本發(fā)明屬于雷達探測技術(shù)領域，特別涉及一種綜合的動目標檢測濾波器設計方法，適用于雜波抑制過程中濾波器個數(shù)多的濾波器設計。

背景技術(shù)：

雜波抑制是雷達信號處理中的重要內(nèi)容，在雜波抑制方法中，動目標顯示(MTI)和動目標檢測(MTD)是比較常用的方法，利用運動目標回波和雜波在頻譜上的區(qū)別，采用最佳濾波原理，從而有效的抑制雜波和提取有效信號；MTI是采用準最優(yōu)濾波處理，MTD采用最優(yōu)濾波處理；相比較MTI對消器濾波器，MTD是通過多個帶通濾波器組成的濾波器組來對雷達回波進行處理和檢測，所以在雜波較強，目標較弱的情況下常采用MTD濾波器組進行處理；MTD濾波器組的設計方法分三類：第一類采用離散傅里葉變換(DFT)濾波器組，第二類采用MTI級聯(lián)DFT濾波器組，第三類采用有限長脈沖響應(FIR)濾波器組來實現(xiàn)。

采用第一種方法獲得的濾波器在零頻附近沒有零陷，不能有效的抑制地雜波，使得檢測性能受到影響，第二種方法可以利用MTI進行濾波處理，可以抑制地雜波，但該方法又受到FFT個數(shù)和MTI濾波器頻率響應的調(diào)制，同時，MTI是帶阻濾波器，所用的脈組數(shù)目較少，此時的過渡帶比較寬，對于零頻附近的目標的檢測有損失；第三種方法利用FIR得到的濾波器可以靈活地設計濾波器的權(quán)系數(shù)，產(chǎn)生一組帶通濾波器，使得在零頻附近有比較好的零陷，同時，對于低速運動目標有比較好的檢測，但它的運算量非常大。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對以上現(xiàn)有技術(shù)存在的不足，本發(fā)明的目的在于提出一種綜合的動目標檢測濾波器設計方法，該種綜合的動目標檢測濾波器設計方法是一種在整個通道內(nèi)綜合利用MTI級聯(lián)FFT方法和FIR的設計方法，其中對于地雜波附近的帶通濾波器組，采用有限長脈沖FIR設計濾波器，而另一部分的帶通濾波器組則采用MTI級聯(lián)FFT的方法設計得到；同時對于有限長脈沖FIR設計濾波器，考慮到權(quán)因子的共軛對稱性及共軛反對稱性，并且自身中心對稱性來設計簡化的FIR算法，此時的運算量將為原來傳統(tǒng)運算量的1/4；整個濾波通道充分發(fā)揮各自的優(yōu)點，從而使得濾波器的性能盡量達到最優(yōu)。

為達到上述技術(shù)目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)。

一種綜合的動目標檢測濾波器設計方法，包括以下步驟：

步驟1，獲取雷達回波信號，所述雷達回波信號包含N'個脈沖數(shù)據(jù)，并設定動目標檢測濾波器階數(shù)為N；

將雷達回波信號包含的N'個脈沖數(shù)據(jù)記為雷達回波數(shù)據(jù)矢量x；N'、N分別為大于0的正整數(shù)；

步驟2，根據(jù)設定的動目標檢測濾波器個數(shù)為N，分別確定采用簡化有限長脈沖FIR方法設計的FIR濾波器個數(shù)為2M，同時確定采用動目標顯示級聯(lián)快速傅里葉變換方法設計的MTI級聯(lián)FFT的濾波器個數(shù)為N-2M，

步驟3，對前M個濾波器和后M個濾波器分別采用有限長脈沖FIR方法，進而得到2M個FIR濾波器對應的輸出頻率響應；其中前M個濾波器為N個濾波器中第1個濾波器至第M個濾波器，后M個濾波器為N個濾波器中第N-M+1個濾波器至第N個濾波器；

步驟4，對中間的N-2M個濾波器分別采用動目標顯示MTI級聯(lián)FFT的濾波器的設計方法，進而得到N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應；其中中間的N-2M個濾波器為N個濾波器中第M+1個濾波器至第N-M個濾波器；

步驟5，最終得到整個脈沖重復周期內(nèi)的動目標檢測濾波器組，所述整個脈沖重復周期內(nèi)的動目標檢測濾波器組包含N個濾波器，其中前M個濾波器和后M個濾波器分別為FIR濾波器，且前M個FIR濾波器和后M個FIR濾波器分別為2M個FIR濾波器對應的輸出頻率響應中間的N-2M個濾波器分別為N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應。

本發(fā)明的有益效果：

本發(fā)明方法是在設計濾波器組的過程中，在地雜波附近的濾波器組采用FIR的設計方法，使得在這個區(qū)域的脈沖頻率響應有高的主瓣和低的副瓣及深的零陷，在中間頻段的濾波器組采用MTI級聯(lián)FFT的設計方法，使得這個頻率范圍內(nèi)的濾波器有少的運算量，且能比較好的檢測目標；同時，在設計FIR濾波器組的同時，考慮到權(quán)因子的共軛對稱和共軛反對稱性特性，能夠簡化在整個脈沖重復周期內(nèi)的權(quán)因子值，在設計濾波器的過程中，根據(jù)權(quán)值的特性，濾波器的設計只需要計算前一半的濾波器組，后一半的濾波器組輸出能夠通過前一半的輸出而得到，使得本發(fā)明種方法能夠適當減少FIR濾波器的運算量，從而使得最終得到的濾波器組有比較好的濾波效果，且能有效減少運算量。

附圖說明

下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明作進一步詳細說明。

圖1為本發(fā)明一種綜合的動目標檢測濾波器設計方法實現(xiàn)框圖；其中，MTI級聯(lián)FFT為動目標顯示級聯(lián)離散傅里葉變換濾波器，F(xiàn)IR濾波器為有限長脈沖響應濾波器組；

圖2為采用MTI設計方法得到的濾波器示意圖；

圖3為采用FIR設計方法得到的濾波器組示意圖；

圖4為采用MTI級聯(lián)FFT設計方法得到的濾波器組示意圖；

圖5為濾波器個數(shù)不同時采用MTI級聯(lián)FFT設計方法分別得到的濾波器組示意圖；

圖6為采用本發(fā)明方法得到的濾波器組示意圖。

具體實施方式

參照圖1，為本發(fā)明一種綜合的動目標檢測濾波器設計方法的實現(xiàn)框圖；所述綜合的動目標檢測濾波器設計方法，具體包括以下步驟：

步驟1，獲取雷達回波信號，所述雷達回波信號包含N'個脈沖數(shù)據(jù)，并設定動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為N；雷達回波信號包含的脈沖數(shù)據(jù)個數(shù)與設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)相同；N'、N分別為大于0的正整數(shù)。

將雷達回波信號包含的N'個脈沖數(shù)據(jù)記為雷達回波數(shù)據(jù)矢量x，x＝[x₁,x₂,…,x_n,…,x_N']^T，n∈{1,2,…,N'}，x_n為雷達回波信號中的第n個脈沖數(shù)據(jù)，上標T表示轉(zhuǎn)置操作，N'為雷達回波信號包含脈沖數(shù)據(jù)個數(shù)。

步驟2，根據(jù)設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為N，分別確定采用簡化有限長脈沖FIR方法設計的FIR濾波器個數(shù)為2M，同時相應確定采用動目標顯示MTI級聯(lián)快速傅里葉變換FFT方法設計的MTI級聯(lián)FFT的濾波器個數(shù)為N-2M，

具體地，考慮到此時采用有限長脈沖FIR設計濾波器的目的在于彌補動目標顯示MTI級聯(lián)快速傅里葉變換FFT的設計方法在地雜波附近的雜波抑制性能差，以及對于低速目標檢測性能差的不足，因此在整個脈沖重復周期內(nèi)，處于零頻處的濾波器和處于脈沖重復頻率Fr處的濾波器分別為采用有限長脈沖FIR方法設計的濾波器，所以采用有限長脈沖FIR方法設計的濾波器個數(shù)由動目標顯示MTI級聯(lián)快速傅里葉變換FFT的設計方法在低頻處的不足來確定；經(jīng)實驗驗證，一般選取動目標顯示MTI級聯(lián)快速傅里葉變換FFT的設計方法得到的濾波器個數(shù)為N/3，進而得到在整個脈沖重復周期內(nèi)，前M個濾波器和后M個濾波器分別采用有限長脈沖FIR的設計方法得到，中間的N-2M個濾波器采用動目標顯示MTI級聯(lián)快速傅里葉變換FFT的設計方法得到。

步驟3，對前M個濾波器和后M個濾波器分別采用簡化有限長脈沖FIR方法，進而得到2M個FIR濾波器對應的輸出頻率響應；其中前M個濾波器為N個濾波器中第1個濾波器至第M個濾波器，后M個濾波器為N個濾波器中第N-M+1個濾波器至第N個濾波器。

具體地，假設FIR濾波器包含N個端頭和N-1跟延遲線，且每根延遲線的延遲時間為脈沖重復周期Tr，Tr＝1/Fr，第k個FIR濾波器輸出端頭的加權(quán)因子為w_k，其表達式為：w_k＝R_in^-1a^*(f_k)，k∈{1,2,…,N}，R_in為N×N維雜波加噪聲協(xié)方差矩陣，其具有共軛對稱性質(zhì)；R_in＝R_N+σ_n²I_N，R_N為N×N維雜波協(xié)方差矩陣，I_N為N×N維單位矩陣，σ_n²為噪聲功率；上標-1表示求逆操作，上標*表示取共軛操作，f_k表示第k個濾波器的中心頻率，f_k＝k/N；a(f_k)表示第k個FIR濾波器的導頻矢量，

上標T表示轉(zhuǎn)置操作；Tr表示脈沖重復周期，且脈沖重復周期取值與每根延遲線的延遲時間相同。

此時，將第k個FIR濾波器中N個端頭的權(quán)因子記為其表達式為：

w_ki表示第k個FIR濾波器中第i個端頭的權(quán)因子值，k∈{1,2,…,N}，d∈{1,2,…,N}；N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)，且設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)取值與每個FIR濾波器包含的端頭個數(shù)相同。

當改變每一個FIR濾波器的導頻矢量形式時，并不影響運算結(jié)果，進而得到第k個FIR濾波器的優(yōu)化導頻矢量

f_k表示第k個濾波器的中心頻率，Tr表示脈沖重復周期。

若設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為偶數(shù)，則計算第k個FIR濾波器的優(yōu)化導頻矢量為：

進而計算得到第k個FIR濾波器中N個端頭的權(quán)因子為：

k∈{1,2,…,N}，d∈{1,2,…,N}，j'∈{1,2,…,N/2}，w_ki表示第k個FIR濾波器中第i個端頭的權(quán)因子值，w_kj'表示第k個FIR濾波器中第j'個端頭的權(quán)因子值，N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)，上標*表示取共軛操作。

又因為當k取1至N時，對應的每一個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子分別滿足共軛反對稱，進而計算得到第N-k+1個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子其表達式為：

k∈{1,2,…,N}，d∈{1,2,…,N}，j'∈{1,2,…,N/2}，w_(N+k-1)i為第N+1-k個FIR濾波器中第i個端頭的權(quán)因子值，w_kj'表示第k個FIR濾波器中第j'個端頭的權(quán)因子值，N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)，上標*表示取共軛操作。

則采用第k個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子對雷達回波數(shù)據(jù)矢量x進行濾波，得到經(jīng)過第k個FIR濾波器后的雷達回波數(shù)據(jù)矢量y_k，其表達式為：

其中，k∈{1,2,…,N}，l∈{1,2,…,N/2}，w_klr為w_kl的實部，w_kli為w_kl的虛部，x_l為雷達回波信號中的第l個脈沖數(shù)據(jù)，x_N+1-l為雷達回波信號中的第N+1-l個脈沖數(shù)據(jù)，x_lr為x_l的實部，x_li為x_l的虛部，x_(N+1-l)r為x_N+1-l的實部，x_(N+1-l)i為x_N+1-l的虛部，w_kl為第k個FIR濾波器中第l個端頭的權(quán)因子值，j表示虛數(shù)單位。

又采用第N-k+1個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子對雷達回波數(shù)據(jù)矢量x進行濾波，得到經(jīng)過N-k+1個FIR濾波器后的雷達回波數(shù)據(jù)矢量y_N+1-k，其表達式為：

其中，w_(N-k+1)li為w_(N-k+1)l的虛部，w_(N-k+1)lr為w_(N-k+1)l的實部，w_(N-k+1)l為第N-k+1個FIR濾波器中第l個端頭的權(quán)因子值。

若設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為奇數(shù)，則第k個FIR濾波器的優(yōu)化導頻矢量為：

進而計算得到第k個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子為：

k∈{1,2,…,N}，w_ki'表示第k個FIR濾波器中第i'個端頭的權(quán)因子值，N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)，上標*表示取共軛操作。

又因為當k取1至N時，對應得到的每一個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子分別滿足共軛對稱，進而計算得到第N-k+1個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子其表達式為：

k∈{1,2,…,N}，w_ki'為第k個FIR濾波器中第i'個端頭的權(quán)因子值，N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)，上標*表示取共軛操作。

則采用第k個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子對雷達回波數(shù)據(jù)矢量x進行濾波，得到經(jīng)過第k個FIR濾波器后的雷達回波數(shù)據(jù)矢量y_k，其表達式為：

其中，k∈{1,2,…,N}，為第k個FIR濾波器中第個端頭的權(quán)因子值,為雷達回波信號中的第個脈沖數(shù)據(jù)，w_ki'r為w_ki'的實部，w_ki'i為w_ki'的虛部，w_ki'為第k個FIR濾波器中第i'個端頭的權(quán)因子值，x_N+1-i'為雷達回波信號中的第N+1-i'個脈沖數(shù)據(jù)，x_i'r為x_i'的實部，x_i'i為x_i'的虛部，x_i'為雷達回波信號中的第i'個脈沖數(shù)據(jù)，x_(N+1-i')r為x_N+1-i'的實部，x_(N+1-i')i為x_N+1-i'的虛部，x_N+1-i'為雷達回波信號中的第N+1-i'個脈沖數(shù)據(jù)j表示虛數(shù)單位。

又采用第N-k+1個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子對雷達回波數(shù)據(jù)矢量x進行濾波，得到經(jīng)過N-k+1個FIR濾波器后的雷達回波數(shù)據(jù)矢量y_N+1-k，其表達式為：

其中，為第k個FIR濾波器中第個端頭的權(quán)因子值,為雷達回波信號中的第個脈沖數(shù)據(jù)，上標*表示求共軛操作，w_(N-k+1)i'i為w_(N-k+1)i'的虛部，w_(N-k+1)i'r為w_(N-k+1)i'的實部，w_(N-k+1)i'為第N-k+1個FIR濾波器中第i'個端頭的權(quán)因子值，N表示設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)。

定義每個FIR濾波器的輸出頻率響應為對應FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子與FIR濾波器的輸入數(shù)據(jù)x(f)的乘積，x(f)＝[1,e^j2πfTr,e^j2π2fTr,…,e^j2π(N-1)fTr]^T，f為多普勒頻率，上標T表示轉(zhuǎn)置操作；且每一個FIR濾波器的輸入數(shù)據(jù)分別相同；因此計算得到第l'個FIR濾波器的輸出頻率響應H_l'(f)，l'∈{1,2,…,M,N-M+1,N-M+2,…,N}。

依次令l'分別取1至M，以及令l'分別取N-M+1至N，分別得到第1個FIR濾波器的輸出頻率響應H₁(f)至第M個FIR濾波器的輸出頻率響應H_M(f)，以及第N-M+1個FIR濾波器的輸出頻率響應H_N-M+1(f)至第N個FIR濾波器的輸出頻率響應H_N(f)，并記為2M個FIR濾波器對應的輸出頻率響應

其中，設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為偶數(shù)時對應的每一個FIR濾波器的優(yōu)化加權(quán)因子分別滿足共軛反對稱，因此只需按照(1—6)分別計算出第1個FIR濾波器的輸出頻率響應至第M個FIR濾波器的輸出頻率響應，記錄并保存每一個權(quán)因子和回波數(shù)據(jù)乘積值，而第N-M+1個FIR濾波器的輸出頻率響應至第N個FIR濾波器的輸出頻率響應l'∈{N-M+1,N-M+2,…,N}的頻率響應通過式(1-7)，只需對前M個保存的乘積值進行適當?shù)募訙p變換即可；同樣，設定的動目標檢測MTD濾波器個數(shù)為奇數(shù)時，按照(1—11)分別計算出第1個FIR濾波器的輸出頻率響應至第M個FIR濾波器的輸出頻率響應，記錄并保存每一個權(quán)因子和回波數(shù)據(jù)乘積值，而第N-M+1個FIR濾波器的輸出頻率響應至第N個FIR濾波器的輸出頻率響應l'∈{N-M+1,N-M+2,…,N}的頻率響應通過式(1-12)，只需對前M個保存的乘積值進行適當?shù)募訙p變換即可得到。

通過分析可以得到N個濾波器的權(quán)因子是中心對稱的，即第k個濾波器的權(quán)因子和第N-k-1個濾波器的權(quán)因子具有共軛對稱或共軛反對稱特性。所以，在設計濾波器的過程中，通過對權(quán)矢量形式的轉(zhuǎn)換，能夠有效地減少每個濾波器的運算量。具體步驟就是在設計濾波器的過程，計算前一半的濾波器輸出，并記錄權(quán)因子與輸入數(shù)據(jù)的實部虛部乘積的計算結(jié)果并保存，然后對于后一半的濾波器輸出只需要通過前一半濾波器計算的保存結(jié)果值進行新的加減組合，就能比較簡單的得到后一半濾波器的輸出。所以，只要計算出前一半濾波器對雷達回波數(shù)據(jù)的濾波輸出，后一半濾波器的輸出則可以通過前一半濾波器的輸出轉(zhuǎn)換得到。

所以在采用FIR的設計方法設計濾波器時，考慮到前M個和后M個濾波器的權(quán)因子正好符合共軛對稱和共軛反對稱特性，所以只需設計出前M個濾波器，后M個濾波器通過前M個濾波器的輸出值來直接得到。

步驟4，對中間的N-2M個濾波器分別采用MTI級聯(lián)FFT的濾波器的設計方法，進而得到N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應；其中中間的N-2M個濾波器為N個濾波器中第M+1個濾波器至第N-M個濾波器。

具體地，對于采用MTI的權(quán)系數(shù)，通過特征矢量法得到，即MTI的權(quán)系數(shù)由雜波協(xié)方差矩陣的最小特征值所對應的特征向量構(gòu)成；確定R為C×C維雜波協(xié)方差矩陣，C為大于0的整數(shù)；所述C×C維雜波協(xié)方差矩陣，其表達式為：

將第m個雜波和第n個雜波的相關函數(shù)記為r_mn，m∈{1,2,…,C}，n∈{1,2,…,C}，σ²為地雜波功率譜方差，為地雜波功率；本實施例中根據(jù)MTI原理及實際需求取C＝4。

計算C×C維雜波協(xié)方差矩陣R的最小特征值對應的特征向量，并將所述特征向量作為MTI的權(quán)因子w，因此計算得到MTI濾波器的頻率響應H₁(f)，H₁(f)＝w^Ha₁(f)，a₁(f)為MTI濾波器的輸入數(shù)據(jù)，a₁(f)＝[1,e^j2πfTr,e^j2π2fTr,e^j2π3fTr]^T，f為多普勒頻率，上標H表示共軛轉(zhuǎn)置操作，上標T表示轉(zhuǎn)置操作。

計算得到第b個FFT濾波器的頻率響應為H_b(f)，H_b(f)＝w_b^Ha(f)，a(f)為FFT濾波器的輸入數(shù)據(jù)，a(f)＝[1,e^j2πfTr,e^j2π2fTr,…,e^j2π(N-1)fTr]^T，f為多普勒頻率，上標T表示轉(zhuǎn)置操作；w_b為第b個FFT濾波器的權(quán)因子，w_b＝[1,e^-j2πb/NTr,e^j2π2b/NTr,…,e^{j2π(N-1)b/NTr}]，b∈{M+1,M+2,…,N-M}。

進而計算得到第b'個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應為H_b'(f)，

H_b'(f)＝H₁(f)H_b(f)，b'∈{M+1,M+2,…,N-M}。

令b'分別取M+1至N-M，分別得到第M+1個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應H_M+1(f)至第N-M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應H_N-M(f)，并記為N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應；其中，F(xiàn)FT濾波器的頻率響應個數(shù)與MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應個數(shù)相同，且一一對應。

步驟5，最終得到整個脈沖重復周期內(nèi)的濾波器組，所述整個脈沖重復周期內(nèi)的濾波器組包含N個濾波器，其中前M個濾波器和后M個濾波器分別為FIR濾波器，且前M個FIR濾波器和后M個FIR濾波器分別采用步驟3提出的簡化FIR設計方法分別得到2M個FIR濾波器對應的輸出頻率響應中間的N-2M個濾波器分別采用步驟4提出的MTD級聯(lián)FFT的濾波器設計方法分別得到N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器的頻率響應。

其中，結(jié)合得到的2M個FIR濾波器和N-2M個MTI級聯(lián)FFT的濾波器，將最終確定在整個脈沖重復周期的濾波器組，此時的濾波器組將體現(xiàn)出在整個頻帶范圍內(nèi)濾波效果佳的優(yōu)點和運算量少的特點。

算法分析

假設脈沖重復周期內(nèi)有N個帶通濾波器組。它的前M個濾波器和后M個濾波器采用FIR的設計方法，中間N-2M(N>2M)個濾波器組采用MTI級聯(lián)FFT的設計方法，且MTI的權(quán)值采用特征矢量法獲得。

分析得到，直接計算FIR濾波器結(jié)果時，傳統(tǒng)的方法計算出所有通道的濾波器輸出需要2NM次復數(shù)乘法和2M(N-1)次復數(shù)加法，對應的實數(shù)乘法次數(shù)和實數(shù)加法次數(shù)分別為4(2NM)和2×2M(N-1)；采用簡化后的FIR濾波器算法計算出所有通道的濾波器輸出需要2NM次實數(shù)乘法和5M(N-1)次實數(shù)加法。所以，很明顯可以看出此時的運算量相比簡化之前，減少了將近1/4，運算量得到比較好的改善。

對于中間的N-2M(N>2M)個濾波器組采用MTI級聯(lián)FFT的方式，采用FFT算法(N＝2ⁿ)需要nN/2次復數(shù)乘法和nN次復數(shù)加法，將比較FIR的運算量又得到極大的改善。

通過分析可以發(fā)現(xiàn)采用綜合算法設計整個濾波器的計算量相比較傳統(tǒng)的FIR設計方法將減少的更多，既包括簡化FIR設計算法，又包括FFT算法所減少的運算量。因此，該綜合算法對于實際設計中的運算量起到非常重要的作用。

通過以下仿真實驗對本發(fā)明效果作進一步驗證說明。

(一)算法驗證

假設一個128階的濾波器，通過兩種FIR算法來進行設計，對于它們的運算量進行計算對比。

采用原來傳統(tǒng)的FIR算法，在對輸入回波數(shù)據(jù)進行處理時，它需要進行的復數(shù)乘法為16384次，需要的復數(shù)加法為16256次.對應的實數(shù)乘法為65536次，需要的實數(shù)加法為32512次；而對于采用權(quán)系數(shù)轉(zhuǎn)換的簡化算法，設計濾波器的過程中需要的實數(shù)乘法為16384次，實數(shù)加法為40960次。

通過數(shù)據(jù)可以明顯的看出簡化算法的運算量減小為原來的1/4，在設計的過程中，可以采用該方法來簡化FIR濾波器的運算量。

對于綜合的設計方法，對于128階的濾波器，經(jīng)過分析，在設計過程中前20個和后20個濾波器簡化的FIR設計方法，中間88個濾波器采用MTI級聯(lián)FFT(FFT的個數(shù)n＝7)的設計方法。

經(jīng)計算分析得出，采用本發(fā)明方法需要的實數(shù)乘法為6912次，實數(shù)加法為14492次，并且本發(fā)明方法相比較傳統(tǒng)的FIR的運算量降低了將近1/9；可見，本發(fā)明方法能夠有效的減少運算量。

(二)設計舉例

仿真條件：本發(fā)明仿真實驗中軟件仿真平臺為MATLAB R2010a；下面給出相關的設計實例，以此來驗證基于該方法的MTD濾波器設計方法的有效性。

假設MTD的濾波器個數(shù)N＝20，脈沖重復頻率為1000HZ，地物雜波譜的方差為4HZ，地雜波功率為10⁶；采用不同的設計方法繪制它的濾波器頻率響應。

仿真內(nèi)容及結(jié)果：

仿真分析：本仿真實驗用于驗證本發(fā)明方法和傳統(tǒng)方法設計的濾波器組性能的差異，在上述條件下，MTI濾波器的個數(shù)為4，即對4個雷達回波數(shù)據(jù)進行MTI濾波處理；然后采用不同的設計方法對20階濾波器進行設計，得到的濾波器頻率響應；圖2為采用MTI設計方法得到的濾波器示意圖，即為只采用MTI的設計方法得到的濾波器頻率響應；圖3為采用FIR設計方法得到的濾波器組示意圖，即為只采用FIR方法設計得到的濾波器頻率響應；圖4為采用MTI級聯(lián)FFT設計方法得到的濾波器組示意圖，即為采用MTI級聯(lián)FFT方法得到的濾波器頻率響應；圖5為濾波器個數(shù)不同時采用MTI級聯(lián)FFT設計方法分別得到的濾波器組示意圖，即為采用MTI級聯(lián)FFT方法得到的30階的濾波器頻率響應；圖6為采用本發(fā)明方法得到的濾波器組示意圖，即為采用本發(fā)明方法得到的濾波器頻率響應(此時得到的濾波器的前三個和后三個濾波器采用FIR方法設計)。

首先通過圖4和圖5的對比可以明顯看出MTI級聯(lián)FFT方法設計的濾波器在零頻附近有比較差的性能，對于低速目標的檢測性能有損失，且通過不能個數(shù)的濾波器組，并且能夠得到地雜波附近性能不佳的濾波器個數(shù)約占整個濾波器組數(shù)的1/3，通過仿真也驗證所選N/3個FIR方法設計的濾波器個數(shù)的有效性。

通過仿真結(jié)果的三組圖像進行分析可以看出：由圖3得到只采用FIR方法設計得到的濾波器，其在低頻處有比較好的抑制效果，在中間頻段也有比較好的帶通效果。

由圖4得到只采用MTI級聯(lián)FFT方法設得到的濾波器組，它在低多普勒頻率處的濾波器組其性能不佳，中間頻段的濾波器組有比較好的帶通濾波性能。

由圖6得到對于采用綜合方法設計的濾波器組，它在低多普勒頻率表現(xiàn)出FIR濾波器的優(yōu)點，在這個頻段有比較好的濾波效果，同時在中間頻段展現(xiàn)出好的雜波抑制效果，由于這個頻段采用的MTI級聯(lián)FFT方法，運算量相比較FIR濾波器設計又有明顯減少。

通過對比分析可以看出，該方法即體現(xiàn)出FIR濾波器在地雜波附近好的雜波抑制效果，且對低速目標好的檢測，又體現(xiàn)出MTI級聯(lián)FFT運算量少的優(yōu)點，驗證了該方法的可行性。

綜上可知，本發(fā)明方法設計的濾波器有比較好的雜波抑制性能，且具有比較少的運算量，能夠用于雷達系統(tǒng)內(nèi)的雜波抑制，并且仿真實驗驗證了本發(fā)明的正確性，有效性和可靠性。

顯然，本領域的技術(shù)人員可以對本發(fā)明進行各種改動和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍；這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動和變型在內(nèi)。