可精確控制占空比的振蕩器電路的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本實(shí)用新型涉及振蕩器電路技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種可精確控制占空比的振蕩器 電路。
【背景技術(shù)】
[0002] 目前市場(chǎng)上的同類技術(shù)是通過對(duì)電容充電的技術(shù)來實(shí)現(xiàn)〇SC(oscillator振蕩 器)，如圖1所示，現(xiàn)有技術(shù)中控制占空比的振蕩器電路是利用電壓比較，產(chǎn)生脈沖信號(hào)，然 后經(jīng)過占空比邏輯產(chǎn)生電路產(chǎn)生固定占空比的信號(hào)。
[0003] 其中，II為充電電流，其一端接電源電壓，另一端接電容CAP1正端，比較器C0MP的 正端接CAP1正端，負(fù)端接基準(zhǔn)電壓VREF，輸出端接到占空比邏輯產(chǎn)生電路的輸入端，占空 比邏輯產(chǎn)生電路的輸出會(huì)產(chǎn)生所要的方波，占空比邏輯產(chǎn)生電路的作用是根據(jù)前面電路生 成的脈沖信號(hào)合成固定占空比的方波信號(hào)；NM0S在這里作為泄放通路，漏極接電容CAP1正 端，柵極接比較器C0MP的輸出端，襯底和源極接地，電容CAP1的負(fù)端接地。
[0004] 圖1所示電路，假設(shè)初始狀態(tài)電容上的電壓為0,此時(shí)比較器C0MP的輸出為0,即 低電平，這時(shí)候充電電路11的電流開始對(duì)電容CAP1充電，充電時(shí)間由電流大小和電容大小 決定，當(dāng)充電電壓超過VREF后，比較器C0MP輸出電壓變?yōu)?，即高電平，泄放通路NM0S打 開，此時(shí)電容CAP1通過泄放通路NM0S放電，比較器C0MP輸出一個(gè)占空比很小的方波，再將 此方波送入到占空比邏輯控制電路，輸出我們想要的波形。
[0005] 但是，上述電路占空比邏輯電路設(shè)計(jì)復(fù)雜，采用RC電路產(chǎn)生延時(shí)模塊形成占空 比，占用了大量的面積，成本尚，精度差，無法實(shí)現(xiàn)尚精度尚頻率的占空比可調(diào)振蕩電路。 【實(shí)用新型內(nèi)容】
[0006] 為此，本實(shí)用新型所要解決的技術(shù)問題是：提供一種可精確控制占空比的振蕩器 電路，以實(shí)現(xiàn)對(duì)高低電平脈沖寬度的精確控制，省去了占空比邏輯產(chǎn)生電路，精確控制占空 比。
[0007] 于是，本實(shí)用新型提供了一種可精確控制占空比的振蕩器電路，包括：充電電流 II的正端接電源正端，充電電流II的負(fù)端接開關(guān)SWITCH1的正端，充電電流12的正端接電 源正端，充電電流12的負(fù)端開關(guān)SWITCH2的正端，開關(guān)SWITCH2的負(fù)端接開關(guān)SWITCH1的 正端，開關(guān)SWITCH1的正端連接充電電容CAP1的正端，開關(guān)SWITCH1的負(fù)端連接充電電容 CAP2的正端，充電電容CAP1和充電電容CAP2的負(fù)端均接地，開關(guān)SWITCH1為由SWITCH1信 號(hào)高電平打開的開關(guān)，開關(guān)SWITCH2為由SWITCH2信號(hào)高電平打開的開關(guān)，比較器C0MP的 正端接充電電容CAP1正端，比較器C0MP的負(fù)端接基準(zhǔn)電壓VREF，比較器C0MP的輸出端接 觸發(fā)器DFF的時(shí)鐘信號(hào)端；泄放通路NM0S管的漏端接充電電容CAP1的正端，柵極接比較器 C0MP的輸出端，襯底和源極接地，觸發(fā)器DFF的輸入端接輸出Q非端，觸發(fā)器DFF的輸出Q 非端產(chǎn)生用于控制開關(guān)SWITCH2的SWITCH2信號(hào)，觸發(fā)器DFF的輸出Q端產(chǎn)生用于控制開 關(guān)SWITCH1的SWITCH1信號(hào)，輸出Q端同時(shí)還接到輸出緩沖電路BUFF的正端，輸出緩沖電 路BUFF的輸出端接外部電路。
[0008] 其中，所述觸發(fā)器DFF為具有鎖存功能的D觸發(fā)器。
[0009] 假設(shè)充電電流12為充電電流11的a倍，充電電容CAP2為充電電容CAP1的b倍， 輸出緩沖電路BUFF的輸出端CLK輸出的占空比頻_
[0010] 其中，所述基準(zhǔn)電壓VREF、充電電流II和充電電流12由帶隙基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生。
[0011] 所述充電電流11和充電電流12由M0S管P0,M0S管PI，M0S管P2和M0S管P3組 成的電流鏡構(gòu)成，M0S管P0的柵極接偏置電壓vbO,漏極接M0S管P1的源極，襯底和源極接 電源電壓VDD，M0S管P1的柵極接偏置電壓vbl，源極接M0S管P0的漏極，襯底接電源電壓 VDD，漏極接M0S管N1的漏極，M0S管P2的柵極接偏置電壓vbO,漏極接M0S管P3的源極， 襯底和源極接電源電壓VDD，M0S管P3的柵極接偏置電壓vbl，源極接M0S管P2的漏極，襯 底接電源電壓VDD，漏極接M0S管N2的漏極，所述開關(guān)SWITCH1和開關(guān)SWITCH2的開關(guān)電流 由M0S管N0，M0S管N1，M0S管N2和M0S管N3組成的開關(guān)電流都成，M0S管NO的柵極接觸 發(fā)器DFF的輸出Q非端，漏極接M0S管N2的漏極，源極接M0S管N1的漏極，襯底接地，M0S 管N1的柵極接觸發(fā)器DFF的輸出Q端，源極和襯底接地，漏極接M0S管P1的漏極，M0S管 N2的柵極接觸發(fā)器DFF的輸出Q端，源極接M0S管N3的漏極，襯底接地，漏極接M0S管P3 的漏極，M0S管N3的柵極接觸發(fā)器DFF的輸出Q非端，源極和襯底接地，漏極接M0S管N2 的源極，M0S管N3的漏極接充電電容CAP1的正端，M0S管N2的漏極接充電電容CAP2的正 端。
[0012] 本實(shí)用新型所述可精確控制占空比的振蕩器電路，通過采用充電電流切換和充電 電容切換的方式，實(shí)現(xiàn)了對(duì)CLK高低電平的脈沖寬度的精確控制，省去了占空比邏輯產(chǎn)生 電路，可精確控制占空比。
[0013] 由于在升壓芯片中，最大占空比的大小直接決定著輸出電壓的最大值，精確可控 的占空比可控振蕩電路可以有效的穩(wěn)定輸出電壓的幅值，同時(shí)減小了芯片的面積，降低了 芯片成本。
【附圖說明】
[0014] 圖1為現(xiàn)有技術(shù)中控制占空比的振蕩器電路；
[0015] 圖2為本實(shí)用新型實(shí)施例所述可精確控制占空比的振蕩器電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0016] 圖3為CLK信號(hào)與VCAP之間的圖形關(guān)系示意圖；
[0017] 圖4為圖2所示電路的一個(gè)具體實(shí)施例；
[0018] 圖5為圖2所示電路的又一個(gè)具體實(shí)施例。
【具體實(shí)施方式】
[0019] 下面，結(jié)合附圖對(duì)本實(shí)用新型進(jìn)行詳細(xì)描述。
[0020] 如圖2所示，本實(shí)施例提供了一種可精確控制占空比的振蕩器電路，其中，充電電 流II的正端接電源正端，充電電流II的負(fù)端接開關(guān)SWITCH1的正端，充電電流12的正端 接電源正端，充電電流12的負(fù)端開關(guān)SWITCH2的正端，開關(guān)SWITCH2的負(fù)端接開關(guān)SWITCH1 的正端，開關(guān)SWITCH1的正端連接充電電容CAP1的正端，開關(guān)SWITCH1的負(fù)端連接充電電 容CAP2的正端，充電電容CAP1和充電電容CAP2的負(fù)端均接地，開關(guān)SWITCH1為由SWITCH1 信號(hào)高電平打開的開關(guān)，開關(guān)SWITCH2為由SWITCH2信號(hào)高電平打開的開關(guān)，比較器COMP 的正端接充電電容CAP1正端，比較器COMP的負(fù)端接基準(zhǔn)電壓VREF，比較器COMP的輸出端 接觸發(fā)器DFF的時(shí)鐘信號(hào)端；泄放通路NM0S管的漏端接充電電容CAP1的正端，柵極接比較 器COMP的輸出端，襯底和源極接地，觸發(fā)器DFF的輸入端接輸出Q非端，觸發(fā)器DFF的輸出 Q非端產(chǎn)生用于控制開關(guān)SWITCH2的SWITCH2信號(hào)，觸發(fā)器DFF的輸出Q端產(chǎn)生用于控制開 關(guān)SWITCH1的SWITCH1信號(hào)，輸出Q端同時(shí)還接到輸出緩沖電路BUFF的正端，輸出緩沖電 路BUFF的輸出端接外部電路。
[0021] 本實(shí)施例中觸發(fā)器DFF為具有鎖存功能的D觸發(fā)器。
[0022] 上述電路的工作原理是：假設(shè)初始充電電容CAP1上的電壓為0,開關(guān)SWITCH1為 高電平打開狀態(tài)，開關(guān)SWITCH2為低電平關(guān)閉狀態(tài)，此時(shí)比較器C0MP的輸出為0,觸發(fā)器 DFF鎖存原始狀態(tài)SWITCH1，輸出緩沖電路輸出端CLK為1，充電電流11對(duì)充電電容CAP1和 充電電容CAP2充電，此為小電流對(duì)大電容充電，充電時(shí)間較長(zhǎng)，當(dāng)充電電容CAP1上的電壓 充到大于基準(zhǔn)電壓VREF的時(shí)候，比較器輸出高電平，使得NM0S打開，CAP1和CAP2電容放 電到0,比較器C0MP的輸出重新變?yōu)?,在這過程中觸發(fā)器DFF收到高電平脈沖，輸出翻轉(zhuǎn)， 開關(guān)SWITCH1變?yōu)?,開關(guān)SWITCH2變?yōu)?，開關(guān)SWITCH1關(guān)閉，開關(guān)SWITCH2打開，此時(shí)充 電電流II和充電電流12同時(shí)對(duì)充電電容CAP1充電，此為大電流對(duì)小電容充電，充電時(shí)間 較快，當(dāng)充電電容上的電壓達(dá)到基礎(chǔ)電壓VREF時(shí)候，比較器C0MP的輸出變?yōu)?，此時(shí)比較器 DFF的輸出再次翻轉(zhuǎn)，此為輸出緩沖電路輸出端產(chǎn)生的CLK信號(hào)的一個(gè)產(chǎn)生周期，也就是所 述可精確控制占空比的振蕩器電路的一個(gè)占空比產(chǎn)生周期。
[0023] 可見，利用充電電流切換和充電電容切換的方式，實(shí)現(xiàn)了對(duì)CLK信號(hào)高低電平的 脈沖寬度的精確控制，省去了【背景技術(shù)】中所述的占空比邏輯產(chǎn)生電路，可精確控制占空比。
[0024] 具體的，圖2所示電路將一個(gè)CLK周期分為兩個(gè)小周期，即高電平產(chǎn)生周期和低電 平產(chǎn)生周期，利用D觸發(fā)器來實(shí)現(xiàn)高低電平所占用的時(shí)間。假設(shè)充電電流12為充電電流 II的a倍，充電電容CAP2為充電電容CAP1的b倍，當(dāng)開關(guān)SWITCH1打開，SWITCH2關(guān)閉時(shí)， 利用充電電流II對(duì)（1+b)倍的充電電容CAP1充電，這時(shí)候緩慢充電形成CLK信號(hào)的T1階 段，當(dāng)充電電容CAP1上的電壓充到基準(zhǔn)電壓VREF的時(shí)候形成一個(gè)高電