專利名稱:用于信號產(chǎn)生電路的切換電容回路濾波器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明揭露一種信號產(chǎn)生電路，特別是一種具有切換電容回路濾波器的信號產(chǎn)生電路的方法及其裝置。
背景技術(shù)：
信號產(chǎn)生電路通常可由鎖相回路或是頻率合成器來完成。請參閱圖1所示，傳統(tǒng)鎖相回路(PLL)是基于頻率合成器100，其包含相位頻率檢測器110(PFD)、電荷泵浦電路120、回路濾波器130及電壓控制振蕩器(VCO)140。此相位頻率檢測器110用于比較參考時(shí)鐘及反饋時(shí)鐘(通常為電壓控制振蕩器的輸出時(shí)鐘)以決定相位差異。此相位頻率檢測器通常使用兩種邏輯信號(向上(UP)及向下(DN)信號)來顯示在上述兩時(shí)鐘之間的相位差異。每次完成相位比較，即產(chǎn)生UP信號脈沖及DN信號脈沖。若此參考時(shí)鐘領(lǐng)先反饋時(shí)鐘(亦是時(shí)鐘相位)，則產(chǎn)生UP脈沖。反之，產(chǎn)生DN脈沖。此UP/DN脈沖的寬度是與在此兩時(shí)鐘間的相位差異成比例關(guān)系。此兩種邏輯信號UP及DN通過電荷泵浦電路120而轉(zhuǎn)換為電流信號。例如，電荷泵浦電路120根據(jù)UP脈沖產(chǎn)生正(如，向外流出)電流脈沖以及根據(jù)DN脈沖產(chǎn)生負(fù)(如，向內(nèi)流入)電流脈沖。此電荷泵浦電路120的輸出端與此回路濾波器130連接，其中一般的回路濾波器130包含串聯(lián)的電阻及電容，用以將來自電荷泵浦電路的輸出電流轉(zhuǎn)換至電壓。回路濾波器130的輸出電壓是傳送至電壓控制振蕩器140，且用以控制電壓控制振蕩器140所產(chǎn)生的輸出時(shí)鐘的頻率及其相應(yīng)的相位。此電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘是用作反饋時(shí)鐘并提供至相位頻率檢測器110。接著，相位頻率檢測器對此反饋時(shí)鐘的相位及此參考時(shí)鐘的相位進(jìn)行比較。藉此，可建立閉回路(closed loop)控制系統(tǒng)以調(diào)整此電壓控制振蕩器140的頻率/相位，來追蹤此參考時(shí)鐘的頻率/相位。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，此電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘的頻率將會(huì)與此參考時(shí)鐘的頻率完全一樣。
在圖2中，所繪示一實(shí)施時(shí)序示意圖。而在此圖示中揭示在已知的鎖相回路(PLL)存有非均勻取樣(non-uniform sampling)的問題，但可惜的是此問題很少被討論或被提及。當(dāng)參考時(shí)鐘領(lǐng)先此反饋時(shí)鐘時(shí)，產(chǎn)生UP脈沖；此UP脈沖上升在此參考時(shí)鐘的上升邊緣，及落下在此反饋時(shí)鐘的上升邊緣(見于脈沖210)。當(dāng)此反饋時(shí)鐘領(lǐng)先參考時(shí)鐘時(shí)，產(chǎn)生DN脈沖；此DN脈沖上升在此反饋時(shí)鐘的上升邊緣，及落下在此參考時(shí)鐘的上升邊緣(見于脈沖230及240)。此UP脈沖總是出現(xiàn)在參考時(shí)鐘的上升邊緣之后。另一方面，DN脈沖總是出現(xiàn)在參考時(shí)鐘的上升邊緣之前。當(dāng)這些上升邊緣非常規(guī)律地出現(xiàn)，此參考時(shí)鐘通常可視為一種穩(wěn)定時(shí)鐘。因此，UP脈沖的時(shí)序及有效取樣瞬間(instant)皆不同于DN脈沖。因?yàn)榇朔蔷鶆蛉訛楦叨确蔷€性現(xiàn)象，所以導(dǎo)致在鎖相回路輸出信號內(nèi)的相位噪聲增加。然而，此問題，在已知的技術(shù)中很少被討論或被提及，因?yàn)樵诜€(wěn)態(tài)中，此電壓控制振蕩器的頻率/相位對此參考時(shí)鐘的頻率/相位追縱良好，且這些UP/DN脈沖非常地短，所以非均勻取樣的問題通常被忽略。然而，此問題已成為分?jǐn)?shù)式N頻率合成器(fractional-Nfrequency synthesizer)的效能降低的起因。
頻率合成器對于鎖相回路而言為一種重要的電路應(yīng)用。頻率合成器其作動(dòng)方式與在圖1及上述的一般鎖相回路幾乎相同。除了除頻N電路(未見于圖1)之外。電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘被提供至此除頻N電路以產(chǎn)生此反饋時(shí)鐘，以取代直接地使用電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘作為反饋時(shí)鐘的做法。于電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘的每一N周期，則除頻N電路產(chǎn)生此反饋時(shí)鐘的周期。接著，此反饋時(shí)鐘(亦為除頻N電路的輸出信號)的相位被輸入至相位頻率檢測器110。此相位頻率檢測器110比較參考時(shí)鐘及來自除頻N電路的反饋時(shí)鐘。藉此可建立閉回路系統(tǒng)以調(diào)整電壓控制振蕩器140的頻率/相位及其相應(yīng)的反饋時(shí)鐘的頻率/相位，來追蹤參考時(shí)鐘的頻率/相位。在穩(wěn)態(tài)中，反饋時(shí)鐘的頻率將會(huì)與此參考時(shí)鐘的頻率相同，所以電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘的頻率將為此參考時(shí)鐘的頻率的N倍。
若N為整數(shù)時(shí)，用于頻率合成器的除頻N電路可使用除頻N計(jì)數(shù)器(divide-by-Ncounter)而簡易地實(shí)現(xiàn)。若N為分?jǐn)?shù)數(shù)字時(shí)，使用具有固定除數(shù)值的計(jì)數(shù)器的實(shí)施例將無法作動(dòng)，其因?yàn)橛?jì)數(shù)器的除數(shù)值必須為整數(shù)。為了實(shí)施分?jǐn)?shù)N，N＝Nint+α，(其中Nint為整數(shù)及α為在0與1之間的分?jǐn)?shù)數(shù)字)，而用于此計(jì)數(shù)器的除數(shù)值為動(dòng)態(tài)重組(dynamically shuffled)。舉例來說，在Nint與Nint+1之間的此除數(shù)值會(huì)被動(dòng)態(tài)重組；只要含有除數(shù)值Nint+1的機(jī)率為α(且含有Nint的機(jī)率為1-α)時(shí)，此有效的除數(shù)值將為N＝Nint+α。在某些已知的裝置中，三角積分調(diào)制器(delta-sigma modulator)經(jīng)常被用作動(dòng)態(tài)重組除數(shù)值。
對除數(shù)值進(jìn)行有效地動(dòng)態(tài)重組以實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)N除法。然而，此動(dòng)態(tài)重組動(dòng)作引起延伸UP/DN脈沖，其導(dǎo)致電荷泵浦電路的延伸電流脈沖，且必然地在電壓控制振蕩器的輸出信號引起不必要的相位改變。因此，盡管平均頻率為此參考時(shí)鐘N倍，但電壓控制振蕩器140的輸出時(shí)鐘仍包含不必要的相位噪聲。幸運(yùn)地，像這種不必要相位噪聲的問題由使用三角積分調(diào)制器即可解決。通過使用三角積分調(diào)制器是能重組此除數(shù)值，并對由重組所生成的不必要的相位噪聲進(jìn)行頻譜成型(spectrally shape)。因此，通過使用回路濾波器有效地減少這些主要由高頻成分組成的相位噪聲。然而，由于存在的延伸UP/DN脈沖，使得先前所提及的非均勻取樣問題變得更值得注意。由于非均勻取樣所造成的非線性會(huì)在該些高頻相位噪聲間引起相互調(diào)制(inter-modulation)現(xiàn)象。無法用回路濾波器濾掉的低頻相位噪聲將會(huì)顯著地增加。
因此，一種能減少非均勻取樣的問題的方法是迫切需要的，特別是在分?jǐn)?shù)式N頻率合成器(fractional-N synthesizer)的應(yīng)用方面。

發(fā)明內(nèi)容本領(lǐng)域技術(shù)人員在仔細(xì)研究附圖并閱讀完具體實(shí)施方式
之后，通過對本發(fā)明的實(shí)踐，將了解本發(fā)明的其它目的和特征。茲為使貴審查委員對本發(fā)明的技術(shù)特征及所達(dá)到的功效有更進(jìn)一步的了解與認(rèn)識，謹(jǐn)佐以較佳的實(shí)施例及配合詳細(xì)的說明如后。
本發(fā)明揭露一種信號產(chǎn)生方法，此方法包含接收參考信號及反饋信號；檢測參考信號及反饋信號間的相位差異；將此相位差異轉(zhuǎn)換為電流信號；使用切換電容電路來處理此電流信號；使用此切換電容電路的輸出信號來控制可變振蕩器；使用此可變振蕩器的輸出信號以產(chǎn)生反饋信號；根據(jù)參考信號以產(chǎn)生多個(gè)時(shí)序信號；以及使用該多個(gè)時(shí)序信號以控制該切換電容電路的該多個(gè)開關(guān)。
本發(fā)明揭露一種信號產(chǎn)生電路，此電路包含相位檢測器，用于接收參考時(shí)鐘及反饋時(shí)鐘，以及用于產(chǎn)生多個(gè)邏輯信號以表示參考時(shí)鐘及反饋時(shí)鐘之間的相位差異；電荷泵浦電路，用于將此多個(gè)邏輯信號轉(zhuǎn)換為電流信號；切換電容電路，包含第一取樣電容、負(fù)載電容及由多個(gè)周期性控制信號分別所控制的多個(gè)開關(guān)，該切換電容電路用于將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；可變振蕩器，由電壓信號所控制，用于產(chǎn)生輸出時(shí)鐘，其中該反饋時(shí)鐘是與該輸出時(shí)鐘相對應(yīng)；以及控制產(chǎn)生器，根據(jù)由參考時(shí)鐘來產(chǎn)生該多個(gè)周期性控制信號。
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之后，通過對本發(fā)明的實(shí)踐，將了解本發(fā)明的其它目的和特征。茲為使貴審查委員對本發(fā)明的技術(shù)特征及所達(dá)到的功效有更進(jìn)一步的了解與認(rèn)識，謹(jǐn)佐以較佳的實(shí)施例及配合詳細(xì)的說明如后。
為讓本發(fā)明的上述和其它目的、特征、優(yōu)點(diǎn)與實(shí)施例能更明顯易懂，所附圖式的詳細(xì)說明如下圖1繪示已知鎖相回路(PLL)的電路方塊示意圖；圖2繪示已知鎖相回路的一實(shí)施時(shí)序圖；圖3繪示根據(jù)本發(fā)明的一實(shí)施例，鎖相回路使用切換電容回路濾波器的電路方塊示意圖；圖4繪示切換電容回路濾波器及其所相關(guān)連的時(shí)序圖；圖5繪示切換電容回路濾波器的一實(shí)施例示意圖；圖6繪示切換電容回路濾波器使用時(shí)間交錯(cuò)取樣的一實(shí)施例示意圖；圖7繪示切換電容回路濾波器使用時(shí)間交錯(cuò)取樣的一實(shí)施例示意圖；圖8繪示切換電容回路濾波器的一實(shí)施例示意圖；圖9繪示只有當(dāng)鎖相回路達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，鎖相回路運(yùn)用控制器以致能切換電容功能的另一實(shí)施例示意圖；圖10繪示鎖相回路將切換電容回路濾波器使用于具相位噪聲相消的分?jǐn)?shù)式-N合成器的另一實(shí)施例示意圖。
100 頻率合成器 320 電荷泵浦電路110 相位頻率檢測器 330 切換電容回路濾波器120 電荷泵浦電路 340 電壓控制振蕩器130 回路濾波器 350 切換電容(SC)時(shí)鐘產(chǎn)生器140 電壓控制振蕩器 410 開關(guān)
210，220，230，240 脈沖 420 開關(guān)300 電路 430 運(yùn)算放大器310 相位頻率檢測器 500 切換電容回路濾波器510，520，530及540 開關(guān) 930 切換電容回路濾波器550 緩沖放大器 940 電壓控制振蕩器600 切換電容回路濾波器 950 SC控制器610、620、630及640 開關(guān) 960 SC時(shí)鐘產(chǎn)生器650 運(yùn)算放大器 1000 分?jǐn)?shù)式-N合成器700 切換電容回路濾波器 1010 相位頻率檢測器710、720、730、740、750、760、 1020 電荷泵浦(CP)電路770及780 八個(gè)開關(guān) 1030 切換電容回路濾波器790 緩沖放大器 1040 SC時(shí)鐘產(chǎn)生器800 切換電容回路濾波器 1050 電壓控制振蕩器(VCO)810、820、830 三個(gè)開關(guān) 1060 多模除法器(MMD)840 運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器 1070 三角積分調(diào)制器900 頻率合成器 1080 相位噪聲估測電路910 相位頻率檢測器 1090 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器920 電荷泵浦電路具體實(shí)施方式
在本說明書中，號碼的標(biāo)示說明被提供，多個(gè)裝置、電路、元件及其方法，用以提供本發(fā)明的實(shí)施例的構(gòu)思能夠讓人充分了解。本領(lǐng)域技術(shù)人員能清楚地明了，然而，在沒有一個(gè)或多個(gè)實(shí)施詳細(xì)說明下，本發(fā)明能被具體地實(shí)施。在其它的范例中，為人所熟知細(xì)節(jié)說明不會(huì)出現(xiàn)或描述，以避免會(huì)混淆本發(fā)明構(gòu)思。
如圖3所示，此圖繪示根據(jù)本發(fā)明的信號產(chǎn)生電路的一實(shí)施例，如鎖相回路的電路300的功能方塊圖。在此實(shí)施例中，相位頻率檢測器(PFD)310比較輸入信號(如，參考時(shí)鐘)與反饋信號(如，反饋時(shí)鐘)。相位頻率檢測器310的輸出信號可表示這兩種信號之間的相位差異。在此描述的實(shí)施例中，相位頻率檢測器310的輸出信號包含兩種邏輯信號(向上(UP)及向下(DN)信號)。電荷泵浦電路(CP)320將此UP信號及DN信號轉(zhuǎn)換至電流信號。此電荷泵浦電路320提供此電流信號至切換電容回路濾波器(switch-capacitor loopfilter，SCLF)330，其中此切換電容回路濾波器330將此電流信號轉(zhuǎn)換為控制電壓，以控制由電壓控制振蕩器340來具體實(shí)施的可變振蕩器。此切換電容回路濾波器330根據(jù)由切換電容時(shí)鐘產(chǎn)生器350所產(chǎn)生的多個(gè)時(shí)序信號而作動(dòng)。此切換電容時(shí)鐘產(chǎn)生器350根據(jù)由該參考時(shí)鐘所提供時(shí)序參考而產(chǎn)生多個(gè)時(shí)序信號。因此，盡管DN脈沖與此參考時(shí)鐘異步，但是用于可變振蕩器(如電壓控制振蕩器)的控制電壓與由切換電容電路所產(chǎn)生的參考時(shí)鐘將同步。所以上述提及的非均勻取樣問題將會(huì)減少。
而根據(jù)本發(fā)明，將會(huì)有多個(gè)實(shí)施例用以實(shí)施該切換電容回路濾波器330及該切換電容時(shí)鐘產(chǎn)生器350。以下為本實(shí)施例介紹。
切換電容回路濾波器330的第一實(shí)施例揭示在圖4中。此實(shí)施例中，切換電容回路濾波器包含第一開關(guān)410、取樣電容CS、第二開關(guān)420、反饋電路及運(yùn)算放大器430，其中，該反饋電路包含串聯(lián)的電阻R及電容C。在圖中可知，在電路方塊示意圖中的“接地”標(biāo)號代表具固定DC電壓的電路節(jié)點(diǎn)，不必然代表零電壓值。此第一開關(guān)410是根據(jù)第一時(shí)序信號Φ1而運(yùn)作，同時(shí)，此第二開關(guān)420是根據(jù)第二時(shí)序信號Φ2而運(yùn)作。來自兩相位非重迭時(shí)鐘結(jié)構(gòu)的兩時(shí)序信號Φ1與Φ2是根據(jù)參考時(shí)鐘而產(chǎn)生。此第一時(shí)序信號Φ1定義為“取樣相位”，同時(shí)，此第二時(shí)序信號Φ2定義“轉(zhuǎn)移相位”。在取樣相位期間Φ1為高邏輯電平；Φ2為低邏輯電平；且開關(guān)410呈打開狀態(tài)，開關(guān)420呈關(guān)閉狀態(tài)，以及來自電荷泵浦電路的電流信號被導(dǎo)通至取樣電容CS及通過取樣電容CS而進(jìn)行積分。在轉(zhuǎn)移相位期間Φ1為低邏輯電平；Φ2為高邏輯電平；且開關(guān)410呈關(guān)閉狀態(tài)，開關(guān)420呈打開狀態(tài)，以及由取樣電容CS所儲(chǔ)存的電荷被移轉(zhuǎn)至由反相放大器所形成的主動(dòng)濾波器，其中，此反相放大器是由運(yùn)算放大器430及含電阻R及電容C的反饋電路所建構(gòu)。如圖4的時(shí)序示意圖所示，此第一時(shí)序信號Φ1是由大致上被集中在參考時(shí)鐘的上升邊緣的周圍且具有略小于參考時(shí)鐘周期的一半脈沖寬度的脈沖寬度的脈沖所組成。這意味著適當(dāng)取樣相位因?yàn)橛诜€(wěn)態(tài)內(nèi)的UP/DN脈沖大部分存在于此參考時(shí)鐘的上升邊緣的周圍。而此第二時(shí)序信號Φ2是由多個(gè)被集中在參考時(shí)鐘的下降邊緣，且具有略小于參考時(shí)鐘周期的脈沖寬度的一半的脈沖寬度的脈沖所組成。這意味者適當(dāng)轉(zhuǎn)移相位因?yàn)橛诜€(wěn)態(tài)內(nèi)幾乎沒有UP/DN脈沖存在于參考時(shí)鐘的下降邊緣的周圍。此切換電容電路是根據(jù)本實(shí)施例需求而作處理，如達(dá)到基本穩(wěn)態(tài)值，其值大約為此參考時(shí)鐘周期的一半。
增加額外的電路元件能增進(jìn)此回路濾波器的成效。舉例來說，具有R-C電路的外加電容分流器(capacitor shunt)能被加入在此反饋路徑中。同樣地，第二組R-C電路能被增加至運(yùn)算放大器的輸出端及接地點(diǎn)之間。在此實(shí)施例中，第二組R-C電路的電阻及電容的節(jié)點(diǎn)的電壓可作為用于電壓控制振蕩器的控制電壓。
切換電容回路濾波器330的第二實(shí)施例揭露在圖5中。在一實(shí)施例中，切換電容回路濾波器500包含取樣電容CS、四個(gè)開關(guān)510，520，530及540、包含串聯(lián)的電阻R及電容C的回路濾波器以及緩沖放大器550。此緩沖放大器具有非常高輸入阻抗及非常低輸出阻抗，且此緩沖放大器輸出電壓跟隨自身的輸入電壓。緩沖放大器可用運(yùn)算放大器來實(shí)現(xiàn)，此運(yùn)算放大器具有“+”輸入端、“-”輸入端以及輸出端，其中此“+”輸入端被連接到是與此緩沖放大器的輸入端，而輸出端被連接到“-”輸入端而且也被連接到此緩沖放大器的輸出負(fù)載。此兩開關(guān)510及530依據(jù)第一時(shí)序信號Φ1而工作。其余兩開關(guān)520及540依據(jù)第二時(shí)序信號Φ2而工作。此兩信號Φ1與Φ2形成依據(jù)參考時(shí)鐘的兩相位不重迭的時(shí)鐘結(jié)構(gòu)，如同在被圖4中的時(shí)序圖所繪示的第一實(shí)施例中的方式。在取樣相位期間Φ1為高邏輯電平；Φ2為低邏輯電平；且開關(guān)510及530呈打開狀態(tài)；開關(guān)520及540呈關(guān)閉狀態(tài)。因此，電荷泵浦(CP)的輸出電流被連接到取樣電容CS，且被取樣電容CS積分。在轉(zhuǎn)移相位期間Φ1為低邏輯電平；Φ2為高邏輯電平；且該開關(guān)510及530呈關(guān)閉狀態(tài)；開關(guān)520及540呈關(guān)閉狀態(tài)。因此，取樣電容CS的正端與電阻R的正端連接；取樣電容CS的負(fù)端與緩沖放大器的輸出端連接，而此緩沖放大器的輸入端與電阻R的正端連接。因此，被儲(chǔ)存在取樣電容CS中的電荷會(huì)經(jīng)由電阻R而被移轉(zhuǎn)至電容C。根據(jù)本實(shí)施例的此切換電容電路需要在約略參考時(shí)鐘周期的一半內(nèi)確定。
增加額外的電路元件可增進(jìn)回路濾波器的成效。舉例來說，一外加電容或多個(gè)電容可被增加至電阻的正端及接地點(diǎn)之間。同樣地，第二組R-C電路能被增加至電阻的負(fù)端R及接地點(diǎn)之間。在此實(shí)施例中，在第二組R-C電路的電容及電阻的節(jié)點(diǎn)的電壓作為用于電壓控制振蕩器的控制電壓。
請續(xù)參閱圖5，此圖顯示另一實(shí)施例，其通過移除開關(guān)530及540，在沒有改變時(shí)鐘結(jié)構(gòu)下，將取樣電容CS的負(fù)端直接地連接至緩沖放大器550的輸出端。請參閱圖5，“電荷注入效應(yīng)(charge injection)”的問題可能與切換電容電路有關(guān)聯(lián)。在以下所揭示的實(shí)施例中，多種技術(shù)是通過適當(dāng)?shù)厥褂们袚Q電容電路的時(shí)鐘結(jié)構(gòu)以減少電荷注入效應(yīng)。舉例來說，兩種新的時(shí)鐘，亦是Φ1N及Φ2N可分別取代用于控制開關(guān)530及540的Φ1及Φ2。這兩種新的時(shí)鐘為分別將Φ1及Φ2稍微地修正而產(chǎn)生，用以減少電荷注入效應(yīng)。此時(shí)鐘Φ1N的上升邊緣稍微地領(lǐng)先時(shí)鐘Φ1的上升邊緣及時(shí)鐘Φ1N的下降邊緣稍微地落后時(shí)鐘Φ1的下降邊緣。同樣地，時(shí)鐘Φ2N的上升邊緣稍微地領(lǐng)先時(shí)鐘Φ2的上升邊緣及時(shí)鐘Φ2N的下降邊緣稍微地落后時(shí)鐘Φ2的下降邊緣?！胺侵氐鼤r(shí)鐘”的原理仍符合時(shí)鐘Φ1N及Φ2N之間。亦是，此新的時(shí)鐘信號Φ1N及Φ2N的寬度分別長于時(shí)鐘信號Φ1及Φ2的寬度。在一實(shí)施例中，新的時(shí)鐘信號Φ1N及Φ2N的寬度皆小于但接近此參考時(shí)鐘的一半周期。在一范例中，前述新時(shí)鐘信號的寬度長于此參考時(shí)鐘的40％周期的寬度。在一范例中，前述新時(shí)鐘信號的寬度長于此參考時(shí)鐘的45％周期的寬度。這些新的時(shí)鐘信號的產(chǎn)生是符合時(shí)序關(guān)系，而此時(shí)序關(guān)系已為本領(lǐng)域技術(shù)人員所知悉，故在此不在撰述。
可選擇的第三時(shí)鐘相位，如“重置相位(reset phase)”，是由第三時(shí)序信號Φ3所定義，且不會(huì)與在圖4內(nèi)的第一實(shí)施例及圖5內(nèi)的第二實(shí)施例所實(shí)施的“取樣相位”或“轉(zhuǎn)移相位”重迭。此“重置相位”是在電荷轉(zhuǎn)移尚未成功的過程中，如在取樣電容內(nèi)的電荷并沒有完全在轉(zhuǎn)移相位中被放電，用以重置取樣電容CS上所儲(chǔ)存的剩余電荷。在圖4內(nèi)所顯示的第一實(shí)施例中，可選擇的重置電路(未見于此圖中)使用外加電路(根據(jù)第三信號Φ3而工作)以在重置相位期間，將此取樣電容CS的正端連接到其負(fù)端。在圖5內(nèi)所顯示的第二實(shí)施例中，可選擇的重置電路(未見于此圖中)使用外加電路(根據(jù)第三信號Φ3而工作)以在重置相位期間將取樣電容CS的正端與負(fù)端連接起來，也就是將此電容短路。
于圖4所揭示的第一實(shí)施例及在圖5所揭示的第二實(shí)施例中，此切換電容電路需要在約略該參考時(shí)鐘周期的一半內(nèi)確定(settle)。假使某種情況下因技術(shù)困難度過高以致難以符合時(shí)序上的需求，本實(shí)施例可運(yùn)用時(shí)間交錯(cuò)“time-interleaved”取樣結(jié)構(gòu)，是根據(jù)大致二者之一因素以減輕時(shí)序上的需求。在時(shí)間交錯(cuò)取樣結(jié)構(gòu)，將對此參考時(shí)鐘在“偶周期”及“奇周期”之間進(jìn)行交替及分別地處理前述周期。
請參閱圖6，此圖式繪示將“時(shí)間交錯(cuò)(time-interleaved)”取樣技術(shù)運(yùn)用至圖4內(nèi)的第一實(shí)施例。在此實(shí)施例，切換電容回路濾波器600包含四個(gè)開關(guān)610、620、630、640、兩個(gè)取樣電容CSe及CSo、反饋電路及運(yùn)算放大器650，其中此反饋電路包含電阻R及其所串聯(lián)的電容C。此第一開關(guān)610是根據(jù)第一時(shí)序信號Φ1e而工作。此第二開關(guān)620是根據(jù)第二時(shí)序信號Φ2e而工作。此第三開關(guān)630是根據(jù)第三時(shí)序信號Φ1o而工作。此第四開關(guān)640是根據(jù)第四時(shí)序信號Φ2o而工作。這些四個(gè)時(shí)序信號皆與參考時(shí)鐘同步化。這些四個(gè)時(shí)序信號Φ1e，Φ2e，Φ1o及Φ2o定義交錯(cuò)取樣-及-轉(zhuǎn)移結(jié)構(gòu)的四個(gè)相位。這四個(gè)相位分別是偶周期取樣、偶周期轉(zhuǎn)移、奇周期取樣及奇周期轉(zhuǎn)移。于偶周期取樣相位期間，來自電荷泵浦電路的電流被連通及通過取樣電容CSe而被積分。于偶周期轉(zhuǎn)移相位期間，在取樣電容CSe所儲(chǔ)存的電荷被移轉(zhuǎn)至主動(dòng)濾波器。其中此主動(dòng)濾波器包含運(yùn)算放大器650及其所串聯(lián)的R-C反饋電路。于奇周期取樣相位期間，來自電荷泵浦電路的電流被連通及通過取樣電容CSo而被積分。于奇周期轉(zhuǎn)移相位期間，在取樣電容CSe所儲(chǔ)存的電荷被移轉(zhuǎn)至主動(dòng)回路濾波器，其中主動(dòng)濾波器包含運(yùn)算放大器650及其所串聯(lián)的R-C反饋電路。一較佳實(shí)施例，而在“偶周期取樣”及“偶周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“奇周期取樣”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“偶周期取樣”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“偶周期轉(zhuǎn)移”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間皆沒有存相位重迭的問題。在圖6顯示四個(gè)相位時(shí)鐘的時(shí)序示意圖。
一種類似相同的技術(shù)能被應(yīng)用在圖5中的實(shí)施例。請參閱圖7，將圖5中的一實(shí)施例揭示的“時(shí)間交錯(cuò)”取樣技術(shù)運(yùn)用至圖7。在圖7的實(shí)施例中，切換電容回路濾波器700包含八個(gè)開關(guān)710、720、730、740、750、760、770及780，及兩個(gè)取樣電容CSe及CSo、緩沖放大器790以及包含串聯(lián)R-C電路的回路濾波器。開關(guān)710及開關(guān)730依第一時(shí)序信號Φ1e而工作。開關(guān)720及開關(guān)740依第二時(shí)序信號Φ2e而工作。開關(guān)750及開關(guān)770依第三時(shí)序信號Φ1o而工作。開關(guān)760及開關(guān)780依第四時(shí)序信號Φ2o而工作。上述四個(gè)時(shí)序信號皆與參考時(shí)鐘同步化。這些四個(gè)時(shí)鐘Φ1e，Φ2e，Φ1o及Φ2o定義已交錯(cuò)取樣-及-轉(zhuǎn)移結(jié)構(gòu)的四個(gè)相位分別是偶周期取樣、偶周期轉(zhuǎn)移、奇周期取樣及奇周期轉(zhuǎn)移。于偶周期取樣相位期間，來自電荷泵浦電路的電流被連通及通過第一取樣電容CSe而被積分。于偶周期轉(zhuǎn)移相位期間，在取樣電容CSe所儲(chǔ)存的電荷通過電阻R而被移轉(zhuǎn)至電容C。于奇周期取樣相位期間，來自電荷泵浦電路的電流被連通及通過第二取樣電容CSo而被加總。于奇周期轉(zhuǎn)移相位期間，在此第二取樣電容CSo所儲(chǔ)存的電荷通過電阻R而被移轉(zhuǎn)至電容C。一較佳實(shí)施例中，在“偶周期取樣”及“偶周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“奇周期取樣”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“偶周期取樣”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間，或在“偶周期轉(zhuǎn)移”及“奇周期轉(zhuǎn)移”之間皆沒有存在相位重迭的問題。在圖6內(nèi)的此四個(gè)相位時(shí)鐘的時(shí)序示意圖被應(yīng)用于此實(shí)施例中。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可稍微地修正此時(shí)鐘結(jié)構(gòu)，即減少前述所提及的“電荷注入效應(yīng)”的問題。舉例來說，一種方式是將前述提及的四個(gè)新的時(shí)鐘相位Φ1eN、Φ1oN、Φ2eN及Φ2oN分別取代用于控制開關(guān)730、770、740、及780的時(shí)鐘相位Φ1e、Φ1o、Φ2e及Φ2o。時(shí)鐘Φ1eN的上升邊緣稍微地領(lǐng)先時(shí)鐘Φ1e的上升邊緣且時(shí)鐘Φ1eN的下降邊緣稍微地落后時(shí)鐘Φ1e的下降邊緣。相同類似的時(shí)關(guān)系應(yīng)用至Φ1oN及Φ1o，Φ2eN及Φ2e，Φ2oN及Φ2o。
在圖8所揭示切換電容回路濾波器330的第三實(shí)施例。在此實(shí)施例中，切換電容回路濾波器800包含三個(gè)開關(guān)810、820、830，取樣電容CS，運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器(Operational Trans-conductance Amplifier，OTA)840及電阻R及其所串聯(lián)的電容C。能將運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840的輸入電壓轉(zhuǎn)換為輸出電流的運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840有非常高的輸入阻抗及有非常高的輸出阻抗。此第一開關(guān)810依第一時(shí)序信號Φ1而工作。此第二開關(guān)820依第二時(shí)序信號Φ2而工作。此第三開關(guān)830依第三時(shí)序信號Φ3而工作。而來自三相非重迭時(shí)鐘結(jié)構(gòu)的三個(gè)信號Φ1、Φ2及Φ3亦相似于先前在第一實(shí)施例對應(yīng)的“重置時(shí)鐘”，其中三相非重迭時(shí)鐘結(jié)構(gòu)是根據(jù)參考時(shí)鐘而來。第一時(shí)序信號Φ1定義“取樣相位”。第二時(shí)序信號Φ2定義“轉(zhuǎn)移相位”。第三時(shí)序信號Φ3定義“重置相位”。如圖8所示，取樣電容CS的負(fù)端及運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840的反相輸入端皆為接地端。在另一實(shí)施例中，取樣電容CS的負(fù)端及運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840的反相輸入端皆被連接至固定DC電壓端。于取樣相位期間，Φ1為高邏輯電平；Φ2為低邏輯電平；Φ3為低邏輯電平；且開關(guān)810呈打開狀態(tài)，開關(guān)820呈關(guān)閉狀態(tài)；開關(guān)830呈關(guān)閉狀態(tài)，以及來自電荷泵浦電路的電流信號被連通及通過取樣電容CS而被加總。在轉(zhuǎn)移相位期間Φ1為低邏輯電平；Φ2為高邏輯電平；Φ3為低邏輯電平；且開關(guān)810呈關(guān)閉狀態(tài)，開關(guān)820呈打開狀態(tài)，開關(guān)830呈關(guān)閉狀態(tài)，以及運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840將跨越取樣電容CS的電壓轉(zhuǎn)換為電流及驅(qū)動(dòng)此電流至包含串聯(lián)R-C電路的濾波器。于“重置相位”期間Φ1為低邏輯電平；Φ2為低邏輯電平；Φ3為高邏輯電平；且開關(guān)810呈關(guān)閉狀態(tài)，開關(guān)820呈關(guān)閉狀態(tài)，開關(guān)830呈打開狀態(tài)，以及所儲(chǔ)存在取樣電容CS(如接地端或負(fù)電壓端)的電荷被放電。
在另一實(shí)施例中，根據(jù)時(shí)序信號Φ2而工作的可選擇第四開關(guān)(未見于圖式)可加入于運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器840的輸出端及電阻R的正端之間。因而，當(dāng)切換電容回路濾波器800不處于轉(zhuǎn)移相位時(shí)，前述的電路配置可防止電容C產(chǎn)生漏電流現(xiàn)象。
仍請參閱圖8，增加額外的電路元件可增進(jìn)回路濾波器的成效。舉例來說，外加電容分流器電路可被增加在反饋路徑。同樣地，第二組R-C電路能被增加至此運(yùn)算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器及接地點(diǎn)之間。在此實(shí)施例中，在第二組R-C電路的電阻及電容的節(jié)點(diǎn)的電壓作為用于電壓控制振蕩器的控制電壓。
前述實(shí)施例中提及的切換電容回路濾波器皆具有被集中在參考時(shí)鐘的上升邊緣的取樣相位。這是因?yàn)樵诜€(wěn)態(tài)時(shí)電流脈沖總是產(chǎn)生于參考時(shí)鐘的上升邊緣的周圍。然而，鎖相回路需要花費(fèi)一些時(shí)間以進(jìn)入穩(wěn)態(tài)狀況。根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施例，多相切換電容回路濾波器只有在穩(wěn)態(tài)期間被致能。在轉(zhuǎn)移相位期間，此切換電容電路被略過(bypass)而電荷泵浦(CP)的電流直接地通過至回路濾波器。舉例來說，于圖4內(nèi)所揭示的第一實(shí)施例中，于瞬時(shí)期間，兩相位時(shí)序信號Φ1e及Φ2e被迫處于高值。此舉，將可有效地略過取樣電容CS且使取樣電容CS無效(由于運(yùn)算放大器430的負(fù)反饋的效應(yīng)，所以取樣電容CS作為虛擬接地)及直接地將電荷泵浦的電流導(dǎo)通至主動(dòng)濾波器，其中此主動(dòng)濾波器包含被連接至配置成反相放大器的運(yùn)算放大器430，而前述反相放大器包括電阻與該電阻所串聯(lián)的電容C所組成的反饋電路。相類似的技術(shù)已在前述實(shí)施例所使用。
在圖9的一實(shí)施例中，切換電容(SC)控制器950用以產(chǎn)生可致能該切換電容電路的致能信號SC_ENABLE。此SC控制器950接收參考時(shí)鐘及根據(jù)參考信號而產(chǎn)生該致能信號SC_ENABLE。于瞬時(shí)期間，SC_ENABLE信號被設(shè)定為低，藉此禁能(disable)切換電容回路濾波器的切換電容功能，且直接地將電荷泵浦的電流導(dǎo)通至在切換電容回路濾波器內(nèi)的回路濾波器。于穩(wěn)態(tài)期間，SC_ENABLE信號被設(shè)定為高，藉此致能切換電容回路濾波器的切換電容的功能。在一實(shí)施例中，于已預(yù)定的時(shí)間內(nèi)SC_ENABLE信號是被初始設(shè)定為低，之后，設(shè)為高。在一實(shí)施例中，使用適當(dāng)?shù)闹刂糜?jì)數(shù)器且此SC_ENABLE信號被設(shè)定為低直到計(jì)數(shù)器輸出信號在重置后達(dá)到已預(yù)定值。
如在圖10內(nèi)的一實(shí)施例，切換電容回路濾波器是應(yīng)用于具相位噪聲相消的分?jǐn)?shù)式-N合成器(fractional-N synthesizer)。此分?jǐn)?shù)式-N合成器1000包含相位頻率檢測器1010，此相位頻率檢測器1010接收參考時(shí)鐘及反饋時(shí)鐘及產(chǎn)生如UP信號及DN信號此些用于表示兩種時(shí)鐘之間的相位差異的邏輯信號；電荷泵浦電路1020，其將此些邏輯信號轉(zhuǎn)換為第一電流信號；切換電容回路濾波器1030，其接收及處理第一電流信號及第二電流信號以產(chǎn)生輸出電壓；SC時(shí)鐘產(chǎn)生器1040，其根據(jù)參考時(shí)鐘而工作，用于產(chǎn)生多個(gè)時(shí)序信號以控制切換電容回路濾器1030；電壓控制振蕩器1050，其接收來自切換電容回路濾器1030的輸出電壓以及根據(jù)接收的電壓而產(chǎn)生輸出時(shí)鐘；多模除法器(multi-modulus divider，MMD)1060，其接收輸出時(shí)鐘及除降此輸出時(shí)鐘至反饋時(shí)鐘；三角積分調(diào)制器1070，其根據(jù)反饋時(shí)鐘而運(yùn)作。此三角積分調(diào)制器1070接收分?jǐn)?shù)數(shù)字α及將此分?jǐn)?shù)數(shù)字α調(diào)制至連續(xù)整數(shù)字以提供該多模除法器1060來控制多模除法器1060的除數(shù)值；相位噪聲估測電路1080，其對此分?jǐn)?shù)數(shù)字α及三角積分調(diào)制器1070的輸出值進(jìn)行處理以產(chǎn)生相位噪聲的估測值；數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1090，其根據(jù)反饋時(shí)鐘而工作，以將此相位噪聲估測值轉(zhuǎn)換成第二電流信號。電荷泵浦電路1020及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1090皆具有非常高的輸出阻抗。結(jié)果，兩者的電流輸出值通過直接連接自身的輸出節(jié)點(diǎn)而被加總。在執(zhí)行三角積分調(diào)制及對此相位噪聲進(jìn)行估測的方法已是本領(lǐng)域技術(shù)人員所知悉，故在此不在贅述。舉例來說，前述所提及的技術(shù)內(nèi)容已由作者Pamarti et al所撰寫的文章標(biāo)題“A wideband 2.4-GHz delta-sigmafractional-N PLL with 1-Mb/s in-loop modulator”及在January 2004 issueof the IEEE Journal of Solid-State Circuits出現(xiàn)。此切換電容回路濾器1030根據(jù)前述所提及的實(shí)施例可被實(shí)施。
一實(shí)施例，圖10的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1090需要在脈沖模式下運(yùn)作，其輸出電流只有在切換電容回路濾波器1030在進(jìn)行取樣相位期間才被開啟。在穩(wěn)態(tài)中，此反饋時(shí)鐘在追蹤此參考時(shí)鐘有良好的成效，即使數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1090根據(jù)參考時(shí)鐘運(yùn)作，其時(shí)序需求亦可符合。在另一實(shí)施例中，計(jì)數(shù)器用以指出鎖相回路已處于穩(wěn)態(tài)。在另一實(shí)施例中，切換電容回路濾波器1030的切換電容功能只有在穩(wěn)態(tài)期間被開啟。在另一實(shí)施例中，此相位噪聲估測電路1080及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器1090只有在穩(wěn)態(tài)期間被致能。
本發(fā)明所標(biāo)示的某些元件如開關(guān)，是用以運(yùn)作于電性連接或是不連接其它元件。開關(guān)的一實(shí)施樣態(tài)包含至少一個(gè)晶體管。此些晶體管具有運(yùn)作速度，即切換速度，而切換速度為該切換電容電路的運(yùn)作參數(shù)的一部分。
以上所述是利用較佳實(shí)施例詳細(xì)說明本發(fā)明，而非限制本發(fā)明的范圍。本領(lǐng)域技術(shù)人員皆能明了，適當(dāng)而作些微的改變及調(diào)整，仍將不失本發(fā)明的要義所在，亦不脫離本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種信號產(chǎn)生方法，該方法包含接收參考信號及反饋信號；檢測該參考信號及該反饋信號間的相位差異；依據(jù)該相位差異產(chǎn)生電流信號；使用切換電容電路來處理該電流信號，其中，該切換電容電路包含取樣電容、負(fù)載電容及多個(gè)開關(guān)；使用該切換電容電路的輸出信號，以控制可變振蕩器；使用該可變振蕩器的輸出信號，以產(chǎn)生該反饋信號；根據(jù)該參考信號以產(chǎn)生多個(gè)時(shí)序信號；以及使用該多個(gè)時(shí)序信號，以控制該切換電容電路的該多個(gè)開關(guān)。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其中該多個(gè)時(shí)序信號包含用以定義取樣相位的第一時(shí)序信號及用以定義電荷轉(zhuǎn)移相位的第二時(shí)序信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的方法，其中該取樣相位及電荷轉(zhuǎn)移相位為非重迭。
4.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的方法，其中該取樣相位幾乎被集中至該參考信號的第一邊緣。
5.根據(jù)權(quán)利要求
4所述的方法，其中該電荷轉(zhuǎn)移相位幾乎被集中至該參考信號的第二邊緣。
6.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的方法，其中該多個(gè)時(shí)序信號還包含用以定義重置相位的第三時(shí)序信號，該第三時(shí)序信號用以重置該取樣電容上所儲(chǔ)存的電荷。
7.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其中使用該多個(gè)時(shí)序信號以控制該些開關(guān)的步驟包含于取樣相位期間，允許該取樣電容積分該電流信號，及于電荷轉(zhuǎn)移相位期間，允許在該取樣電容所儲(chǔ)存的電荷被移轉(zhuǎn)至該負(fù)載電容。
8.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其中產(chǎn)生多個(gè)時(shí)序信號的步驟包含產(chǎn)生的第一時(shí)序信號、第二時(shí)序信號、第三時(shí)序信號及第四時(shí)序信號，其中該第一時(shí)序信號不會(huì)與該第二時(shí)序信號重迭，該第一時(shí)序信號不會(huì)與該第三時(shí)序信號重迭，該第二時(shí)序信號不會(huì)與該第四時(shí)序信號重迭，以及該第三時(shí)序信號不會(huì)與該第四時(shí)序信號重迭。
9.根據(jù)權(quán)利要求
8所述的方法，其中該參考信號為時(shí)鐘信號，其在偶周期及奇周期之間進(jìn)行交替；該第一時(shí)序信號幾乎被集中在該參考信號的該偶周期的邊緣；以及該第三時(shí)序信號幾乎被集中在該參考信號的該奇周期的邊緣。
10.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其中產(chǎn)生該多個(gè)時(shí)序信號的步驟包含產(chǎn)生邏輯信號，其中該邏輯信號是設(shè)定為第一值以在初始化時(shí)期禁能該切換電容電路功能，而該邏輯信號設(shè)定為第二值來致能該切換電容電路功能。
11.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其中產(chǎn)生該反饋信號的步驟還包含使用除法器以進(jìn)行除降該可變振蕩器的輸出信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求
11所述的方法，其中該除法器是多模除法器。
13.一種信號產(chǎn)生電路包含相位檢測器，用于接收參考時(shí)鐘及反饋時(shí)鐘，以及用于產(chǎn)生多個(gè)邏輯信號以表示該參考時(shí)鐘及該反饋時(shí)鐘之間的相位差異；電荷泵浦電路，用于將該多個(gè)邏輯信號轉(zhuǎn)換為電流信號；切換電容電路，其包含第一取樣電容、負(fù)載電容及分別由多個(gè)周期性控制信號所控制的多個(gè)開關(guān)，該切換電容電路將該電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；可變振蕩器，是由該電壓信號所控制，用于產(chǎn)生輸出時(shí)鐘，其中該反饋時(shí)鐘是與該輸出時(shí)鐘相對應(yīng)；以及控制產(chǎn)生器，根據(jù)由該參考時(shí)鐘，以產(chǎn)生該多個(gè)周期性控制信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求
13所述的信號產(chǎn)生電路，其中該多個(gè)周期性控制信號的周期是相同于與該參考時(shí)鐘的周期。
15.根據(jù)權(quán)利要求
14所述的信號產(chǎn)生電路，其中該多個(gè)周期性控制信號包含具有第一時(shí)序的第一控制信號及具有第二時(shí)序的第二控制信號。
16.根據(jù)權(quán)利要求
15所述的信號產(chǎn)生電路，其中該第一時(shí)序幾乎被集中至該參考時(shí)鐘的第一邊緣，及該第二時(shí)序幾乎被集中至該參考時(shí)鐘的第二邊緣。
17.根據(jù)權(quán)利要求
13所述的信號產(chǎn)生電路，其中該多個(gè)周期性控制信號包含具有第一時(shí)序的第一控制信號，具有第二時(shí)序的第二控制信號，具有第三時(shí)序的第三控制信號，及具有第四時(shí)序的第四控制信號。
18.根據(jù)權(quán)利要求
17所述的信號產(chǎn)生電路，其中該第一時(shí)序及該第三時(shí)序的周期實(shí)質(zhì)上二倍于該參考時(shí)鐘的周期且其工作周期接近于幾乎25％。
19.根據(jù)權(quán)利要求
17所述的信號產(chǎn)生電路，其中該第二時(shí)序及該第四時(shí)序的周期實(shí)質(zhì)上二倍于該參考時(shí)鐘的周期且其工作周期接近于50％。
20.根據(jù)權(quán)利要求
13所述的信號產(chǎn)生電路，其中該多個(gè)周期性控制信號包含具有第一時(shí)序的第一控制信號，及具有第二時(shí)序的第二控制信號。
21.根據(jù)權(quán)利要求
20所述的信號產(chǎn)生電路，其中在該第一時(shí)序上該取樣電容將該電流信號積分，以及在該第二時(shí)序上該取樣電容將電荷轉(zhuǎn)移到該負(fù)載電容。
22.根據(jù)權(quán)利要求
13所述的信號產(chǎn)生電路，還包含反饋電路，用于接收該輸出時(shí)鐘并提供該反饋時(shí)鐘予該相位檢測器；其中該反饋電路包含多模除法器，將該輸出時(shí)鐘除降至該反饋時(shí)鐘；三角積分調(diào)制器，根據(jù)該反饋時(shí)鐘而運(yùn)作，該調(diào)制器用于接收分?jǐn)?shù)數(shù)字及將該分?jǐn)?shù)數(shù)字調(diào)制成連續(xù)整數(shù)數(shù)字，且該連續(xù)整數(shù)數(shù)字被連續(xù)地使用以控制該多模除法器的除數(shù)值；相位噪聲估測電路，使用該連續(xù)整數(shù)數(shù)字作為該除數(shù)值的該分?jǐn)?shù)數(shù)字，以產(chǎn)生相位噪聲的估測值；以及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，用于將該相位噪聲估測值轉(zhuǎn)換為第二電流信號，其中，該第二電流信號與該電流信號加總后輸入到該切換電容電路。
專利摘要
本發(fā)明揭露一種切換電容回路濾波器，用于信號產(chǎn)生電路，例如鎖相回路(PLL)中。此切換電容器電路以多相位方式運(yùn)作，其包含至少兩非重迭的相位取樣相位及轉(zhuǎn)移相位。在此取樣相位期間，一電流代表此鎖相回路的參考時(shí)鐘以及反饋時(shí)鐘之間的相位差異，且此電流是通過取樣電容進(jìn)行積分。在于轉(zhuǎn)移相位期間，儲(chǔ)存于此取樣電容上的電荷被轉(zhuǎn)移至負(fù)載電容器。
文檔編號H03L7/093GK1992527SQ200610163626
公開日2007年7月4日 申請日期2006年12月1日
發(fā)明者林嘉亮, 周格至, 管繼孔 申請人:瑞昱半導(dǎo)體股份有限公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan