信號通過線路加至非遞歸數(shù)字濾波器43的輸出端46。非遞歸數(shù)字濾波器43的輸出端46通過線路與另外的乘法器47相連。
計算電路1還包括延遲電路31。延遲電路31接收由判決裝置18產(chǎn)生的數(shù)字估計信號k，并將延遲M×T的延遲時間，即一直到處于中間位置的延遲單元M的延遲單元的延遲時間。由延遲電路31暫時延遲的估計信號k，通過線路48饋送至乘法器47，該乘法器將延遲電路31的輸出信號乘以非遞歸數(shù)字濾波器43的數(shù)字濾波器輸出信號，以形成時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)，時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)通過內(nèi)部線路被提供給計算電路1的輸出端24。
延遲單元鏈32中的延遲單元32-i以數(shù)字接收信號的符號時鐘速率(T)計時。延遲單元鏈32中的延遲單元32-i的數(shù)目最好是奇數(shù)，但不是必須的。延遲單元鏈32中的延遲單元32-i的數(shù)目是2×M+1，在本發(fā)明的計算電路1的優(yōu)選實施例中，N近似于3。所形成的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)，在瞬時t＝M×T，構(gòu)成所接收的脈沖響應(yīng)與濾波系數(shù)為b的非遞歸濾波器43的脈沖響應(yīng)的卷積值。
在本發(fā)明的計算電路1的情況下，在延遲單元鏈32內(nèi)處于中間位置的延遲單元32-M的輸出信號的濾波系數(shù)b(M)被設(shè)置為零。當(dāng)脈沖響應(yīng)h(t)對稱時，延遲單元鏈32中其余延遲單元32-i的濾波系數(shù)最好具有對處于中間位置的濾波系數(shù)b(M)呈現(xiàn)點對稱的數(shù)值。
M＝3時，延遲單元鏈32包括7個延遲單元(N＝2M+1)，并且，非遞歸數(shù)字濾波器43具有7個可調(diào)整的濾波系數(shù)b。濾波系數(shù)的值最好設(shè)置為對處于中間位置的延遲單元32-3的第M個濾波系數(shù)b(M)呈現(xiàn)點對稱。
在本發(fā)明的計算電路1的情況下，可能的濾波系數(shù)組是b(i)＝(-1，-1，-1，0，1，1，1)本發(fā)明的計算電路1另一種可能的系數(shù)是b(i)＝(-1，+1，-1，0，+1，01，+1)
圖15b表示本發(fā)明的計算電路1的另一優(yōu)選實施例。在圖15b表示的優(yōu)選實施例的情況下，代替數(shù)字估計信號k，只使用它的符號，代替差分信號ek，也只使用它的符號ek。
圖15所表示的實施例情況下的計算電路1包括第一符號電路48，其與下游的減法電路30相連。符號電路48檢測由減法電路30形成的差分信號的符號，并只將符號提供給下游的非遞歸濾波器43。
圖15表示的計算電路1還包括與下游的延遲電路相連的第二符號電路49。符號電路49檢測數(shù)字估計信號k的符號，并將符號提供給延遲電路31。同樣，在圖15b表示的實施例情況下，處于中間位置的延遲單元32-M的濾波系數(shù)b(M)設(shè)置為零，其余的濾波系數(shù)被計算和設(shè)置為盡可能有利于初始化和抖動響應(yīng)，濾波系數(shù)基本上調(diào)整到相對于濾波系數(shù)b(M)是點對稱的。
圖6c表示時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)的平均值分布，它是就M＝3根據(jù)計算電路1計算而得的，也就是說延遲單元鏈32有7個延遲單元32-i，圖6c表示的示例的濾波系數(shù)組是b(i)＝(-1，-1，-1，0，1，1，1)如從圖6c可看出，平均值的分布呈現(xiàn)單調(diào)上升過零于理想采樣瞬間7×T(與最大無畸變的接收脈沖相比，有n＝3×T的延遲時間)。因此，在滾降系數(shù)為0.2的無畸變接收脈沖和無過量帶寬的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)情況下，本發(fā)明的計算電路的時鐘相位校準(zhǔn)是穩(wěn)定的，正如圖6b表示的常規(guī)時鐘校準(zhǔn)電路一樣。
表7表示已均衡的接收脈沖，在50％的過量帶寬情況下，滾降系數(shù)為0.2。如上面已陳述過的，圖5a，5b中所示的常規(guī)計算電路的時鐘相位校準(zhǔn)是不穩(wěn)定的，如下面參考圖7b所見，在采樣瞬時附近的平均值呈S形分布。
圖7c表示時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u的平均值分布，它是根據(jù)圖15本發(fā)明的計算電路1，就N＝3計算而得的，也就是說，非遞歸數(shù)字濾波器43在延遲單元鏈32中有7個延遲單元32-i，并且有如下濾波系數(shù)組b(i)＝(0；-1；-0.7；0；+0.7；1；0；)。從圖7c可清楚看出，所算得的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u的平均值在采樣瞬時7×T(也就是說，與接收脈沖最大脈沖響應(yīng)相比，有3×T的時間延遲)附近，有單調(diào)上升過零分布。因此，時鐘相位校準(zhǔn)的這條特征線近似為直線，在感興趣的時間區(qū)，即理想的采樣瞬時前后是穩(wěn)定的。
圖8a表示被均衡器均衡的接收脈沖的情況，滾降系數(shù)為0.2，有50％的過量帶寬。如同從圖8c可見到的，由本發(fā)明的計算電路1計算得的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的平均值分布同樣是單調(diào)直線上升的，因此，對于M＝3以及下列濾波系數(shù)組b(i)＝(0；-1；-0.75；0；0.75；1；0)來說，在采樣瞬時區(qū)是穩(wěn)定的。
由于接收脈沖的相位直線性，在所有情況下都有完全對稱的脈沖響應(yīng)。時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)濾波器43的濾波系數(shù)而因被選擇為對處于中間的延遲單元32-M的濾波系數(shù)是點對稱的。因為線性幅度和延遲的畸變，即線畸變，發(fā)送和接收濾波器的畸變，經(jīng)常發(fā)生在實際數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，所以相應(yīng)的接收脈沖響應(yīng)相對于脈沖最大值也是不對稱的。因此，非遞歸數(shù)字濾波器43的濾波系數(shù)b(i)在這種情況下不需要選擇得對時間指數(shù)M嚴(yán)格地點對稱。與此無關(guān)地，濾波系數(shù)b(M)常常設(shè)置為零。由于選定濾波系數(shù)b(i)，在采樣瞬時，與零點的相交是單調(diào)上升或下降的。在這種情況下，濾波系數(shù)b(i)最好這樣來調(diào)整，即過零點的運行盡可能地急劇。與零點的相交最好以時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)的控制為準(zhǔn)而盡可能地急劇，從而盡可能少地發(fā)生相位抖動。
如圖4所表示的，由本發(fā)明的計算電路1形成的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)，最好連續(xù)地定標(biāo)并用加法器加到去耦信號上，以形成環(huán)路濾波器的時鐘校準(zhǔn)控制信號。收發(fā)機內(nèi)的自適應(yīng)均衡器的濾波系數(shù)Ci被乘以已存儲的去耦系數(shù)gi，并由加法器加到相位參考信號值上，以形成去耦信號。去耦信號被定標(biāo)并被加到由本發(fā)明的計算電路1形成的時鐘校準(zhǔn)標(biāo)準(zhǔn)u(k)上，以形成時鐘校準(zhǔn)控制信號。采樣瞬時的精確位置通過添加相位參考信號值而被規(guī)定。在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)沒有過量帶寬的情況下，線性均衡器的主系數(shù)上游的第一系數(shù)足以產(chǎn)生去耦信號，在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)帶有過量帶寬的情況下，使用自適性均衡器的多個濾波系數(shù)來產(chǎn)生去耦信號。在與非遞歸數(shù)字濾波器12的濾波系數(shù)情況類似的方法中，選定權(quán)重系數(shù)用以產(chǎn)生去耦信號，它隨數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)而變，特別是發(fā)送信號的頻譜形狀和功率譜畸變可被預(yù)期的系統(tǒng)。
圖16a，16b表示本發(fā)明采樣相位誤差檢測器1的不同實現(xiàn)變體。圖16a中提供的是減法電路30，它在圖16b的實現(xiàn)方式中被去掉。在圖16b所示實施例的情況下，接收信號zk被直接饋送至采樣相位誤差檢測器1，而沒有減法電路插入。
圖16c表示一種實現(xiàn)變體，其中提供有符號檢測電路。
圖17表示根據(jù)本發(fā)明的最優(yōu)化采樣相位誤差檢測器1的一個示例，涉及升余弦脈沖，α＝0.5。在這種情況下，L×L(＝5×5)乘法器陣列已被簡化到這種程度，即只有未消失的L-1＝4個系數(shù)的乘法器被提供。系數(shù)bik可自由選擇，如同基于FIR濾波器的示例中那樣。最優(yōu)化的權(quán)重系數(shù)bk是脈沖形狀h(t)和加性噪聲，即接收信號的SNR(信噪比)的函數(shù)。在小SNR值時，系數(shù)bk等于α＝0.5的升余弦濾波器的脈沖響應(yīng)h(t)樣本的導(dǎo)數(shù)h，例如b2，4＝-0.21；b1，2＝1；b3.2＝-1；b2.0＝0.21。圖18a，18b，18c表示根據(jù)本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器1的另一些可能的實現(xiàn)變體，涉及升余弦脈沖，α＝0.5。
本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器可以被用于最優(yōu)化時鐘調(diào)整環(huán)路，以最小化多種應(yīng)用中的抖動。
通過下面的例子，描述對采樣相位誤差檢測器進行最優(yōu)化的過程。如圖19a所示，假定所選的示例是有5×5乘法器陣列的采樣相位檢測器。在加權(quán)矩陣B中，L條不同的對角線上的L個矩陣元素被設(shè)置為0。B=00b0,20000b1,20000b2,2=00000b3,20000b4,200]]>
矩陣元素bij被發(fā)送至加權(quán)電路。其加權(quán)矩陣元素為bij＝0的那些線路和乘法器是用不上的。因此，只形成L個乘積信號。
圖19b表示上面規(guī)定的矩陣已被簡化的乘法器陣列。
圖19c以簡化的圖解表示圖19b說明的采樣相位檢測器。
圖19c中表示的采樣相位檢測器就電路系統(tǒng)來說與圖19d中表示的簡化的采樣相位檢測器相應(yīng)。
如從圖19a-19d可以看出的，在圖19a中表示的一般采樣相位誤差檢測器能被系統(tǒng)地簡化為有FIR濾波器的采樣相位誤差檢測器。
圖20表示從圖19a表示的一般采樣相位誤差檢測器開始進行采樣相位誤差檢測器優(yōu)化的又一示例。如同第一個示例的情況，開始點是有5×5乘法器陣列的采樣相位檢測器，如圖19a所表示的。
L個矩陣元素連續(xù)地設(shè)置在加權(quán)矩陣中的L個不同主對角線上。
結(jié)果是下列加權(quán)矩陣BB=0000000b1,200b0,40b2,2=00b2,400b3,20000000]]>矩陣元素bij被發(fā)送至加權(quán)電路。其矩陣權(quán)重bij＝0的那些線路和乘法器是用不上的。結(jié)果是本發(fā)明的采樣相位誤差檢測器的圖20所示的實施例。
在采樣相位誤差檢測器1內(nèi)的另一些等效的電路設(shè)置能系統(tǒng)地以同樣的方法派生出來。從理論上說，給出L＝5，能推導(dǎo)出144種不同的電路設(shè)置。圖18a至18c給出這種示例。
加權(quán)矩陣B的權(quán)重系統(tǒng)bij的優(yōu)選值能根據(jù)本發(fā)明參考采樣相位檢測器τ從脈沖響應(yīng)ak(τ)的樣本推導(dǎo)計算。在這方面，存在下列關(guān)系bi,j=∂∂τhi-j]]>這樣算出的系數(shù)是適用的，特別是對于有較大加性噪聲的電路應(yīng)用。
本發(fā)明用來計算判定反饋相位校準(zhǔn)的采樣相位誤差的計算電路有下特點第一延遲單元鏈(31)，它有L31-1個用于延遲判決裝置的數(shù)字估算k的串聯(lián)延遲單元。延遲單元鏈31中信號在任何情況下都被延遲j個時鐘脈沖。有L31-1個延遲單元的延遲鏈分布在L31個時鐘脈沖上(計算中也考慮j＝0)第二延遲單元鏈(32)，它有L32-1個用于延遲均衡信號(zk，ek)的串聯(lián)延遲單元。延遲單元鏈31中信號在任何情況下都被延遲i個時鐘脈沖。延遲鏈伴以L32個脈沖(計算中也考慮i＝0)。
延遲單元鏈32的長度L32在任何情況下被延遲i個脈沖。有L32-1個延遲單元的延遲鏈分布在L32個脈沖上(計算中也考慮i＝0)。延遲單元鏈31的長度L31(計算中也考慮j＝0)不必要等于延遲單元鏈32的長度L32(計算中也考慮延遲i＝0)。
來自延遲單元鏈31的信號被乘以來自延遲單元鏈32的信號，致使一旦有這些組合時，延遲時間的每一差值x＝i-j被精確產(chǎn)生。
乘積在加權(quán)電路(39)中被乘以權(quán)重bij。加權(quán)的乘積信號被相加。
最多L31+L32-1個乘積能從有不同的延遲周期差值的輸入信號形成。
在一個優(yōu)選形式中，所形成的乘積數(shù)目與L31-1或L32-1兩者中的較大數(shù)目相應(yīng)。
在一個優(yōu)選形式中，不形成其延遲為i-j＝0的信號乘積。
在原則上，乘積能從任何所希望的信號ek-j和ak-j形成，如果延遲之間的差有所希望的值的話。但優(yōu)選這樣的信號組合，即根據(jù)公式(7)，自噪聲的方差最小。
附圖標(biāo)記對照表1 計算電路2 接收機3 數(shù)據(jù)源4 發(fā)送機5 線路6 數(shù)字發(fā)送濾波器7 線路8 數(shù)模轉(zhuǎn)換器9 傳輸通路10模數(shù)轉(zhuǎn)換器11線路12接收濾波器13線路14插補器15線路16均衡器17線路18判決裝置19線路20線路21線路22輸入端23輸入端24輸出端25線路26環(huán)路濾波器27線路28 相位計數(shù)器29 線路30 減法電路31 延遲單元鏈32 延遲單元鏈33 乘法器34 線路35 線路36 線路37 線路38 線路39 加權(quán)單元40 存儲器41 線路42 線路42a 線路43 濾波器46 輸出端47 乘法器48 符號電路49 符號電路
權(quán)利要求
1.一種用于計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號的計算電路，其特征在于，具有(a)第一延遲單元鏈(31)，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲判決裝置的數(shù)字估計k；(b)第二延遲單元鏈(32)，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲均衡信號(zk，ek)；(c)乘法器陣列(33)，其包括多個以矩陣形式排列的乘法器，并將未延遲的數(shù)字估計k和第一延遲單元鏈(31)的所有延遲單元的延遲估計乘以均衡信號(zk，ek)和第二延遲單元鏈(32)的所有延遲單元的延遲輸出信號，以便產(chǎn)生乘積信號；(d)加權(quán)電路(39)，其將乘法器陣列產(chǎn)生的乘積信號乘以可調(diào)的權(quán)重系數(shù)(bi，j)；以及具有(e)加法器(41)，其將加權(quán)電路(39)加權(quán)的乘積信號加至由計算電路(1)信號輸出端(24)輸出的采樣相位誤差信號(Vk)上。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的計算電路，其特征在于，具有減法電路(30)，其產(chǎn)生由均衡器(16)均衡的數(shù)字接收信號(zk)和由判決裝置(18)形成的估計k之間的差分信號(ek)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的計算電路，其特征在于，差分信號(ek)被加至第二延遲單元鏈(32)。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的計算電路，其特征在于，兩個延遲單元鏈中的串聯(lián)延遲單元的數(shù)目(L)相同。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的計算電路，其特征在于，延遲單元以數(shù)字接收信號的符號時鐘速率定時。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的計算電路，其特征在于，計算電路(1)的信號輸出端(24)被連接至環(huán)路濾波器(26)，用于采樣相位誤差信號的濾波。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的計算電路，其特征在于，相位計數(shù)器(28)被連接至環(huán)路濾波器(26)的下游。
8.根據(jù)前面權(quán)利要求之一所述的計算電路，其特征在于，判決裝置(18)接收通過傳輸鏈路(H)發(fā)送的數(shù)字接收信號。
9.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的計算電路，其特征在于，兩個延遲單元鏈(31，32)的串聯(lián)延遲單元的數(shù)目(N)是脈沖響應(yīng)h(t)的持續(xù)時間的函數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的計算電路，其特征在于，傳輸鏈路(H)具有發(fā)送機(4)的數(shù)字發(fā)送濾波器(6)，數(shù)模轉(zhuǎn)換器(8)，其用于將數(shù)字發(fā)送信號轉(zhuǎn)換為模擬發(fā)送信號，傳輸通道(9)，其用于將發(fā)送信號向接收機發(fā)送，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(10)，其用于將通過傳輸通道接收的接收信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字接收信號，數(shù)字接收濾波器(12)，其用于數(shù)字接收信號的濾波，均衡器(16)，其用于均衡接收信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的計算電路，其特征在于，插補器(14)被提供在接收濾波器(12)和均衡器(16)之間。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的計算電路，其特征在于，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(10)以自由運行操作周期進行操作，插補器(14)由相位計數(shù)器輸出的采樣速率信號控制。
13.根據(jù)權(quán)利要求4所述的計算電路，其特征在于，乘法器陣列(33)包括L2個乘法器，其用于產(chǎn)生L2個乘積信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的計算電路，其特征在于，加權(quán)電路(39)具有L2個乘法器，其用于將乘積信號乘以可調(diào)權(quán)重系數(shù)。
15.根據(jù)權(quán)利要求1所述的計算電路，其特征在于，可編程存儲單元(40)被提供用于存儲權(quán)重系數(shù)。
16.根據(jù)權(quán)利要求1所述的計算電路，其特征在于，采樣相位誤差信號由采樣相位檢測器按下列等式計算 這里ei(t)是均衡差分值，B是加權(quán)電路的權(quán)重系數(shù)矩陣，和i是判決裝置的符號估計。
17.一種用于計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號的計算電路，其特征在于，具有(a)減法電路(30)，其產(chǎn)生由均衡器均衡的數(shù)字接收信號(zk)，和由判決裝置形成的數(shù)字估計(k)；(b)非遞歸數(shù)字濾波器(34)，其用于差分信號(ek)的濾波；非遞歸數(shù)字濾波器(43)具有由若干串聯(lián)連接的延遲單元(32-i)形成的延遲單元鏈(32)，它們的延遲輸出信號在任何情況下都被乘以可調(diào)權(quán)重系數(shù)，并由加法器(41)加到數(shù)字濾波器輸出信號上，處于延遲單元鏈(32)中間的延遲單元輸出信號的權(quán)重系數(shù)是零；(c)延遲電路(31)，其用于使非遞歸數(shù)字濾波器(43)與處于延遲單元鏈(32)中間的延遲單元之間的數(shù)字估計信號(k)有一個延遲時間(N*T)，和(d)乘法器(47)，其將非遞歸數(shù)字濾波器(43)的數(shù)字濾波器輸出信號乘以延遲電路(31)的輸出信號，以形成采樣相位誤差信號vk。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的計算電路，其特征在于，延遲單元鏈(32)中的其余的延遲單元的權(quán)重系數(shù)的值相對于處于中間的延遲單元的權(quán)重系數(shù)是點對稱的。
19.根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的計算電路，其特征在于，連接在減法電路(30)下游的是符號電路，其檢測差分信號的符號，并將它供給非遞歸數(shù)字濾波器(43)。
20.根據(jù)權(quán)利要求17-19任一項所述的計算電路，其特征在于，連接在延遲電路(32)的上游的是第二符號電路，其檢測數(shù)字估計信號的符號，并將該符號供給延遲電路。
21.根據(jù)前面權(quán)利要求之一所述的計算電路，其特征在于，均衡器(16)是自適應(yīng)均衡器。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的計算電路，其特征在于，均衡器(16)的濾波系數(shù)(Ci)被乘以存儲的去耦系數(shù)(gi)，并被加法器加到相位參考信號值上，以形成去耦信號。
23.一種用于時鐘相位校準(zhǔn)的時鐘相位校準(zhǔn)電路其特征在于，具有(a)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(10)，其利用采樣速率信號對模擬接收信號進行采樣，以便產(chǎn)生數(shù)字接收信號；(b)均衡器(16)，其對數(shù)字接收信號進行均衡；(c)判決裝置(18)，其連接在均衡器(16)的下游，并從均衡的數(shù)字接收信號產(chǎn)生接收信號的數(shù)字估計信號k；(d)采樣相位誤差檢測器(1)，其用于產(chǎn)生時鐘相位校準(zhǔn)的采樣相位誤差信號Vk，它規(guī)定采樣速率誤差信號的信號相位與理想采樣速率信號的定點信號相位之間的相位偏差；并且具有(e)環(huán)路濾波器(26)，其對采樣速率誤差信號vk進行濾波，并將它作為采樣信號供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器(10)；(f)采樣相位誤差檢測器(1)，它具有減法電路(30)，其產(chǎn)生均衡數(shù)字接收信號zk和數(shù)字估計信號k之間的差分信號ek，第一延遲單元鏈(31)，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲判決裝置的數(shù)字估計k；第二延遲單元鏈(32)，其具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲均衡的差分信號ek，乘法器陣列(33)，其包括多個以矩陣形式排列的乘法器，并將未延遲數(shù)字估計k和第一延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲估算乘以均衡差分信號ek和第二延遲單元鏈的所有延遲單元的延遲差分信號，以便產(chǎn)生乘積信號，加權(quán)電路(39)，其將乘法器陣列產(chǎn)生的乘積信號乘以可調(diào)的權(quán)重系數(shù)，和加法器(41)，其將加權(quán)電路加權(quán)的乘積信號相加，以便產(chǎn)生采樣相位誤差信號vk，該信號vk經(jīng)采樣相位誤差檢測器(1)的信號輸出端(24)被提供給環(huán)路濾波器(26)。
24.一種收發(fā)機，其特征在于，具有根據(jù)權(quán)利要求23所述的時鐘相位校準(zhǔn)電路。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的收發(fā)機，其特征在于，回波補償電路被提供用于補償由收發(fā)機發(fā)送的發(fā)送信號引起的回波信號。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的收發(fā)機，其特征在于，提供幅度限制電路，其限制已濾波的控制信號的幅度至極限值，該極限值是回波補償電路的可調(diào)信號的函數(shù)。
27.根據(jù)權(quán)利要求25所述的收發(fā)機，其特征在于，回波補償電路的數(shù)字輸出信號被減法器從濾波數(shù)字接收信號中減去，以便產(chǎn)生回波補償?shù)臄?shù)字接收信號。
28.一種數(shù)字接收裝置，其特征在于，具有根據(jù)權(quán)利要求1所述的計算電路。
29.一種數(shù)字接收裝置，具有根據(jù)權(quán)利要求28所述的計算電路，其特征在于數(shù)據(jù)接收裝置是接收機，其用于接收模擬接收信號。
30.一種數(shù)字接收裝置，具有根據(jù)權(quán)利要求29所述的計算電路，其特征在于數(shù)據(jù)接收裝置是讀取裝置，其用于讀取模擬信號。
31.根據(jù)權(quán)利要求1至4之一所述的計算電路，其特征在于，連接在減法電路(30)下游的是符號電路，其檢測差分信號的符號，并將它供給延遲單元鏈(32)。
32.根據(jù)權(quán)利要求1至4之一所述的計算電路，其特征在于，連接在延遲電路(31，32)下游的是第二符號電路，其檢測數(shù)字估計信號的符號，并將它供給第一延遲單元鏈(31)。
全文摘要
一種計算電路，用于計算判定反饋時鐘相位校準(zhǔn)電路的采樣相位誤差信號，具有第一延遲單元鏈，具有多個串聯(lián)的延遲單元，用于延遲判決裝置的數(shù)字估計a
文檔編號H04L7/02GK1447556SQ03107289
公開日2003年10月8日 申請日期2003年3月21日 優(yōu)先權(quán)日2002年3月22日
發(fā)明者海因內(nèi)希·申克, 迪爾克·德克 申請人:印芬龍科技股份有限公司