專利名稱：具有高線性度的正交振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于產(chǎn)生同相信號(hào)和正交信號(hào)的振蕩器電路、以 及一種用于控制同相信號(hào)和正交信號(hào)的振蕩頻率的方法。
背景技術(shù)：
高頻壓控振蕩器(vco)廣泛地用于集成電路中，其范圍可以從
高數(shù)據(jù)速率光通信中的時(shí)鐘恢復(fù)到無線通信中的頻率合成器。可以利
用變?nèi)荻O管來實(shí)現(xiàn)對這些vco的頻率調(diào)諧。
IQ (同相/正交)振蕩器是用于射頻(RF)收發(fā)機(jī)的重要構(gòu)件塊。 例如，當(dāng)在IQ下變頻器中和在數(shù)據(jù)和時(shí)鐘恢復(fù)(DCR)單元的發(fā)射 機(jī)部分中需要正交信號(hào)時(shí)，極少的解決方案可應(yīng)用。傳統(tǒng)技術(shù)是基于 產(chǎn)生雙頻頻率的信號(hào)隨后2分頻。然而，該技術(shù)由于獲得雙倍RF頻 率的振蕩器、分頻器和緩沖器方面的技術(shù)限制和困難而受到制約。高 頻遇到的另一問題在于變?nèi)菘蛊骱完P(guān)聯(lián)的寄生電容的品質(zhì)因子，這使 有效的調(diào)諧范圍減小。確保該頻率處的可保持性是非常困難的任務(wù)。 基于變?nèi)菘蛊鞯娜魏谓鉀Q方案將受到這些因素的制約。
另一可能性在于，利用具有多相濾波器(polyphase filters)的單 相振蕩器或使用了相減和相加的Weaver技術(shù)來產(chǎn)生正交信號(hào)。然而， 在高頻下也不能應(yīng)用這些解決方案。高頻加法器、減法器、限幅器和 移相器難以實(shí)現(xiàn)。良好的^/2移相器難以在這些頻率上實(shí)現(xiàn)，并且寬 帶加法器和減法器以及限幅器也由于難以實(shí)現(xiàn)而不在討論之列。如果 以LC部分實(shí)現(xiàn)，對于多相濾波器也是如此。
例如，在US 6,188,292中討論了一種可能的解決方案，其中，提 出了一種基于耦合的IQ振蕩器。以環(huán)形拓?fù)鋪眈詈系谝缓偷诙潭?頻率的LC振蕩器，從而產(chǎn)生可變頻率輸出。通過改變兩個(gè)振蕩器之
間的耦合來實(shí)現(xiàn)頻率變化?？梢酝ㄟ^使用可變電流或電壓源來改變耦
合。這種已知的IQ振蕩器在低頻上工作良好，但是由于LC諧振(LC tank)所預(yù)期的大寄生電容而導(dǎo)致在幾GHz的較高頻率上不能正確工 作。事實(shí)上，電感器將具有兩個(gè)并聯(lián)的柵極-源極電容，這限制了較高 頻率上的正確操作。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種改進(jìn)的IQ振蕩器電路，甚至在高 頻上也不需要任何變?nèi)菘蛊鞑⒕哂懈呔€性度。
該目的通過如權(quán)利要求1所述的振蕩器電路和如權(quán)利要求12所述 的方法來實(shí)現(xiàn)。
因此，所提出的解決方案基于兩個(gè)實(shí)質(zhì)上相同的振蕩器裝置或部 分，包括差分振蕩器部分和差分耦合部分。振蕩器頻率的變化可以通 過控制振蕩器和耦合部分的共模電流和/或尾電流來實(shí)現(xiàn)。具體地，可 以在耦合和振蕩器部分中差分地控制和改變尾電流。在這兩種情況下， 可以獲得線性調(diào)諧特性。因而振蕩器不需要變?nèi)菘蛊骱?或切換的電 容，從而可以在非常高的頻率上實(shí)現(xiàn)完全一體化(integrations
第一和第二差分振蕩器電路每個(gè)均可以包括差分科爾皮茲 (Colpitts)型振蕩器。這些第一和第二差分科爾皮茲型振蕩器每個(gè)均 可以包括第一差分晶體管級作為用于組合第二差分晶體管級的尾電流 的下級(under-stage)。因此，僅獲得了一個(gè)將噪聲注入LC諧振中的噪 聲源，而不是電流發(fā)生器在差分科爾皮茲型振蕩器的兩個(gè)分支中的傳 統(tǒng)電路的兩個(gè)不相關(guān)的噪聲源。
差分耦合電路可以包括與第一差分晶體管級并聯(lián)連接的第三差分 晶體管級。然后，可以在形成了第一和第二差分振蕩器電路的諧振電 路線圈的共模點(diǎn)的偏置點(diǎn)處連接第二差分晶體管級的晶體管的相應(yīng)控 制端。該偏置點(diǎn)可以經(jīng)由共模電阻器與供電電壓相連。該措施提供了 以下優(yōu)點(diǎn)偏置點(diǎn)具有來自電源的一些抑制(rejection),以及由于共 模電阻器和線圈的存在而導(dǎo)致振蕩器與電源相隔離。
頻率控制裝置可以被配置成差分地改變第一和第二差分耦合電路
的尾電流。具體地，頻率控制裝置可以被配置成經(jīng)由調(diào)諧電阻器將調(diào) 諧電壓應(yīng)用于第一和第二差分耦合電路晶體管的相應(yīng)發(fā)射極端。這種 差分調(diào)諧具有多個(gè)優(yōu)點(diǎn)，尤其在鎖相環(huán)(PLL)配置中。例如，可以 顯著地降低對于共模信號(hào)和電源變化的一階靈敏度。
此外，第一和第二差分耦合電路可以與相應(yīng)的緩沖電路連接，用 于連接第一和第二振蕩器裝置。這些緩沖電路可以通過相應(yīng)的電流源
進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，這些電流源可以產(chǎn)生第一和第二振蕩器裝置尾電流值的1.5
倍的電流。
此外，可以提供相位調(diào)節(jié)電路用于將第一和第二振蕩器裝置的相 應(yīng)輸出端連接以提供相位匹配。因此，可以防止相位正交關(guān)系的削弱。 在從屬權(quán)利要求中限定了其它有利的修改。


現(xiàn)在將參照附圖，基于優(yōu)選實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行描述。
圖l示出了實(shí)現(xiàn)了根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的振蕩器電路的收發(fā)機(jī)
電路的示意框圖2示出了耦合振蕩器電路的示意框圖3示出了科爾皮茲型振蕩器的示意電路圖4示出了差分科爾皮茲型振蕩器的示意電路圖5示出了具有耦合部分的差分科爾皮茲型振蕩器的示意電路
圖6示出了實(shí)現(xiàn)科爾皮茲振蕩器和耦合部分的示意電路圖7示出了高頻模式下具有有損諧振(lossy tank)的振蕩器的相 位和幅度傳輸特性的示意圖8示出了低頻模式下具有有損諧振的振蕩器的相位和幅度傳輸 特性的示意圖9示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的IQ振蕩器電路的實(shí)施方式的示意 電路圖IO示出了出現(xiàn)在圖9電路中的最重要的信號(hào)的時(shí)序圖； 圖11示出了科爾皮茲模式操作的示意頻譜圖；圖12示出了 IQ調(diào)節(jié)器的示意功能圖；以及
圖13示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的IQ調(diào)節(jié)器的示意電路實(shí)現(xiàn)。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在將基于差分科爾皮茲型的IQ振蕩器來描述優(yōu)選實(shí)施例，例 如，該差分科爾皮茲型IQ振蕩器可以用于以下描述的收發(fā)機(jī)電路中。
圖1示出了用于如WLAN(無線局域網(wǎng))或WPAN(無線個(gè)域網(wǎng)) 之類的無線應(yīng)用的收發(fā)機(jī)電路。該收發(fā)機(jī)是在接收機(jī)側(cè)和在發(fā)射機(jī)側(cè) 具有零中頻(IF)的零差收發(fā)機(jī)。
通過匹配濾波器68向低噪放大器(LNA) 82提供經(jīng)由天線陣列 90接收到的信號(hào)或數(shù)據(jù)流。將低噪放大器82的放大輸出信號(hào)分為第 一和第二分支，每個(gè)分支包括子諧波混頻器72、 74，其中，將所接收 到的信號(hào)與IQ VCO 10的I和Q振蕩信號(hào)混合。在IQ相位電路52處 對I和Q振蕩信號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整。經(jīng)由相應(yīng)的自動(dòng)增益控制(AGC) 電路42、 44向模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器32提供子諧波混頻器72、 74的相 應(yīng)的低通濾波器62、 64和下變頻后的輸出信號(hào)，該模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換 器32將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為提供給數(shù)字信號(hào)處理器(DSP) 20的8位數(shù) 據(jù)字，在數(shù)字信號(hào)處理器中，根據(jù)相應(yīng)的應(yīng)用(例如，數(shù)據(jù)應(yīng)用、雷 達(dá)應(yīng)用等)來處理所接收的信號(hào)。
在傳輸側(cè)，將DSP 20處產(chǎn)生的8位傳輸數(shù)據(jù)并行提供給數(shù)模 (D/A)轉(zhuǎn)換器34，該數(shù)模轉(zhuǎn)換器34將接收到的并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為兩個(gè) 分支的I和Q信號(hào)，以提供給子諧波混頻器76、 78，其中，通過與經(jīng) 由IQ相位電路54從IQ VCO 10提供的I和Q振蕩信號(hào)的混頻操作對 上述I和Q信號(hào)進(jìn)行上變頻。對子諧波混頻器76、 78的RF輸出信號(hào) 求和并經(jīng)由帶通濾波器66提供給功率放大器84。將從功率放大器84 輸出的放大后的傳輸信號(hào)經(jīng)由匹配濾波器68提供給天線陣列90用于 無線電傳輸。
收發(fā)機(jī)的原理基于子諧波混頻器72、 74、 76、 78，在半RF頻率 處將I和Q信號(hào)從IQVCO10提供至子諧波混頻器72、 74、 76、 78。 在半RF頻率上的操作導(dǎo)致了對IQ匹配的不嚴(yán)格的要求，并且簡化了
振蕩器的實(shí)現(xiàn)。零IF或零差接收機(jī)的另一重要特征在于，RF路徑中 的本地振蕩器(即IQVCO10)泄露的減少和本地振蕩器的自混頻。
在發(fā)射機(jī)側(cè)，使用子諧波混頻器76、 78和半RF VCO 10的益處 是由于功率放大器84和/或功率放大器操作頻率的諧波而導(dǎo)致不可能 發(fā)生本地振蕩器頻率上拉(puling)。以一半的功率放大器頻率操作IQ VCO 10使得由于強(qiáng)功率放大器信號(hào)而導(dǎo)致不能上拉VCO頻率。尤其 對于FM雷達(dá)技術(shù)中的應(yīng)用，需要IQ VCO 10的線性調(diào)諧特性以獲得 1.5%的數(shù)量級的典型線性度。
圖2示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的耦合IQ振蕩器的示意框圖。該IQ 振蕩器的原理基于兩個(gè)振蕩器部分的耦合。第一振蕩器2和第二振蕩 器4之間的耦合是直接耦合，而第二振蕩器4和第一振蕩器2之間的 耦合是交叉耦合。根據(jù)巴克豪森準(zhǔn)則，環(huán)內(nèi)的總相移必須等于2兀(例 如360° )。交叉耦合引入了兀相移(例如180° )，從而由兩個(gè)振蕩器 2、 4引入的相移必須等于7t (例如180° )。因此，如果兩個(gè)振蕩器2
和4相同，則它們應(yīng)當(dāng)正交振蕩?？梢酝ㄟ^電流lT和/或通過差分電壓 VT以差分方式來控制振蕩頻率。通過共?；蚱秒娏鱨T的控制可以用
于粗調(diào)諧，通過差分電壓VT的控制可以用于細(xì)調(diào)諧。當(dāng)兩個(gè)振蕩器2、 4的傳輸特性相同時(shí)發(fā)生正交情況。如果振蕩器電路2、 4的頻率響應(yīng) 關(guān)于最大值對稱，則振蕩條件對于振蕩頻率提供了兩個(gè)等可能性的 (propable)或混淆(confounded)的解決方案。
圖3示出了傳統(tǒng)科爾皮茲三點(diǎn)振蕩器的示意電路圖，該振蕩器形 成了本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的起點(diǎn)。這種類型的振蕩器具有明顯的RF特 性。首先，振蕩器使用電流脈沖在等級C中工作。這表示在晶體管 Ql的柵極應(yīng)用低偏置電壓VB，而在在LC諧振兩端上的電壓處于其 最大值時(shí)，出現(xiàn)至LC諧振的電流注入。LC諧振由電感L和包括電容 Cl和C2的串聯(lián)電路的分支的并聯(lián)電路構(gòu)成。當(dāng)電路對噪聲不靈敏時(shí)， 即在此刻輸出電壓梯度為零，將電流源Io的噪聲注入LC諧振。振蕩 器配置的另一特性是低噪寄生電容與電感L的線圈并聯(lián)。雙極晶體管 Ql的最大電容是不能直接從LC諧振"所見"的基極-發(fā)射極電容。 當(dāng)正確地設(shè)計(jì)時(shí)，該科爾皮茲振蕩器對于過程變化不太靈敏?？梢曰?于以下等式獲得起始條件和振蕩器頻率
<formula>formula see original document page 9</formula>1
<formula>formula see original document page 9</formula>
其中g(shù)m表示集電極電流和基極-發(fā)射極電壓之比，以及Gp表示集電極 -發(fā)射極電壓和集電極電流之比。
該振蕩器配置的另一優(yōu)點(diǎn)在于來自于起始條件。當(dāng)電容器之比
C2/C1大于2時(shí)(該條件易于實(shí)現(xiàn))，該振蕩器需要比平衡-振蕩器對 等部分小的電流以用于安全開始。事實(shí)上，在實(shí)踐中可以無額外惡化 地實(shí)現(xiàn)大約為10的比值C2/C1。
圖4示出了該科爾皮茲振蕩器的差分版本。這里，兩個(gè)科爾皮茲 振蕩器級按照使差分晶體管Ql和Q2的基極端互連的差分電路配置相 連接，其中，向該公共控制點(diǎn)提供偏置電壓VB。
圖5示出了具有科爾皮茲振蕩器和耦合部分的振蕩器電路，作為 圖2的71/2振蕩器部分2、 4的實(shí)施方式。包括晶體管Ql和Q2的科 爾皮茲振蕩器部分具有包括晶體管Q3和Q4的附加差分級作為下級， 從而僅提供一個(gè)將噪聲注入LC諧振的噪聲源，并且不需要如由圖4 每個(gè)分支中的兩個(gè)電流源Io所指示的兩個(gè)不相關(guān)的噪聲源。將耦合部 分形成為晶體管Q5和Q6的附加差分對，以獲得具有耦合因子k的級， 該級用于確定圖2兩個(gè)振蕩器級2、 4之間的耦合。圖5的電阻器Rp 表示LC諧振的損失。此外，如在圖5中所指示的，選擇差分科爾皮 茲振蕩器的第一電容器Cl具有比第二電容器C2大得多的電容。
圖5中示出電路的該LC諧振的所產(chǎn)生的并聯(lián)電容具有電容值 Cl/(C2*gm)。在端IN+和IN-之間施加差分輸入信號(hào)，而可以在科爾皮 茲振蕩器的差分晶體管Ql和Q2的集電極處獲得差分輸出信號(hào)。
圖6示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的具有差分耦合部分的科爾皮茲振蕩 器的實(shí)現(xiàn)。
從電感器L的線圈的共模點(diǎn)中產(chǎn)生將施加偏置電壓VB的偏置點(diǎn)。 因此，該偏置點(diǎn)具有來自電源的一些抑制，以及由于共模電阻器Rs和 電感器L的線圈的存在而導(dǎo)致振蕩器與電源相隔離。
此外，提供輸出緩沖電路，該電路包括具有例如大約35至40Q的 預(yù)定串聯(lián)電阻器(未示出)的按照射級跟隨器電路連接的晶體管Q7和 Q8，以產(chǎn)生例如50Q的典型輸出阻抗。通過產(chǎn)生了例如3Io/2的電流的 電流源來驅(qū)動(dòng)該緩沖電路。
基于以上等式(1)來確定科爾皮茲頻率coc。然而，當(dāng)LC諧振或
諧振電路有損耗時(shí)，耦合因子]^()的真實(shí)振蕩頻率Q)()與以下的科爾皮茲
頻率不同
<formula>formula see original document page 10</formula>(3) 然后，通過以下等式來確定兩個(gè)等距頻率^
<formula>formula see original document page 10</formula>(4)
此外，圖5中未示出的去耦合電容器Cs連接在公共控制點(diǎn)或共 模節(jié)點(diǎn)與地之間，以過濾供電電壓Vcc的任何噪聲分量。
圖7示出了有損諧振的相位O和復(fù)傳輸特性H(jco)的絕對值的頻
譜圖，其中在高頻模式下獲得振蕩條件，即振蕩頻率為0)2。
很清楚，由于在較高頻率C02處的環(huán)路上較大信號(hào)幅度而更加可能 出現(xiàn)較高頻率①2。即，復(fù)傳輸特性H(jO))在較高頻率CD2處(H(j(02))
的絕對值大于在較低頻率oh處(H(jOh))的絕對值。該模式被稱為高
頻模式。因而用于調(diào)諧的可用區(qū)域是CO()和C02之間的范圍。通過改變
由圖5和6的差分耦合部分所定義的耦合因子k，可以將振蕩器電路 的振蕩頻率調(diào)諧為仇oe ((Bd，Gte)。通過改變由電流源In所控制的偏置
條件，差分振蕩器可以跳至被稱為低頻模式的不同操作模式。
圖8示出了在低頻模式下(即振蕩頻率為co。獲得振蕩條件的有 損諧振的圖示。這里，可以將差分振蕩器的振蕩頻率調(diào)諧為
O)loe (幼，03)。因此，圖6中示出的本差分振蕩器可以在由偏置電流
Io使能的兩種模式下操作。
圖9示出了包括具有如圖6所示的差分耦合電路的兩個(gè)差分振蕩 器、以及包括多個(gè)調(diào)諧電阻器RT的調(diào)諧電路的整個(gè)差分IQ振蕩器的 實(shí)現(xiàn)的電路圖。具有晶體管Q7、 Q7'、 Q8和Q8'的射級跟隨器電路給 出了所需DC電平移動(dòng)并緩沖LC諧振的電壓。在圖9中示出了這些 尾電流控制的有用方式。VT+和VT-之間的正壓差(見圖9)實(shí)現(xiàn)了 Q3、 Q4和Q3'、 Q4'對的尾電流的減小，并增加了 Q5、 Q6禾卩Q5'、 Q6'對的尾電流。
通過差分地改變調(diào)諧電壓VT，可以差分地改變差分耦合部分和差 分科爾皮茲振蕩器的有效尾電流。該控制方案可以用作細(xì)調(diào)諧機(jī)制。
使用這種差分調(diào)諧機(jī)制的VCO在PLL配置中具有以下特定優(yōu)點(diǎn)。 首先，顯著地減小了對共模信號(hào)和電源變化的一階靈敏度。第二，減 小了噪聲注入并改善了相位-噪聲特性。至少在一定程度上，重要的噪 聲貢獻(xiàn)者是不相關(guān)的尾電流源Io。
在緩沖電路的輸出處的輸出和在差分耦合部分和科爾皮茲振蕩 器部分的晶體管的基極端處的輸入處的符號(hào)"+ "和"-"表示相應(yīng)的 輸出信號(hào)I和Q的極性。這些極性反映了圖2的電路條件，從而在振 蕩器環(huán)路中滿足了巴克豪斯相移準(zhǔn)則。
圖10示出了指示了圖9中的信號(hào)A、 B、 C和D的相位的圖示。 如可從圖10中獲知的，信號(hào)A的相位與信號(hào)Q-的相位相對應(yīng)，因?yàn)?晶體管Q7的基極和發(fā)射極處的信號(hào)是同相的。類似地，信號(hào)B與晶 體管Q8處的信號(hào)Q+相對應(yīng)。此外，信號(hào)C與晶體管Q7'處的信號(hào)I-相對應(yīng)，以及信號(hào)D與晶體管Q8'處的信號(hào)I+相對應(yīng)。因此，如圖2 所示，在圖9左側(cè)的第一振蕩器電路的差分輸出A、 B和在圖9右側(cè) 的第二振蕩器電路的差分輸出C、 D之間提供了兀/2 (90° )的相移。 因此，圖9左側(cè)的振蕩器產(chǎn)生了正交信號(hào)Q，以及右側(cè)的振蕩器產(chǎn)生 了 IQ振蕩器的同相信號(hào)I。
在其它部分(信號(hào)C的波形)的零躍遷期間，耦合部分將導(dǎo)致至 LC諧振的噪聲注入(信號(hào)A的波形)。在這個(gè)特定時(shí)刻，LC諧振上
的電壓(信號(hào)A的波形)由于波形的零時(shí)間梯度(例如，信號(hào)C的波 形)而對于外部因素較不靈敏。對于科爾皮茲振蕩器部分，其情況是 可比較的。電流脈沖出現(xiàn)在諧振電壓的最大值處。基于該分析，可以
推斷出本差分IQ振蕩器對于來自電流源IQ的噪聲注入較不靈敏。
此外，可調(diào)諧性和相位噪聲是彼此折衷的兩個(gè)參數(shù)?？烧{(diào)諧性相 位噪聲折衷是每個(gè)振蕩器所共有的。當(dāng)需要大的調(diào)諧范圍時(shí)，削弱相
位噪聲特性。本振蕩器電路可以在等式(1)和(2)所述條件下操作
于科爾皮茲模式。
圖11示出了該情況下的復(fù)傳輸特性的絕對值和相位的頻譜圖。
在這種模式下，獲得了對損耗的總補(bǔ)償，所提出的VCO的相位特性 在科爾皮茲頻率Q)c附近非常尖銳。因此，混淆了兩個(gè)可能的頻率w 和0)2，并且振蕩器顯示出了非常良好的相位噪聲特性。
然而，I/Q幅度和相位匹配對于下變頻系統(tǒng)的性能十分重要。盡 管所提出的圖9示出的IQ VCO的輸出緩沖電路將強(qiáng)制相等的幅度， 但是仍將削弱相位正交關(guān)系。為了改善I/Q匹配，1/Q調(diào)節(jié)器可以用作 確保相位正交關(guān)系的電路。
圖12示出了這種IQ調(diào)節(jié)器的示意功能圖。在加法器110處對從 IQ振蕩器130中獲得的兩個(gè)幾乎正交的輸出I、 Q相加，并在減法器 120處使其相減，以產(chǎn)生兩個(gè)新的輸出Io和Qo。
假設(shè)IQ VCO 130的正交輸出之間的相差為cp，信號(hào)I和Q可以 表示如下
<formula>formula see original document page 12</formula>在這種情況下，圖12中的加法器110和減法器120中的加法和 減法導(dǎo)致了信號(hào)Io和QQ的以下表示
<formula>formula see original document page 12</formula>
通過加法三角法則公式獲得這些等式。如可以從等式(6)中得
出的，對于小的相位誤差，兩個(gè)輸出I()和Q()的幅度均等于^^A。只 要加法器110和減法器120不添加任何幅度和相位誤差，新輸出10和 Qo之間的相差就是兀/2，并且相位誤差為零。
除非無源組件用于加法和減法，否則難以實(shí)現(xiàn)30GHz以上的頻率 范圍的IQ調(diào)節(jié)器。
圖13示出了圖14的IQ調(diào)節(jié)器的電路級實(shí)現(xiàn)的示意電路圖。該 電路原理基于具有串聯(lián)電阻器Ro的射級跟隨器電路。IQ VCO 100的 I和Q信號(hào)的差分輸出的存在簡化了加法和減法。如可以從圖13中獲 知的，通過將正輸出Q+和負(fù)輸出I-相加來獲得Qo的正輸出，而通過 將負(fù)輸出Q-和正輸出I+相加來獲得Qo的負(fù)輸出。類似地，通過將正 輸出Q+和正輸出I+相加來獲得Io的正輸出，而通過將負(fù)輸出Q-和正 輸出I+相加來獲得的Io負(fù)輸出。因此，通過將差分信號(hào)I和Q相加來 獲得新輸出IQ，而通過使差分信號(hào)Q減去差分信號(hào)I來獲得新輸出Q0。
可以在BiCMOS工藝(如QUBIC4)中實(shí)現(xiàn)所提出的IQ VCO， 其中頂部金屬層用于電感器。從而，可以獲得線性電流調(diào)諧特性，其 中振蕩頻率示出了與偏置電流Io的線性相關(guān)。例如，如果將偏置電流 10從lmA改變?yōu)?.25mA，則頻率可以從23GHz變化到24.4GHz。
此外，獲得了取決于調(diào)諧電壓值VT的差分調(diào)諧特性。該電壓調(diào) 諧特性的斜率可以通過改變調(diào)諧電阻器RT的值來控制。因此，調(diào)諧電 阻器RT可以是固定的片上電阻器或可變的片上或外部電阻器?？梢酝?br> 過對調(diào)諧電阻器RT的正確選擇來改善電壓-調(diào)諧特性的線性度。
總之，提出了具有高線性度和采用差分調(diào)諧機(jī)制的較少變電抗器 的IQ振蕩器。其基于包括差分科爾皮茲部分和差分耦合部分的兩個(gè) 基本上相同的振蕩器部分。振蕩器頻率的變化可以通過調(diào)諧共模電路 和/或通過改變耦合和科爾皮茲部分的尾電流來實(shí)現(xiàn)。這種改變可以是 差分改變。在兩種情況下，其結(jié)果均導(dǎo)致線性調(diào)諧特性。IQ振蕩器可 以在用于雷達(dá)、移動(dòng)、未許可頻帶等的任何收發(fā)機(jī)電路中實(shí)現(xiàn)。
然而應(yīng)當(dāng)注意，第一和第二振蕩器裝置可以是任何類型的差分振 蕩器電路。此外，任何適合的頻率控制裝置可以用于通過控制共模電流Io和振蕩器和耦合電路的尾電流中的至少一個(gè)來改變輸出信號(hào)I和 Q的振蕩頻率。因而優(yōu)選實(shí)施例可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)變化。
最后，應(yīng)注意，當(dāng)用于包括權(quán)利要求的說明書中時(shí)，術(shù)語"包括" 意在指定所述特征、裝置、步驟或組件的存在，而并不排除一個(gè)或多 個(gè)其它特征、裝置、步驟、組件或其組合的存在或添加。此外權(quán)利要 求中元件前的單詞"一"并不排除多個(gè)這種元件。此外，任何參考符 號(hào)并不限制權(quán)利要求的范圍。
權(quán)利要求
1、一種用于產(chǎn)生同相信號(hào)和正交信號(hào)的振蕩器電路，所述振蕩器電路(10)包括a)具有第一差分振蕩器電路和第一差分耦合電路的第一振蕩器裝置(2)，用于產(chǎn)生所述正交信號(hào)；b)具有第二差分振蕩器電路和第二差分耦合電路的第二振蕩器裝置(4)，用于產(chǎn)生所述同相信號(hào)；以及c)頻率控制裝置，用于通過控制所述第一和第二振蕩器裝置的共模電流(I0)和尾電流中的至少一個(gè)來改變所述同相信號(hào)和所述正交信號(hào)的振蕩頻率。
2、 如權(quán)利要求l所述的振蕩器電路，其中所述第一和第二差分 振蕩器電路每個(gè)均包括差分科爾皮茲型振蕩器。
3、 如權(quán)利要求2所述的振蕩器電路，其中所述第一和第二差分 科爾皮茲型振蕩器每個(gè)均包括作為下級的第一差分晶體管級(Q3、Q4、 Q3， 、 Q4，)，用于組合第二差分晶體管級(Ql、 Q2、 Ql' 、 Q2，) 的尾電流。
4、 如權(quán)利要求2或3所述的振蕩器電路，其中所述差分耦合電 路包括與所述第一差分晶體管級(Q3、 Q4、 Q3'、 Q4')并聯(lián)連接的 第三差分晶體管級(Q5、 Q6、 Q5'、 Q6，)。
5、 如權(quán)利要求3或4所述的振蕩器電路，其中所述第二差分晶 體管級的晶體管的相應(yīng)控制端連接在形成所述第一和第二差分振蕩器 電路的諧振電路線圈的共模點(diǎn)的偏置點(diǎn)處。
6、 如權(quán)利要求5所述的振蕩器電路，其中所述偏置點(diǎn)經(jīng)由共模 電阻器(Rs)與供電電壓連接。
7、 如前述權(quán)利要求任一項(xiàng)所述的振蕩器電路，其中所述頻率控 制裝置被配置成差分地改變所述第一和第二差分耦合電路的所述尾電 流。
8、 如權(quán)利要求7所述的振蕩器電路，其中所述頻率控制裝置被配置成經(jīng)由調(diào)諧電阻器(RT)向所述第一和第二差分耦合電路的晶體管的相應(yīng)發(fā)射極端施加調(diào)諧電壓(vT)。
9、 如前述權(quán)利要求任一項(xiàng)所述的振蕩器電路，其中所述第一和 第二差分耦合電路與相應(yīng)的緩沖電路連接以連接所述第一和第二振蕩 器裝置。
10、 如權(quán)利要求9所述的振蕩器電路，其中通過相應(yīng)的電流源來 驅(qū)動(dòng)所述緩沖電路，所述電流源產(chǎn)生所述第一和第二振蕩器裝置的所 述尾電流值1.5倍的電流。
11、 如前述權(quán)利要求任一項(xiàng)所述的振蕩器電路，還包括相位調(diào)節(jié) 電路，用于連接所述第一和第二振蕩器裝置的相應(yīng)輸出端以提供相位 匹配。
12、 一種用于控制同相信號(hào)和正交信號(hào)的振蕩頻率的方法，所述方法包括以下步驟a) 通過第一差分振蕩器電路產(chǎn)生所述正交信號(hào)；b) 通過第二差分振蕩器電路產(chǎn)生所述同相信號(hào)；c) 經(jīng)由相應(yīng)的差分耦合電路連接所述第一和第二差分振蕩器電 路；以及d) 控制所述第一和第二差分振蕩器電路和所述第一和第二差分 耦合電路的共模電流和尾電流中的至少一個(gè)，以改變所述振蕩頻率。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于控制同相信號(hào)和正交信號(hào)的振蕩頻率的振蕩器電路和方法。提供具有第一差分振蕩器電路和第一差分耦合電路的第一振蕩器裝置(2)，用于產(chǎn)生所述正交信號(hào)。此外，提供具有第二差分振蕩器電路和第二差分耦合電路的第二振蕩器裝置(4)，用于產(chǎn)生所述同相信號(hào)。提供頻率控制裝置，用于通過控制所述第一和第二振蕩器裝置的共模電流和尾電流中的至少一個(gè)來改變所述同相信號(hào)和所述正交信號(hào)的振蕩頻率。從而獲得具有高線性度的高頻IQ振蕩器。
文檔編號(hào)H03B5/12GK101194417SQ200680020899
公開日2008年6月4日 申請日期2006年5月30日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月13日
發(fā)明者愛德華·F·斯蒂克沃羅特, 米哈伊·A·T·桑托利努 申請人:Nxp股份有限公司