br>[0034]如圖14所示，三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置包括控制器，該控制器與三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的各功率模塊通信連接，對功率模塊進行統(tǒng)一、協(xié)調控制，可提升系統(tǒng)的抗干擾性和運行可靠性。該通信連接可通過光纖或其它方式實現(xiàn)。
[0035]如圖10至圖13所示，三相多繞組變壓器10的原邊三相繞組可采用星形接法或三角形接法、副邊各三相繞組可采用星形接法或三角形接法。
[0036]如圖8所示，為了應對被測設備在電網(wǎng)適應性測試過程中出現(xiàn)的極端動態(tài)過程，提升三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的穩(wěn)定性，降低對現(xiàn)場電網(wǎng)的影響，功率模塊可設置直流斬波電路24。該直流斬波電路24連接在直流母線環(huán)節(jié)22的兩極之間，可連接在直流母線環(huán)節(jié)22的電容組之前或之后。
[0037]在本實施例中，直流斬波電路24采用功率半導體開關器件(如IGBT等)與限流電阻構成，在其它實施例中，可以采用其它結構的直流斬波電路。
[0038]三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置實施例一
[0039]如圖4所示，本實用新型的三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置包括三相多繞組變壓器、功率模塊陣列和輸出濾波器。其中，三相多繞組變壓器的原邊連接至三相中高壓電網(wǎng)，原邊繞組為星形接法，副邊包括3η套三相繞組，副邊繞組為三角形接法。功率模塊陣列包括3組功率模塊，每組功率模塊對應輸出的某一相，每組功率模塊包括η個功率模塊。
[0040]如圖7所示，功率模塊的電路結構包括具備兩電平電路特征的三相PWM整流器21、直流母線環(huán)節(jié)22和單相H橋逆變器23。直流母線環(huán)節(jié)22位于三相PWM整流器21和單相H橋逆變器23之間，包括連接在其兩極之間的直流電容組。三相PWM整流器21包括3個橋臂，單相H橋逆變器23包括兩個橋臂，上述橋臂均采用兩個串聯(lián)的功率半導體開關器件(如IGBT等)構成的兩電平電路。三相PWM整流器21的輸入連接上述三相多繞組變壓器10對應的副邊三相繞組，單相H橋逆變器23的輸出端級聯(lián)，形成三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的基本輸出。
[0041]以A組功率模塊為例，其輸出級聯(lián)及與三相多繞組變壓器的連接關系如圖3所示?？梢钥闯?，同一相的η個H橋逆變器的輸出端進行首尾級聯(lián)，即第I個H橋逆變器的尾端連接第2個H橋逆變器的首端，依次類推，A相對應功率模塊串接后剩下首端A和尾端X。類似地，B相對應功率豐吳塊串接后剩下首端B和尾端Y ；C相對應功率豐吳塊串接后剩下首端C和尾端Z。三相輸出可以采用星形接法，此時尾端X、Y和Z短接在一起形成中點N。輸出濾波器連接上述首端A、B、C，輸出濾波器可由電抗器31和電容器32組成，其中，電容器32采用三角形接法(也可采用星形接法)，該電抗器31設置在功率模塊陣列20與電容器32連接的三相線路上。
[0042]假設本三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的輸入輸出額定電壓為10kV，輸出容量為5MVA，則上述每相的功率模塊級聯(lián)數(shù)N可為11。其中可設置9個低頻擾動發(fā)生功率模塊，功率模塊的三相輸入電壓可設計為690V，其單相輸出電壓包括基波電壓成分與低次諧波電壓，可設計為642V，這樣，系統(tǒng)級聯(lián)后的基波線電壓可達到10kV。另可設置2個高頻擾動發(fā)生功率模塊，功率模塊的三相輸入電壓可設計為345V，其單相輸出電壓包括高次諧波電壓，可設計為321V，這樣系統(tǒng)級聯(lián)后的諧波線電壓可達到1.lkV，滿足電網(wǎng)諧波的測試要求。三相多繞組變壓器的對應副方繞組的電壓也需與之相匹配。當功率模塊采用上述兩電平電路時，低頻擾動發(fā)生功率模塊可采用1700V的IGBT功率半導體開關器件，而高頻擾動發(fā)生功率模塊則可采用1200V的IGBT功率半導體開關器件。兩種功率模塊在實現(xiàn)時也可以都采用690V的輸入電壓和642V的輸出電壓，并都采用1700V的IGBT器件，但上述差異化設計可優(yōu)化系統(tǒng)成本。
[0043]根據(jù)輸出電壓頻率范圍的要求，上述低頻擾動發(fā)生功率模塊可采用較低的開關頻率，如IkHz ;而高頻擾動發(fā)生功率模塊則需采用較高的開關頻率，如9kHz。對于高頻擾動發(fā)生功率模塊，開關頻率的升高會帶來開關損耗和散熱要求的增加。而上述降低高頻擾動發(fā)生功率模塊的輸入電壓及輸出電壓的措施可在一定程度上抵消開關頻率升高帶來的開關損耗增加，從而平衡各功率模塊的開關損耗，降低系統(tǒng)的設計、制造難度和整體成本。兩種功率模塊在實現(xiàn)時也可以都采用較高的開關頻率如9kHz，但上述差異化設計可優(yōu)化系統(tǒng)成本。
[0044]單相H橋逆變器經(jīng)9級級聯(lián)后可達到9kHz，從而提升響應速度，并減小輸出濾波器的體積和重量。對應地，輸出濾波器的截止頻率可設置在3kHz至5kHz。
[0045]本三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置包括控制器，控制器與各功率模塊通過光纖通信連接，對功率模塊進行統(tǒng)一、協(xié)調控制，可提升系統(tǒng)的抗干擾性和運行可靠性。
[0046]三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置實施例二
[0047]如圖5所示，本實用新型的三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置包括三相多繞組變壓器，功率模塊陣列和輸出濾波器。其中，三相多繞組變壓器的原邊連接至三相中高壓電網(wǎng)，原邊繞組為三角接法，副邊包括3η套三相繞組，副邊繞組為星形接法。功率模塊陣列包括3組功率模塊，每組功率模塊對應輸出的某一相，每組功率模塊包括η個功率模塊。如圖8所示，功率模塊的電路結構包括具備兩電平電路特征的三相PWM整流器、直流母線環(huán)節(jié)、直流斬波電路和單相H橋逆變器。直流母線環(huán)節(jié)位于三相PWM整流器和單相H橋逆變器之間，包括連接在其兩極之間直流電容組；直流斬波電路掛接在直流母線環(huán)節(jié)的正、負母線之間，以應對測試過程中的極端動態(tài)過程，提升裝置的穩(wěn)定性，降低對現(xiàn)場電網(wǎng)的影響。三相PWM整流器包括3個橋臂，單相H橋逆變器包括兩個橋臂，直流斬波電路包括半個橋臂和能耗電阻，上述橋臂均采用兩個串聯(lián)的功率半導體開關器件(如IGBT)構成的兩電平電路。三相PWM整流器的輸入連接上述三相多繞組變壓器對應的副邊三相繞組，單相H橋逆變器的輸出端級聯(lián)，形成三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的基本輸出。同一相的η個H橋逆變器的輸出端進行首尾級聯(lián)，即第I個H橋逆變器的尾端連接第2個H橋逆變器的首端，依次類推，A相對應功率豐吳塊串接后剩下首端A和尾端X。類似地，B相對應功率豐吳塊串接后剩下首端B和尾端Y ；C相對應功率模塊串接后剩下首端C和尾端Ζ。三相輸出可以采用三角形接法，此時尾端X連接首端B，尾端Y連接首端C，尾端Z連接首端Α，形成閉合的三角形。輸出濾波器連接上述首端A、B、C，由電抗器、電容器和電阻組成，其中，電容器與電阻串聯(lián)，呈星型接法，電抗器設置在功率模塊陣列與電容器連接的三相線路上。
[0048]假設本三相電網(wǎng)擾動發(fā)生裝置的輸入輸出額定電壓為10kV，輸出容量為7.5MVA，則上述每相的功率模塊級聯(lián)數(shù)N可為18。其中，可設置15個低頻擾動發(fā)生功率模塊，功率模塊的三相輸入電壓可設計為690V，其單相輸出電壓包括基波電壓成分與低次諧波電壓，可設計為667V，這樣系統(tǒng)級聯(lián)后的基波線電壓可達到10kV。另可設置3個高頻擾動發(fā)生功率模塊，功率模塊的三相輸入電壓可設計為345V，其單相輸出電壓包括高次諧波電壓，可設計為334V，這樣系統(tǒng)級聯(lián)后的諧波線電壓可達到1.0kV，滿足電網(wǎng)諧波的測試要求。三相多繞組變壓器的對應副方繞組的電壓也需與之相匹配。當功率模塊采用上述兩電平電路時，低頻擾動發(fā)生功率模塊可采用1700V的IGBT功率半導體開關器件，而高頻擾動發(fā)生功率模塊則可以采用1200V的IGBT功率半導體開關器件。兩種功率模塊在實現(xiàn)時也可以都采用690V的輸入電壓和667V的輸出電壓，以及都采用1700V的IGBT器件，但上述差異化設計可優(yōu)化系統(tǒng)成本。
[0049]根據(jù)輸出電壓頻率范圍的要求，上述低頻擾動發(fā)生功率模塊可采用較低的開關頻率，如IkHz ;而高頻擾動發(fā)生功率模塊則需采用較高的開關頻率，如10kHz。對于高頻擾動發(fā)生功率模塊，開關頻率的升高會帶來開關損耗和散熱要求的增加。而上述降低高頻擾動發(fā)生功率模塊的輸入電壓及輸出電壓的措施可在一定程度上抵消開關頻率升高帶來的開關損耗增加，從而平衡各功率模塊的開關損耗，降低系統(tǒng)的設計、制造難度和整體成本。兩種功率模塊在實現(xiàn)時也可都采用較高的開關頻率如10kHz，但上述差異化設計可優(yōu)化系統(tǒng)成本。
[0050]單相H橋逆變器經(jīng)15級級聯(lián)后可達到15kHz，從而提升響應速度，并減小輸出濾波器的體積和重量。對應地，輸出濾波器的截止頻率可設置在4