專利名稱：具有非整數(shù)分頻倍率的分頻方法及相關(guān)信號電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提供一種分頻的方法及相關(guān)電路裝置，尤指一種能以精簡的邏輯電路實(shí)現(xiàn)非整數(shù)分頻的方法及相關(guān)電路裝置。
背景技術(shù)：
在現(xiàn)代化的信息社會中，文件、數(shù)據(jù)、影音資料都能以電子信號的方式快速的傳播、處理及存儲，而用來處理電子信號數(shù)據(jù)的電子電路(尤其是數(shù)字電子電路)，也就成為信息社會最重要的硬件基礎(chǔ)之一。如技術(shù)人士所知，在電子電路系統(tǒng)中，通常都需要整合許多功能不同的電路構(gòu)筑方塊一同運(yùn)作；為了協(xié)調(diào)不同電路構(gòu)筑方塊間的運(yùn)作，各電路構(gòu)筑方塊都要以穩(wěn)定的時(shí)脈來觸發(fā)其序向運(yùn)作的時(shí)序。由于現(xiàn)代化電子電路系統(tǒng)的構(gòu)造、功能都日趨復(fù)雜，系統(tǒng)中常需整合有不同運(yùn)作時(shí)序的電路構(gòu)筑方塊；連帶地，現(xiàn)代化的電子電路中就需要提供不同頻率(周期)的時(shí)脈，來觸發(fā)電子電路中具有不同時(shí)序的電路構(gòu)筑方塊。舉例來說，在現(xiàn)代化的微處理機(jī)系統(tǒng)中，負(fù)責(zé)數(shù)據(jù)處理的運(yùn)算電路與用來暫存數(shù)據(jù)的記憶體電路可能就運(yùn)作于不同頻率的時(shí)脈，需要以不同頻率的時(shí)脈來觸發(fā)運(yùn)作。為因應(yīng)多時(shí)脈系統(tǒng)的需求，現(xiàn)代的信息業(yè)者也積極研發(fā)能在電子電路中實(shí)現(xiàn)不同頻率時(shí)脈的方式。
請參考圖1。圖1為一典型鎖相電路10的功能方塊示意圖。鎖相電路10可根據(jù)一基準(zhǔn)時(shí)脈CPr產(chǎn)生一輸出時(shí)脈CPo1，以觸發(fā)其他的序向電路構(gòu)筑方塊。鎖相電路10中設(shè)有一相位/頻率差異的檢測器14、一低通濾波器16、一壓控振蕩器18及兩個(gè)分別具有整數(shù)分頻倍率Np、Mp的分頻器12A、12B?；鶞?zhǔn)時(shí)脈CPr被分頻器12A分頻后成為時(shí)脈CPa，使得時(shí)脈CPa的周期為時(shí)脈CPr周期的Np倍；另一方面，由壓控振蕩器18振蕩出來的輸出時(shí)脈CPo1在經(jīng)過分頻器12B的分頻后，就會成為時(shí)脈CPb，并使時(shí)脈CPb的周期為時(shí)脈CPo1的Mp倍。檢測器14會檢測時(shí)脈CPa、CPb兩者間相位/頻率的差異并將其傳輸至濾波器16；而濾波器16就會產(chǎn)生對應(yīng)的控制電壓Vcp，以控制壓控振蕩器18調(diào)整其輸出時(shí)脈CPo1的頻率；連帶地，時(shí)脈CPb的周期也會隨之改變，而其與時(shí)脈CPa之間的相位/頻率差異又會再度由檢測器14量測。檢測器14、濾波器16以及壓控振蕩器18之間的反饋回路不斷運(yùn)作的結(jié)果，就能使時(shí)脈CPb的頻率/相位鎖定與時(shí)脈CPa一致，達(dá)到鎖相的目的。此時(shí)壓控振蕩器18產(chǎn)生的輸出時(shí)脈CPo1也就可用來穩(wěn)定地觸發(fā)其他的序向運(yùn)作構(gòu)筑方塊(未示于圖1)。由于分頻器12A、12B的運(yùn)作，就會使得輸出時(shí)脈CPo1的周期為基準(zhǔn)時(shí)脈CPr周期的(Np/Mp)倍。
請參考圖2。圖2為圖1中壓控振蕩器18的典型示意例。壓控振蕩器18可由復(fù)數(shù)個(gè)匹配的差動反相器20互相連接而成(即所謂的環(huán)形振蕩器)；圖2中的示意例則繪出兩個(gè)反相器20做為代表。在圖2中，第一個(gè)反相器20可輸出兩個(gè)互為反相的時(shí)脈C2、C4，作為第二個(gè)反相器的輸入；而第二個(gè)反相器輸出的反相時(shí)脈C1、C3又會反饋傳輸至第一個(gè)反相器。至于壓控振蕩器18運(yùn)作的原理，請參考圖3(并一并參考圖2)。圖3為壓控振蕩器18運(yùn)作時(shí)各時(shí)脈C1至C4波形時(shí)序的示意圖；各波形的橫軸為時(shí)間，縱軸為波形振幅的大小。如圖3所示，假設(shè)在時(shí)點(diǎn)tp0，互為反相的時(shí)脈C1、C3分別由電平L升為電平H、由電平H降為電平L，第一個(gè)反相器在時(shí)點(diǎn)tp0接收到時(shí)脈C1、C3的電平轉(zhuǎn)變后，就會在延遲一時(shí)段Td后，在時(shí)點(diǎn)tp1將其輸出的時(shí)脈C2、C4分別反相為電平L、電平H。而時(shí)脈C2、C4在時(shí)點(diǎn)tp1的電平轉(zhuǎn)變又會在延遲時(shí)段Td后造成時(shí)脈C1、C3在時(shí)點(diǎn)tp2的電平轉(zhuǎn)變。如此重復(fù)下去，就會振蕩出4個(gè)周期同為Tp的時(shí)脈C1至C4，而此周期Tp即為時(shí)段Td的4倍。壓控振蕩器18中的反相器20可接收控制電壓Vcp而改變其引入的延遲時(shí)段Td，進(jìn)而改變時(shí)脈C1至C4的周期；而時(shí)脈C1至C4的其中之一，就能作為壓控振蕩器18的輸出時(shí)脈CPo1。
另外，由圖3中也可看出，時(shí)脈C1至C4雖具有相同的周期Tp，但其相位均相異。關(guān)于此情形，請參考圖4。圖4與圖3相同，均為時(shí)脈C1至C4波形時(shí)序的示意圖；由圖4中可較為清楚地看出，四個(gè)時(shí)脈C1至C4的相位就平均分配于360度，相互之間有90度(相當(dāng)于四分之一周期Tp)的相位差。換句話說，環(huán)形振蕩器本身的配置就能直接產(chǎn)生出多個(gè)相位平均分配于一周期的時(shí)脈。
如前面討論過的，現(xiàn)代電子電路通常需要有多個(gè)不同頻率的時(shí)脈來觸發(fā)不同運(yùn)作時(shí)序的電路構(gòu)筑方塊。然而，圖1中討論的鎖相電路10僅能產(chǎn)生一個(gè)輸出時(shí)脈CPo1來觸發(fā)其他的序向電路；在現(xiàn)有技術(shù)中，若需要多個(gè)不同頻率的時(shí)脈(尤其是相互間頻率并非整數(shù)倍的時(shí)脈)，就要以多個(gè)鎖相電路來分別產(chǎn)生所需的輸出時(shí)脈。關(guān)于此情形，請參考圖5。圖5即為一現(xiàn)有的信號電路22產(chǎn)生兩個(gè)輸出時(shí)脈CPo1、CPo2的功能方塊示意圖。要產(chǎn)生兩個(gè)輸出時(shí)脈，信號電路22除了要以圖1中討論過的鎖相電路10來產(chǎn)生輸出時(shí)脈CPo1，還需另設(shè)一個(gè)構(gòu)造相同的鎖相電路24來產(chǎn)生另一個(gè)輸出時(shí)脈CPo2。由于鎖相電路中需要類比式的電路構(gòu)筑方塊(如濾波器、壓控振蕩器)等等，所以單一一個(gè)鎖相電路就要占用相當(dāng)?shù)牟季置娣e；若要使用復(fù)數(shù)個(gè)鎖相電路來產(chǎn)生多個(gè)輸出時(shí)脈，總和的布局面積就更大了。這樣一來，電子電路整體的生產(chǎn)成本、布局面積、功率消耗也就無法有效減少。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的主要目的，即是在于提出一種能以精簡的邏輯電路實(shí)現(xiàn)非整數(shù)分頻的方法及相關(guān)電路、裝置，以根據(jù)單一一個(gè)鎖相電路所產(chǎn)生出來的時(shí)脈，另外產(chǎn)生出頻率為非整數(shù)倍的輸出時(shí)脈。
在本發(fā)明中，可利用鎖相電路中的壓控振蕩器產(chǎn)生出N個(gè)周期同樣為T、相位平均分配于一周期內(nèi)的時(shí)脈，再利用這些相位不同的時(shí)脈作為參考時(shí)脈，各參考時(shí)脈分別用來觸發(fā)一狀態(tài)機(jī)(state machine)，以產(chǎn)生出M個(gè)周期為M*T，相位平均分配于M*T的中介信號。換句話說，相對于第一個(gè)參考時(shí)脈所觸發(fā)的第一個(gè)中介信號，第n個(gè)參考時(shí)脈所觸發(fā)的第m個(gè)中介信號的相位就等效于((n-1)/N+(m-1))*T的時(shí)間差。利用這M*N個(gè)中介信號，就能簡單地以邏輯運(yùn)算至少產(chǎn)生出一個(gè)周期為(M/N)*T的輸出時(shí)脈，實(shí)現(xiàn)本發(fā)明非整數(shù)分頻的目的。換句話說，結(jié)合鎖相電路本身能產(chǎn)生的一個(gè)輸出時(shí)脈，加上本發(fā)明利用參考時(shí)脈另外產(chǎn)生的至少一個(gè)(M/N)*T周期的輸出時(shí)脈，就能僅以一個(gè)鎖相電路產(chǎn)生多個(gè)頻率不同的輸出時(shí)脈(尤其是相互間頻率并非整數(shù)倍的輸出時(shí)脈)，以符合多時(shí)脈系統(tǒng)的需求，以不同的輸出時(shí)脈分別用來觸發(fā)電子電路中運(yùn)作時(shí)序相異的不同構(gòu)筑方塊。
在本發(fā)明中，由于狀態(tài)機(jī)、邏輯運(yùn)算用的邏輯電路模塊均屬于數(shù)字電路的標(biāo)準(zhǔn)元件，故本發(fā)明用來產(chǎn)生額外輸出時(shí)脈所需占用的布局面積較小，遠(yuǎn)小于增設(shè)另一鎖相電路所需的布局面積。換句話說，利用本發(fā)明的技術(shù)，就能以較小的布局面積來產(chǎn)生出多個(gè)輸出時(shí)脈，減少電子電路整體的布局面積、功率消耗及生產(chǎn)成本。


圖1為一典型鎖相電路的功能方塊示意圖。
圖2為圖1中壓控振蕩器的功能方塊示意圖。
圖3、圖4為圖2中壓控振蕩器運(yùn)作時(shí)相關(guān)信號功能時(shí)序的示意圖。
圖5為現(xiàn)有的信號電路產(chǎn)生多個(gè)輸出時(shí)脈時(shí)的功能方塊示意圖。
圖6為本發(fā)明一實(shí)施例的功能方塊示意圖。
圖7為圖6中狀態(tài)機(jī)的一實(shí)施例的功能方塊示意圖。
圖8為圖7中狀態(tài)機(jī)運(yùn)作時(shí)相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖9為圖6中電路以圖7中狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖10為圖6中邏輯模塊一實(shí)施例的功能方塊示意圖。
圖11為圖10中邏輯模塊運(yùn)作時(shí)相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖12為圖6中邏輯模塊的另一實(shí)施例的示意圖。
圖13為圖12中邏輯模塊運(yùn)作時(shí)相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖14為圖6中狀態(tài)機(jī)的另一實(shí)施例的示意圖。
圖15為圖6中電路以圖14中狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖16為圖6中邏輯模塊的另一實(shí)施例的示意圖。
圖17為圖16中邏輯模塊運(yùn)作時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖18為圖6中狀態(tài)機(jī)在另一實(shí)施例中所產(chǎn)生的信號的時(shí)序示意圖。
圖19為圖6中邏輯模塊配合圖18中信號以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的實(shí)施例示意圖。
圖20為圖19中邏輯模塊運(yùn)作時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖。
圖21為本發(fā)明分頻電路于一信號電路中搭配一鎖相電路的配置示意圖。
圖22為圖21中狀態(tài)機(jī)一實(shí)施例的示意圖。
圖23、24和25為圖21中邏輯模塊于不同情況下實(shí)現(xiàn)非整數(shù)分頻時(shí)的示意圖。
附圖中的各個(gè)附圖標(biāo)記的含義說明如下10、54 鎖相電路 12A-12B、62A-62B 分頻器14、64 檢測器 16、66濾波器18、68 壓控振蕩器 20反相器
22、32、 50信號電路 24 鎖相電路30、52 分頻電路 34 振蕩器36、56 狀態(tài)機(jī)38 觸發(fā)器40、60 邏輯模塊 42 與非門46 與門 48 或門Tp、T 周期 Tk 時(shí)脈端CPr、Cr基準(zhǔn)時(shí)脈 Vcp控制電壓CPo1-CPo2、CKo、CKo1-CKo2、CKoA-CKoB 輸出時(shí)脈CPa、CPb、C1-C4、CK_1-CK_4、CK_n 時(shí)脈tp0-tp3、ta0-ta5時(shí)點(diǎn) H、L 電平Td 時(shí)段 D輸入端Q 輸出端Qa-Qg、Qc2-Qf2、CKoB1-CKoB2 信號Q1_1-Q5_4、Q1_N-QM_N、Qm_n 中介信號具體實(shí)施方式
為了具體說明本發(fā)明的實(shí)施方式，以下將先討論本發(fā)明實(shí)現(xiàn)特定分頻倍率的實(shí)施例，再推廣至一般性的應(yīng)用實(shí)施例。請先參考圖6。圖6為本發(fā)明一分頻電路30配置于一信號電路32中以實(shí)現(xiàn)M/4分頻(M為一整數(shù))的功能方塊示意圖。為實(shí)現(xiàn)分頻的目的，除了分頻電路30之外，信號電路32中還設(shè)置有一振蕩器作為一參考時(shí)脈電路(可以是圖2中的環(huán)形振蕩器18)，以提供4個(gè)時(shí)脈CK_1至CK_4作為參考時(shí)脈。此4個(gè)時(shí)脈CK_1至CK_4的周期同為T，但4時(shí)脈的相位相異，平均分配于360度的中；換句話說，對第n個(gè)時(shí)脈CK_n(n＝1到4)來說，其與第1個(gè)時(shí)脈CK_1之間的相位差就相當(dāng)于(n-1)*T/4的時(shí)間差。
對應(yīng)于這4個(gè)時(shí)脈CK_1至CK_4，在本發(fā)明的分頻電路30中，即設(shè)有4個(gè)基本電路構(gòu)造相同的狀態(tài)機(jī)36以形成一觸發(fā)模塊，各狀態(tài)機(jī)36用來接收一時(shí)脈的觸發(fā)以產(chǎn)生M個(gè)周期為M*T的中介信號。像在圖6中，第一個(gè)狀態(tài)機(jī)36接收時(shí)脈CK_1的觸發(fā)以產(chǎn)生M個(gè)中介信號Q1_1、Q2_1至QM_1，第二個(gè)狀態(tài)機(jī)36接收時(shí)脈CK_2的觸發(fā)以產(chǎn)生中介信號Q1_2、Q2_2至QM_2，以此類推。這M*N個(gè)中介信號Qm_n(m＝1到M、n＝1到4)傳輸至一邏輯模塊40中進(jìn)行邏輯運(yùn)算，至少就可產(chǎn)生出周期為(M/4)*T的時(shí)脈作為輸出時(shí)脈CKo。
為了更明確說明本發(fā)明實(shí)施的情形，以下將先以0.8的分頻倍率為例，具體說明圖6中狀態(tài)機(jī)36的電路構(gòu)造。請參考圖7(并一并參考圖6)。圖7為圖6中狀態(tài)機(jī)36一實(shí)施例的示意圖。要實(shí)現(xiàn)0.8分頻倍率，狀態(tài)機(jī)36中可設(shè)有4個(gè)觸發(fā)器38(可以是上升沿觸發(fā)的D觸發(fā)器)以及一與非門42，以產(chǎn)生出5個(gè)中介信號Q1_n至Q5_n(即M＝5)。其中，各觸發(fā)器38具有一時(shí)脈端Tk，系統(tǒng)一接收時(shí)脈CK_n的觸發(fā)(n＝1到4，像是第一個(gè)狀態(tài)機(jī)36受時(shí)脈CK_1的觸發(fā)，以此類推，如圖6所示)。另外，各觸發(fā)器38還分別具有一輸入端D、一輸出端Q。其中，第一個(gè)觸發(fā)器38接收中介信號Q5_n為輸入，以中介信號Q1_n為輸出；第二個(gè)觸發(fā)器38接收中介信號Q1_n，輸出中介信號Q2_n，以此類推，就如圖6所示。最后，第四個(gè)觸發(fā)器38輸出中介信號Q4_n；各中介信號Q1_n至Q4_n于一與非門42作與非運(yùn)算后，即成為反饋至第一個(gè)觸發(fā)器38的中介信號Q5_n。
請參考圖8(并一并參考圖7)。當(dāng)圖7中狀態(tài)機(jī)36運(yùn)作時(shí)，其各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖即示于圖8；圖8的橫軸為時(shí)間，縱軸為波形大小。假設(shè)在時(shí)點(diǎn)ta0之前，中介信號Q1_n至Q4_n均為電平H，故與非運(yùn)算后的中介信號Q5_n就維持于電平L。到了時(shí)點(diǎn)ta0，時(shí)脈CK_n開始以上升沿觸發(fā)各觸發(fā)器38。由于中介信號Q5_n在時(shí)點(diǎn)ta0之前的狀態(tài)為電平L，第一個(gè)觸發(fā)器38就會在時(shí)點(diǎn)ta0使中介信號Q1_n由電平H變?yōu)殡娖絃；其他的中介信號Q2_n至Q4_n則維持原來的狀態(tài)(電平H)。因?yàn)橹薪樾盘朡1_n的改變，與非運(yùn)算后的中介信號Q5_n也在時(shí)點(diǎn)ta0之后改變?yōu)殡娖紿。到了時(shí)點(diǎn)ta1，周期為T的時(shí)脈CK_n再度以一上升沿觸發(fā)各觸發(fā)器38，此時(shí)第一個(gè)觸發(fā)器38會因?yàn)橹薪樾盘朡5_n在時(shí)點(diǎn)ta1之前的狀態(tài)(電平H)而回復(fù)至電平H，第二個(gè)觸發(fā)器38則會根據(jù)中介信號Q1_n在時(shí)點(diǎn)ta1之前的電平L狀態(tài)而改變?yōu)殡娖絃。中介信號Q3_n至Q5_n的電平H狀態(tài)則不變。
到了時(shí)點(diǎn)ta2，第三個(gè)觸發(fā)器38就會依照中介信號Q2_n在時(shí)點(diǎn)ta2之前的電平L狀態(tài)而改變?yōu)殡娖絃；中介信號Q2_n本身的電平則因?yàn)橹薪樾盘朡1_n的電平H而恢復(fù)為電平H。如此演變下去，時(shí)脈Q1_n至Q4_n就會分別于時(shí)點(diǎn)ta0至ta1、ta1至ta2、ta2至ta3、ta3至ta4之間依序轉(zhuǎn)變?yōu)殡娖絃并在1T期間內(nèi)維持于此狀態(tài)。到了時(shí)點(diǎn)ta4，中介信號Q4_n的狀態(tài)回復(fù)至電平H，這也使得與非運(yùn)算后的中介信號Q5_n改變狀態(tài)為電平L。而在時(shí)點(diǎn)ta5，各中介信號Q1_n至Q5_n的狀態(tài)又回復(fù)至?xí)r點(diǎn)ta0之前的狀態(tài)，使得各中介信號Q1_n至Q5_n在時(shí)點(diǎn)ta5之后再度周期性地重現(xiàn)時(shí)點(diǎn)ta0至ta4間的變化。
換句話說，利用圖7中的4個(gè)觸發(fā)器38，就能產(chǎn)生出5個(gè)中介信號Q1_n至Q5_n(即M＝5)，各中介信號波形重復(fù)出現(xiàn)的最小周期為5T(1T為時(shí)脈CK_n的周期)，相互之間的相位差則相當(dāng)于1T的時(shí)間差。請參考圖9(并一并參考圖6至圖8)。圖9即為圖6中各時(shí)脈CK_1至CK_4以及各對應(yīng)的中介信號Qm_n波形時(shí)序的示意圖(n＝1到4、m＝1到5，M＝5)；圖9的橫軸為時(shí)間，各波形的縱軸為波形大小。如圖8中所說明過的，各中介信號Qm_n的周期均為5T，但由于各時(shí)脈CK_n之間的相位差相當(dāng)于k*T/4的時(shí)間差(k為一整數(shù))，故在不同時(shí)脈觸發(fā)出來的中介信號之間，其相位差也就會等效于T/4整數(shù)倍的時(shí)間差。具體來說，中介信號Qm_n與中介信號Q1_1之間的相位差就相當(dāng)于((m-1)+(n-1)/4)*T的時(shí)間差。舉例來說，如圖9所示，中介信號Q2_2與中介信號Q1_1之間的相位差就相當(dāng)于1.25T的時(shí)間差，中介信號Q3_3、Q4_4與中介信號Q1_1之間的相位差則分別等效于2.5T及3.75T的時(shí)間差。
利用各中介信號Qm_n，邏輯模塊40就能組合出至少一個(gè)周期為(5/4)T的信號作為輸出時(shí)脈CKo。請參考圖10、圖11(并一并參考圖6至圖9)。圖10即為圖6中邏輯模塊40一實(shí)施例的示意圖，圖11則為圖10中邏輯模塊40運(yùn)作時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖；圖11的橫軸即為時(shí)間。如圖10所示，邏輯模塊40中可以利用與門46將中介信號Q1_1、Q3_3進(jìn)行與運(yùn)算產(chǎn)生一信號Qa、將中介信號Q2_2、Q4_4進(jìn)行與運(yùn)算產(chǎn)生信號Qb，再將信號Qa、Qb進(jìn)行與運(yùn)算產(chǎn)生信號Qc。而信號Qa、Qb或Qc即可作為輸出時(shí)脈CKo。
如圖11所示，利用兩個(gè)具有2.5T時(shí)間差的中介信號Q1_1、Q3_3進(jìn)行與運(yùn)算后產(chǎn)生出來的信號Qa，就是一個(gè)周期為2.5T的時(shí)脈信號。也就是說，在中介信號Qm_n的一個(gè)5T周期內(nèi)，信號Qa的波形變化周期性地重復(fù)了兩次。同理，中介信號Q2_2、Q4_4及運(yùn)算后的信號Qb，就是另一個(gè)變化周期2.5T的時(shí)脈信號。不過，由于Q1_1、Q3_3與Q2_2、Q4_4之間的相位差，使得信號Qa、Qb之間的相位差相當(dāng)于1.25T的時(shí)間差。而將信號Qa、Qb進(jìn)行與運(yùn)算產(chǎn)生出來的信號Qc，其波形就會在5T時(shí)間內(nèi)周期性地發(fā)生4次重復(fù)，也就是具有1.25T的周期。以信號Qc作為輸出時(shí)脈CKo，就能達(dá)成本發(fā)明非整數(shù)分頻的目的，以0.8的分頻倍率對時(shí)脈CK_n(周期T)分頻而產(chǎn)生周期為1.25T的輸出時(shí)脈。當(dāng)然，周期2.5T的信號Qa、Qb也可作為輸出時(shí)脈CKo，作為0.4分頻倍率的分頻結(jié)果。
由于各中介信號Qm_n之間的相位差等效于T/4整數(shù)倍的時(shí)間差，在邏輯模塊40中適當(dāng)?shù)剡x用不同的中介信號來作邏輯運(yùn)算，就能另外產(chǎn)生具有特定相位差的多個(gè)信號來作為輸出時(shí)脈。關(guān)于此情形，請參考圖12、13(并一并參考圖6至圖9)。圖12為圖6中邏輯模塊40另一實(shí)施例的示意圖，圖13則為圖12中邏輯模塊40運(yùn)作時(shí)各相關(guān)信號波形時(shí)序的示意圖；圖13的橫軸為時(shí)間。如圖12所示，除了像在圖10中將中介信號Q1_1、Q2_2、Q3_3及Q4_4通過與門46進(jìn)行與運(yùn)算而產(chǎn)生信號Qc之外，圖12中的邏輯模塊40還另取中介信號Q1_2、Q2_3、Q3_4及Q5_1來進(jìn)行與運(yùn)算而產(chǎn)生信號Qd。由圖13中可看出，由于Q1_2、Q2_3、Q3_4及Q5_1與Q1_1、Q2_2、Q3_3及Q4_4之間分別具有等效于T/4的相位差，故及運(yùn)算所產(chǎn)生出來的信號Qc、Qd雖同樣都具有1.25T的周期，但兩者之間也有等效于T/4的相位差。以或門48將信號Qc與Qd作或運(yùn)算就能得到信號Qe；如圖13所示，信號Qe的周期亦為1.25T，但其工作周(duty cycle)與信號Qc、Qd不同。信號Qc、Qd及Qe均可作為輸出時(shí)脈CKo，實(shí)現(xiàn)0.8分頻，以產(chǎn)生周期為1.25T的輸出時(shí)脈。
除了根據(jù)周期T的時(shí)脈CK_1至CK_4產(chǎn)生1.25T的輸出時(shí)脈之外，本發(fā)明當(dāng)然也可以以非整數(shù)的分頻倍率產(chǎn)生出周期低于1T的輸出時(shí)脈。實(shí)際的實(shí)施方式，請參考圖14至圖17(并一并參考圖6)。要根據(jù)周期T的時(shí)脈CK_n產(chǎn)生出周期低于1T的輸出時(shí)脈，可以用圖14中的電路配置來實(shí)現(xiàn)圖6中的狀態(tài)機(jī)36，以在時(shí)脈CK_n的觸發(fā)下，利用兩個(gè)串接的觸發(fā)器38及一個(gè)與非門42來產(chǎn)生出3個(gè)中介信號Q1_n至Q3_n(即圖6中的M等于3)。如圖15的時(shí)序示意圖所示，以4個(gè)相位平均分配于T的時(shí)脈CK_1至CK_4，就能以圖14中的狀態(tài)機(jī)36產(chǎn)生出中介信號Q1_1至Q3_1、Q1_2至Q3_2、Q1_3至Q3_3及Q1_4至Q3_4(圖15的橫軸即時(shí)間)；各中介信號的周期為3T，各周期中有1T的時(shí)間為電平L，有2T的時(shí)間持續(xù)為電平H。
配合圖14中的狀態(tài)機(jī)，圖6中的邏輯模塊40則可用圖16中的電路來實(shí)現(xiàn)，通過與門46對中介信號Q1_2、Q1_3、Q2_4與Q3_1進(jìn)行與運(yùn)算而產(chǎn)生出信號Qc2，而中介信號Q2_1、Q2_2、Q3_3與Q3_4進(jìn)行與運(yùn)算的結(jié)果則為信號Qd2。信號Qc2、Qd2以或門48作或運(yùn)算可產(chǎn)生信號Qe2，而信號Qe2的周期就會是0.75T，實(shí)現(xiàn)出4/3的分頻。就像圖17的時(shí)序示意圖所示，信號Qc2在3T期間內(nèi)其波形會重復(fù)兩次，其周期即為1.5T。同樣地，信號Qd2的周期亦為1.5T，但信號Qc2、Qd2之間具有等效于0.75T的相位差。對信號Qc2、Qd2進(jìn)行或運(yùn)算，其所形成的信號Qe2就會具有0.75T的周期；而此信號Qe2也就能作為邏輯模塊40的輸出時(shí)脈CKo，實(shí)現(xiàn)4/3的分頻，由周期T的時(shí)脈CK_n產(chǎn)生出更高頻(周期更短)的輸出時(shí)脈。
在圖7至圖13以及圖14至17的實(shí)施例中，都是以與非門42搭配串接的觸發(fā)器38(如圖7、圖14所示)，來實(shí)現(xiàn)圖6中的狀態(tài)機(jī)36。這種配置所產(chǎn)生出來的中介信號Qm_n，會在M*T的周期中有1T的期間維持于電平L，如圖8、圖9、圖15等所示。當(dāng)然，本發(fā)明也可使用不同電路結(jié)構(gòu)的狀態(tài)機(jī)36來以不同波形的中介信號組合出非整數(shù)的分頻倍率。關(guān)于此情形，請參考圖18至圖20(并一并參考圖6)。在周期T的時(shí)脈CK_n的觸發(fā)下，假設(shè)圖6中的各狀態(tài)機(jī)36能產(chǎn)生5個(gè)周期為5T的中介信號Qm_n，各中介信號的一個(gè)周期中有2T期間維持于電平L，那么集合4個(gè)狀態(tài)機(jī)36所能產(chǎn)生出來的中介信號，其波形時(shí)序即示意于圖18。
雖然圖18中各中介信號Qm_n的波形不同于圖9中介信號的波形，但仍然能像圖9至圖11中的實(shí)施例一樣，配合對應(yīng)的邏輯模塊設(shè)計(jì)來組合出相同的非整數(shù)分頻倍率。要達(dá)到分頻的目的，圖6中的邏輯模塊40可以用圖19中的配置來實(shí)現(xiàn)，通過由與門對圖18中的中介信號Q1_1、Q3_3以及Q2_2、Q4_4進(jìn)行與運(yùn)算，分別產(chǎn)生信號Qf1及Qf2，再利用或門48對信號Qf1、Qf2作或運(yùn)算，就能產(chǎn)生1.25T的信號Qg作為輸出時(shí)脈CKo。關(guān)于圖19中邏輯模塊40的運(yùn)作情形可參考圖20的波形時(shí)序示意圖。由圖20可知，信號Qg的確具有1.25T的周期。
在前面以具體實(shí)施例討論過本發(fā)明實(shí)現(xiàn)特定分頻倍率的方法以后，接下來將討論本發(fā)明技術(shù)推廣應(yīng)用的情形。請參考圖21。圖21為本發(fā)明一分頻電路52在一信號電路50中與一鎖相電路54搭配應(yīng)用而產(chǎn)生多個(gè)異頻輸出時(shí)脈的功能方塊示意圖。鎖相電路54中設(shè)有兩個(gè)分頻器62A、62B、一頻率/相位差異的檢測器64、一濾波器66、一壓控振蕩器68，以根據(jù)一基準(zhǔn)時(shí)脈Cr鎖相產(chǎn)生一輸出時(shí)脈CKo1。如前面討論過的，壓控振蕩器68可以是環(huán)形振蕩器，可提供N個(gè)周期為T、相位平均分配于360度(等效于1T)內(nèi)的時(shí)脈CK_1至CK_N。故壓控振蕩器68可作為一參考時(shí)脈電路，而本發(fā)明的分頻電路52即可利用這些時(shí)脈CK_n作為參考時(shí)脈，實(shí)現(xiàn)非整數(shù)分頻的功能，至少能再提供另一個(gè)周期相異的輸出時(shí)脈CKo2。這樣一來，信號電路50就能提供出多個(gè)頻率不同的時(shí)脈，以便在多時(shí)脈系統(tǒng)中觸發(fā)不同運(yùn)作時(shí)序的電路構(gòu)筑方塊。
在本發(fā)明的分頻電路52中，可以設(shè)置有N個(gè)狀態(tài)機(jī)56，以形成一觸發(fā)模塊；這N個(gè)狀態(tài)機(jī)56可分別在一時(shí)脈CK_n的觸發(fā)下產(chǎn)生M個(gè)中介信號Q1_n至QM_n。而邏輯模塊60就能對這些中介信號進(jìn)行邏輯運(yùn)算，組合出輸出時(shí)脈CKo2。請繼續(xù)參考圖22及23(并一并參考圖21)。在本發(fā)明的較佳實(shí)施例中，狀態(tài)機(jī)56可以利用圖22中示意的電路結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)，也就是以(M-1)個(gè)觸發(fā)器38搭配一與非門42，以便在時(shí)脈CK_n的觸發(fā)下，產(chǎn)生出中介信號Q1_n至QM_n。而圖23則繪出了圖22中狀態(tài)機(jī)所能產(chǎn)生出來的各個(gè)中介信號Qm_n。如圖23所示，各中介信號Qm_n的周期為M*T，各中介信號在一周期中會有1T的期間維持于電平L。對不同時(shí)脈CK_n、CK_n’來說，由于兩時(shí)脈間具有等效于(k/N)*T的相位差(其中k為整數(shù))，故對兩時(shí)脈觸發(fā)出來的中介信號Qm_n與Qm_n’來說，兩者之間的相位差也會等效于(k/N)*T的相位差。
由于各中介信號Qm_n與Qm’_n’之間的相位差會等效于(T/N)的整數(shù)倍，而各中介信號的周期為M*T，在邏輯模塊60對各中介信號進(jìn)行邏輯運(yùn)算后，等效上來說，就能對M*T長度的時(shí)間以(T/N)的時(shí)間為單位作分割；因此，邏輯運(yùn)算能在M*T期間內(nèi)組合出來的周期性波形，其波形重復(fù)出現(xiàn)的最小周期就是M*N的因數(shù)(factor)。舉例來說，在圖7至圖9的實(shí)施例中，因?yàn)镹＝4(4個(gè)時(shí)脈)，M＝5(各時(shí)脈觸發(fā)5個(gè)中介信號)，故邏輯模塊組合出來的輸出時(shí)脈，其周期就可表示為K*(T/4)，而整數(shù)K可以是2、4、5、10、20；在圖11的實(shí)施例中，信號Qa、Qb即是周期2.5T的信號(也就是K＝10)，而信號Qc即為周期1.25T的信號(K＝5)。同理，在圖14至圖17的實(shí)施例中，因?yàn)镹＝4、M＝3，故輸出時(shí)脈的周期仍可表為K*(T/4)，而整數(shù)K可以是2、3、6、12。在圖17中，信號Qc2、Qd2的周期即為(6/4)*T，而信號Qe2的周期即為(3/4)*T。
在設(shè)計(jì)圖21中的邏輯模塊60時(shí)，可以依照輸出時(shí)脈的特性來設(shè)計(jì)其所需實(shí)現(xiàn)的邏輯功能。請參考圖24、25(并一并參考圖21至23)。圖24、25為本發(fā)明以不同中介信號來組合出不同性質(zhì)輸出時(shí)脈時(shí)的時(shí)序示意圖；此兩圖的橫軸即為時(shí)間。如圖24所示，假設(shè)現(xiàn)在要以各中介信號Qm_n來組合出輸出時(shí)脈CKoA，使輸出時(shí)脈CKoA的周期為(K/N)*T，而每一周期中有有(K0/N)*T的期間維持于電平L(其中K、K0為整數(shù))。若輸出時(shí)脈CKoA維持于電平L的時(shí)間大于或等于中介信號維持于電平L的時(shí)間，就能直接選擇相位適當(dāng)?shù)闹薪樾盘?，以及運(yùn)算形成輸出時(shí)脈CKoA中電平L的部分。像在圖24中，假設(shè)輸出時(shí)脈CKoA維持于電平L的期間大于各中介信號維持于電平L的期間，就能以復(fù)數(shù)個(gè)中介信號進(jìn)行與運(yùn)算的結(jié)果，來形成輸出時(shí)脈CKoA；像是以中介信號Qm1_n1、Qm2_n2及運(yùn)算的結(jié)果來形成輸出時(shí)脈CKoA第一個(gè)周期中維持于電平L的部分，以中介信號Qm5_n5、Qm6_n6及運(yùn)算的結(jié)果來形成輸出時(shí)脈CKoA在另一個(gè)周期中維持于電平L的部分。像是在圖10、圖11所討論過的實(shí)施例中，就是以這種方式來產(chǎn)生信號Qc。
另一方面，若輸出時(shí)脈中維持于電平L的部分比中介信號維持于電平L的部分短，就可先將輸出時(shí)脈分解為數(shù)個(gè)較低頻的交錯信號。如圖25所示，假設(shè)邏輯模塊要組合出周期為(K/N)*T的輸出時(shí)脈CKoB，但在時(shí)脈CKoB的各個(gè)周期中，維持于電平L的部分比各中介信號維持于電平L的部分還要短。在這種情形下，就可將輸出時(shí)脈CKoB適當(dāng)?shù)胤纸鉃閺?fù)數(shù)個(gè)交錯的低頻信號CKoB1、CKoB2等等，如圖25所示。換句話說，輸出時(shí)脈CKoB為各低頻信號CKoB1、CKoB2或運(yùn)算后的結(jié)果。由于低頻信號CKoB1、CKoB2的頻率較低、周期較長，其維持于電平L的部分就會大于等于各中介信號維持于電平L的部分，可以用圖24中提到方法來組合出各低頻信號。也就是說，可以利用各中介信號及運(yùn)算的結(jié)果先組合出低頻信號，再將低頻信號以或運(yùn)算組合出所需的高頻輸出時(shí)脈。像在圖16、17與圖19、20中的實(shí)施例，就屬于這種情況。
當(dāng)然，要強(qiáng)調(diào)的是，本發(fā)明邏輯模塊的實(shí)現(xiàn)方式有多種，并不限于及運(yùn)算、或運(yùn)算等等。舉例來說，中介信號Qm_n與Qm’_n’及運(yùn)算所產(chǎn)生出來的信號和Qm_n、Qm’_n’分別反相后作或運(yùn)算所得到信號，兩信號都會有相同的周期(只是互為反相)。只要能組合出所需輸出時(shí)脈的邏輯配置，就能使用于本發(fā)明中的邏輯模塊，以各中介信號組合出適當(dāng)?shù)妮敵鰰r(shí)脈，實(shí)現(xiàn)非整數(shù)的分頻。
總結(jié)來說，本發(fā)明的分頻電路能利用鎖相電路的環(huán)形壓控振蕩器所產(chǎn)生出來的復(fù)數(shù)個(gè)異相時(shí)脈作為參考時(shí)脈，以觸發(fā)分頻電路中的狀態(tài)機(jī)產(chǎn)生中介時(shí)脈，再利用邏輯模塊以各中介時(shí)脈組合出所需的輸出時(shí)脈。相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明除了鎖相電路本身能產(chǎn)生的輸出時(shí)脈，還能以本發(fā)明的分頻電路另外再提供至少一個(gè)非整數(shù)分頻后的輸出時(shí)脈。由于本發(fā)明僅需以構(gòu)造精簡的邏輯電路(像是觸發(fā)器、邏輯門)就能提供額外的輸出時(shí)脈(尤其是頻率為非整數(shù)倍的輸出時(shí)脈)，故本發(fā)明技術(shù)所需的布局面積、功率消耗及電路構(gòu)造均較為檢省、精簡，又能充分滿足現(xiàn)代電子電路多時(shí)脈的需求。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)，可發(fā)現(xiàn)本發(fā)明的分頻電路所需的布局面積大約僅為一般鎖相電路的五分之一，足證本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)；而以本發(fā)明分頻電路組合出來的輸出時(shí)脈，特別適合用來觸發(fā)僅需以上升沿或下降沿觸發(fā)的序向電路構(gòu)筑方塊。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，凡依本發(fā)明申請專利范圍所做的均等變化與修飾，皆應(yīng)屬本發(fā)明專利的涵蓋范圍。
權(quán)利要求
1.一種分頻的方法，用來根據(jù)復(fù)數(shù)個(gè)參考時(shí)脈提供至少一輸出時(shí)脈，并使所述輸出時(shí)脈的周期與所述參考時(shí)脈的周期間具有一預(yù)設(shè)的分頻倍率，所述方法包含有接收所述復(fù)數(shù)個(gè)參考時(shí)脈，其中各參考時(shí)脈的周期相等，且不同的參考時(shí)脈間具有不同的相位；進(jìn)行一觸發(fā)步驟，以根據(jù)每一參考時(shí)脈的周期觸發(fā)復(fù)數(shù)個(gè)對應(yīng)的中介信號，使所述復(fù)數(shù)個(gè)中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的整數(shù)倍，而對應(yīng)同一參考時(shí)脈的中介信號之間具有不同的相位；以及以至少兩個(gè)分別對應(yīng)于不同參考時(shí)脈的中介信號進(jìn)行邏輯運(yùn)算，并根據(jù)邏輯運(yùn)算的結(jié)果提供所述輸出時(shí)脈，使所述輸出時(shí)脈波形重復(fù)變化的最小周期小于所述中介信號的周期，且不等于所述參考時(shí)脈的周期。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，接收N個(gè)參考時(shí)脈，而第n個(gè)參考時(shí)脈的相位與第1個(gè)參考時(shí)脈的相位差為((n-1)/N)*360度。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中，所述觸發(fā)步驟使每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍，而當(dāng)所述參考時(shí)脈的周期為T時(shí)，所述輸出時(shí)脈的周期為(T/N)的L倍，而L為M、N乘積的因數(shù)之一。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述觸發(fā)步驟根據(jù)每一參考時(shí)脈觸發(fā)M個(gè)中介信號，使所述每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍，且第m個(gè)中介信號與第1個(gè)中介信號的相位差等效于所述參考時(shí)脈周期的m倍。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述觸發(fā)步驟根據(jù)每一參考時(shí)脈觸發(fā)M個(gè)中介信號，使每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，各中介信號的每一周期中維持于一第一電平的時(shí)間亦為所述參考時(shí)脈周期的整數(shù)倍。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，當(dāng)進(jìn)行所述觸發(fā)步驟時(shí)，根據(jù)各參考時(shí)脈每一周期中上升沿或下降沿的觸發(fā)來產(chǎn)生所述復(fù)數(shù)個(gè)中介信號。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述輸出時(shí)脈的周期小于所述參考時(shí)脈的周期。
9.一種信號電路，用來根據(jù)復(fù)數(shù)個(gè)參考時(shí)脈提供至少一輸出時(shí)脈，并使所述輸出時(shí)脈的周期與所述參考時(shí)脈的周期間具有一預(yù)設(shè)的分頻倍率，所述信號電路包含有一參考時(shí)脈電路，用來提供所述復(fù)數(shù)個(gè)參考時(shí)脈，其中各參考時(shí)脈的周期相等，且不同的參考時(shí)脈間具有不同的相位；一觸發(fā)模塊，其包含有復(fù)數(shù)個(gè)狀態(tài)機(jī)，各狀態(tài)機(jī)對應(yīng)于一參考時(shí)脈，可根據(jù)所述參考時(shí)脈的周期觸發(fā)復(fù)數(shù)個(gè)對應(yīng)的中介信號，使所述復(fù)數(shù)個(gè)中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的整數(shù)倍，而對應(yīng)同一參考時(shí)脈的狀態(tài)機(jī)所提供的各個(gè)中介信號之間具有不同的相位；以及一邏輯模塊，其包含有復(fù)數(shù)個(gè)邏輯門，所述邏輯模塊可將至少兩個(gè)分別對應(yīng)于不同參考時(shí)脈的中介信號進(jìn)行邏輯運(yùn)算，并根據(jù)邏輯運(yùn)算的結(jié)果提供所述輸出時(shí)脈，使所述輸出時(shí)脈波形重復(fù)變化的最小周期小于所述中介信號的周期，且不等于所述參考時(shí)脈的周期。
10.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中所述參考時(shí)脈電路可提供N個(gè)參考時(shí)脈，而第n個(gè)參考時(shí)脈的相位與第1個(gè)參考時(shí)脈的相位差為((n-1)/N)*360度。
11.如權(quán)利要求10所述的信號電路，其中，各狀態(tài)機(jī)使所述每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍，而當(dāng)所述參考時(shí)脈的周期為T時(shí)，所述邏輯模塊使所述輸出時(shí)脈的周期為(T/N)的L倍，而L為M、N乘積的因數(shù)之一。
12.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中，所述狀態(tài)機(jī)根據(jù)每一參考時(shí)脈觸發(fā)M個(gè)中介信號，使每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍，且第m個(gè)中介信號與第1個(gè)中介信號的相位差等效于所述參考時(shí)脈周期的m倍。
13.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中，各狀態(tài)機(jī)根據(jù)每一參考時(shí)脈觸發(fā)M個(gè)中介信號，使每一中介信號波形變化重復(fù)的最小周期為所述參考時(shí)脈周期的M倍。
14.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中，各狀態(tài)機(jī)使各中介信號的每一周期中維持于一第一電平的時(shí)間亦為所述參考時(shí)脈周期的整數(shù)倍。
15.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中，各狀態(tài)機(jī)根據(jù)各參考時(shí)脈每一周期中上升沿或下降沿的觸發(fā)來產(chǎn)生所述復(fù)數(shù)個(gè)中介信號。
16.如權(quán)利要求9所述的信號電路，其中，所述邏輯模塊使所述輸出時(shí)脈的周期小于所述參考時(shí)脈的周期。
全文摘要
本發(fā)明提供一種以非整數(shù)分頻倍率進(jìn)行分頻的方法及相關(guān)裝置。所述方法包含有以振蕩器產(chǎn)生N個(gè)周期為T、相位平均分布于360度的參考時(shí)脈；根據(jù)每一參考時(shí)脈觸發(fā)產(chǎn)生M個(gè)周期為M＊T、相位平均分布于360度的中介信號，再利用由至少兩個(gè)參考時(shí)脈觸發(fā)出來的中介信號來進(jìn)行邏輯運(yùn)算，以產(chǎn)生一輸出時(shí)脈，使得所述輸出時(shí)脈的周期可以為(M/N) ＊T，達(dá)到非整數(shù)分頻的目的。
文檔編號H03L7/16GK1610263SQ20031010243
公開日2005年4月27日 申請日期2003年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月20日
發(fā)明者錢宣浩 申請人:揚(yáng)智科技股份有限公司