本實(shí)用新型涉及永磁直線電機(jī)的控制系統(tǒng)，特別是涉及一種基于改進(jìn)ADRC自抗擾算法的永磁直線電機(jī)控制系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

目前商業(yè)化的永磁同步直線電機(jī)驅(qū)動設(shè)備大多數(shù)依然采用PI控制器，PI控制器的設(shè)計在抗參數(shù)攝動方面效果不理想，對永磁同步直線電機(jī)參數(shù)依賴性很強(qiáng)，在調(diào)速系統(tǒng)中不能解決快速性與超調(diào)性之間的矛盾。

如圖3所示傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法中的NLSEF非線性誤差狀態(tài)反饋律，由于NLSEF非線性誤差狀態(tài)反饋律狀態(tài)方程中fal()函數(shù)在(-δ,δ)工作在線性區(qū)間，在其它范圍fal()函數(shù)工作在非線性區(qū)間，fal()函數(shù)在-δ和δ兩點(diǎn)位置函數(shù)特性曲線不光滑如圖4所示，這種不光滑的特性容易引起ADRC控制器輸出凈控制量出現(xiàn)顫抖現(xiàn)象如圖4所示，且NLSEF非線性誤差狀態(tài)反饋律狀態(tài)方程中需要調(diào)節(jié)k₃,k₄,δ₃,δ₄參數(shù)，加大了參數(shù)調(diào)節(jié)難度。

如圖3所示傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法中的ESO狀態(tài)觀測器，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₁和TD跟蹤微分器輸出x₁比較得到誤差值，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₂和TD跟蹤微分器輸出x₂比較得到誤差值，通過閉環(huán)控制誤差值逐漸減小為零時，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₁完全跟蹤TD跟蹤微分器輸出x₂，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₂完全跟蹤TD跟蹤微分器輸出x₂，NLSEF非線性誤差狀態(tài)反饋律輸出的凈控制量u₁作為放大系數(shù)b模塊的輸入，放大系數(shù)b模塊的輸出與反饋信號值Fdb作為ESO狀態(tài)觀測器的輸入，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₁跟蹤反饋信號Fdb，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₂跟蹤反饋信號Fdb的微分值，ESO狀態(tài)觀測器狀態(tài)方程誤差量逐漸減小為零時，z₁和z₂能完全跟蹤反饋信號Fdb信號和反饋信號Fdb微分信號，這樣反饋信號Fdb完全跟蹤ADRC自抗擾算法中給定輸入信號Ref，同時ESO狀態(tài)觀測器完全跟蹤系統(tǒng)總干擾值z₃，由于fal()函數(shù)曲線不光滑的缺點(diǎn)，ESO狀態(tài)觀測器輸出z₁和z₂跟蹤TD跟蹤微分器輸出x₁和x₂時會引起誤差，該誤差將會影響到ESO狀態(tài)觀測器z3跟蹤系統(tǒng)總干擾值，進(jìn)而影響到ADRC算法的控制精度。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本實(shí)用新型的目的在于提供一種基于改進(jìn)ADRC自抗擾算法的永磁直線電機(jī)控制系統(tǒng)，解決NLSEF非線性誤差反饋控制律不光滑特性引起的輸出曲線顫抖、參數(shù)調(diào)節(jié)數(shù)量多和反饋通道上存在偏離真實(shí)值的野值對ESO跟蹤總干擾值的影響。

解決上述技術(shù)問題，本實(shí)用新型采用的技術(shù)方案是：

本實(shí)用新型包括ADRC速度控制器、d軸ADRC電流控制器、q軸ADRC電流控制器、PWM生成模塊、驅(qū)動器模塊、永磁同步直線電機(jī)、編碼信號、解編碼電路、DSP硬件模塊QEP、電壓傳感器、信號調(diào)理電路和DSP硬件模塊ADC。

ADRC速度控制器有兩路輸入，一路輸入是給定速度信號值Vref，另一路輸入是DSP硬件模塊QEP的輸出速度信號Vfdb；q軸ADRC電流控制器有兩路輸入，一路輸入是ADRC速度控制器輸出值Out，另一路輸入是DSP硬件模塊ADC的輸出q軸電流Iq；d軸ADRC電流控制器有兩路輸入，一路輸入是給定零電流值Iref，另一路輸是DSP硬件模塊ADC的輸出d軸電流Id；PWM生成模塊有兩路輸入，一路輸入是d軸ADRC電流控制器輸出Id，另一路輸入是q軸ADRC電流控制器輸出Iq；PWM生成模塊的輸出作為驅(qū)動器的輸入；驅(qū)動器有兩路輸出，一路輸出作為永磁直線電機(jī)的輸入，另一路輸出作為電壓傳感器的輸入；永磁直線電機(jī)的輸出編碼信號作為解編碼電路的輸入；解編碼電路的輸出作為DSP硬件模塊QEP109的輸入；電壓傳感器的輸出作為信號調(diào)理電路的輸入；信號調(diào)理電路的輸出作為DSP硬件模塊ADC的輸入。

所述驅(qū)動器模塊型號為PM75RL1A120三菱驅(qū)動式智能IPM，永磁同步直線電機(jī)型號為蘇州原亞精密科技有限公司生產(chǎn)的圓筒型永磁同步直線電機(jī)，編碼信號為型號Renishaw公司的RH100X30D05A直線光柵編碼器輸出差分信號，解編碼電路型號為6FX1121-4BA02SIEMENS 810，DSP硬件模塊QEP型號為研旭TMS320F28335DSP開發(fā)板，電壓傳感器型號為VSM025，信號調(diào)理電路型號為UAF42增益截止頻率可調(diào)八階巴特沃斯低通濾波器，DSP硬件模塊ADC型號為研旭TMS320F28335DSP開發(fā)板。

本實(shí)用新型具有的有益效果是：

本實(shí)用新型在調(diào)速控制和抗參數(shù)攝動方面效果明顯，能夠?qū)崿F(xiàn)快速無超調(diào)調(diào)速控制，控制算法不依賴電機(jī)參數(shù)，輸出凈控制量曲線光滑，避免顫抖，簡化了參數(shù)的調(diào)節(jié)，利用ESO1狀態(tài)觀測器跟蹤系統(tǒng)總干擾值達(dá)到精確補(bǔ)償，對電流突然的干擾能夠做出迅速的響應(yīng)，保證電流漸進(jìn)的穩(wěn)定。

附圖說明

圖1是基于改進(jìn)ADRC自抗擾算法的永磁直線電機(jī)控制系統(tǒng)圖。

圖2是基于改進(jìn)ADRC自抗擾算法結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3是基于傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法結(jié)構(gòu)示意圖。

圖4是fal()函數(shù)結(jié)構(gòu)示意圖。

圖5是改進(jìn)ADRC自抗擾算法中PD輸出凈控制量和傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法中NLSEF輸出凈控制量對比示意圖。

圖6是改進(jìn)ADRC自抗擾算法和傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法輸出控制量對比示意圖。

圖7是改進(jìn)ADRC自抗擾算法中ESO1狀態(tài)觀測器跟蹤干擾值示意圖。

圖8是改進(jìn)ADRC自抗擾算法調(diào)速曲線和PI算法調(diào)速對比示意圖。

圖9是基于改進(jìn)ADRC速度控制器和PI速度控制器在永磁直線電機(jī)受外界突然的增加負(fù)載和突然減輕負(fù)載時輸出的速度對比圖。

圖10是基于ADRC自抗擾算法在永磁直線電機(jī)受外界突然的增加負(fù)載和突然減輕負(fù)載時輸出的速度和估計總干擾值示意圖。

圖中：101、ADRC速度控制器，102、d軸ADRC電流控制器，103、q軸ADRC電流控制器，104、PWM生成模塊，105、驅(qū)動器模塊，106、永磁同步直線電機(jī)，107、編碼信號，108、解編碼電路，109、DSP硬件模塊QEP，110、電流傳感器，111、信號調(diào)理電路，112、DSP硬件模塊ADC。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本實(shí)用新型作進(jìn)一步說明。

如圖1所示，本實(shí)用新型包括ADRC速度控制器101、d軸ADRC電流控制器102、q軸ADRC電流控制器103、PWM生成模塊104、驅(qū)動器模塊105、永磁同步直線電機(jī)106、編碼信號107、解編碼電路108、DSP硬件模塊QEP 109、電壓傳感器110、信號調(diào)理電路111和DSP硬件模塊ADC112。

ADRC速度控制器101有兩路輸入，一路輸入是給定速度信號值Vref，另一路輸入是DSP硬件模塊QEP 109的輸出速度信號Vfdb；q軸ADRC電流控制器103有兩路輸入，一路輸入是ADRC速度控制器101輸出值Out，另一路輸入是DSP硬件模塊ADC112的輸出q軸電流Iq；d軸ADRC電流控制器102有兩路輸入，一路輸入是給定零電流值Iref，另一路輸是DSP硬件模塊ADC112的輸出d軸電流Id；PWM生成模塊104有兩路輸入，一路輸入是d軸ADRC電流控制器102輸出Id，另一路輸入是q軸ADRC電流控制器103輸出Iq；PWM生成模塊104的輸出作為驅(qū)動器105的輸入；驅(qū)動器105有兩路輸出，一路輸出作為永磁直線電機(jī)106的輸入，另一路輸出作為電壓傳感器110的輸入；永磁直線電機(jī)106的輸出編碼信號107作為解編碼電路108的輸入；解編碼電路108的輸出作為DSP硬件模塊QEP109的輸入；電壓2傳感器110的輸出作為信號調(diào)理電路111的輸入；信號調(diào)理電路111的輸出作為DSP硬件模塊ADC112的輸入。

所述驅(qū)動器模塊105型號為PM75RL1A120三菱驅(qū)動式智能IPM，永磁同步直線電機(jī)106型號為蘇州原亞精密科技有限公司生產(chǎn)的圓筒型永磁同步直線電機(jī)，編碼信號107為型號Renishaw公司的RH100X30D05A直線光柵編碼器輸出差分信號，解編碼電路108型號為6FX1121-4BA02SIEMENS 810，DSP硬件模塊QEP 109型號為研旭TMS320F28335DSP開發(fā)板，電壓傳感器110型號為VSM025，信號調(diào)理電路111型號為UAF42增益截止頻率可調(diào)八階巴特沃斯低通濾波器，DSP硬件模塊ADC112型號為研旭TMS320F28335DSP開發(fā)板。

所述PWM生成模塊104為空間電壓矢量模型SVPWM算法經(jīng)過TMS320F28335DSP計算生成的六路PWM波形。

如圖2所示，所述ADRC速度控制器采用改進(jìn)ADRC自抗擾算法，該改進(jìn)ADRC自抗擾算法反饋通道上沒有TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器，用速度給定信號Ref作為TD1跟蹤微分器的輸入，TD1的輸出與速度反饋信號Fdb比較，比較的誤差值e作為PD模塊的輸入，ESO1狀態(tài)觀測器的輸出z作為縮小系數(shù)1/b模塊輸入，PD輸出值減去縮小系數(shù)1/b模塊輸出值得到u1凈控制量，凈控制量u1一路作為ADRC速度控制器的輸出，另一路作為放大系數(shù)b模塊的輸入，放大系數(shù)b模塊的輸出與速度反饋信號Fdb作為ESO1狀態(tài)觀測器的輸入。

如圖2所示，ADRC電流控制器采用改進(jìn)ADRC自抗擾算法，該改進(jìn)ADRC自抗擾算法反饋通道上有TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器，所述q軸ADRC電流控制器用所述速度控制器輸出Out作為q軸ADRC電流控制器輸入Ref，d軸ADRC電流控制器用給定零電流值作為Ref，Ref作為TD1跟蹤微分控制器的輸入，反饋信號Fdb作為TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器的輸入，TD1跟蹤微分器的輸出值與TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器的輸出值比較，比較的誤差值e作為PD模塊的輸入，ESO1狀態(tài)觀測器輸出z作為縮小系數(shù)1/b模塊輸入，PD模塊輸出值減去縮小系數(shù)1/b模塊的輸出值得到u1凈控制量，凈控制量u1一路作為ADRC電流控制器的輸出，另一路作為放大系數(shù)b模塊的輸入，放大系數(shù)b模塊輸出與TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器的輸出值作為ESO 1的輸入。

改進(jìn)ADRC自抗擾算法由TD1跟蹤微分器、ESO1狀態(tài)觀測器、PD比例微分模塊，TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子的跟蹤微分器四個模塊組成，改進(jìn)ADRC自抗擾算法用PD比例微分模塊替代了NLSEF非線性誤差狀態(tài)反饋律模塊。

所述TD1跟蹤微分器狀態(tài)方程：

x_1(k+1)＝x_1(k)+hx_2(k),x_2(k+1)＝x_2(k)+hfst(x_1(k)-r_(k),x_2(k),λ,h₀)，式中：x_1(k)為跟蹤r_(k)信號，x_2(k)為輸入r_(k)的微分信號，x_1(k+1)是x_1(k)信號下一時刻直，x_2(k+1)是x_2(k)信號下一時刻直，h是數(shù)值積分步長,λ是決定跟蹤速度快慢因子，h₀是噪音濾波因子，r_(k)為輸入量。fst()為離散域最速控制綜合函數(shù)，fst(x₁,x₂,λ,h₀)＝λsign(a)(|a|＞d)；fst(x₁,x₂,λ,h₀)＝λa/d(|a|≤d)；

d＝λh₀；d₀＝dh₀；y＝x₁+h₀x₂；a₀＝(d²+8λ|y|)^1/2；

a＝x₂+(a₀-d)sign(y)/2(|y|＞d₀)；a＝x₂+y/h(|y|≤d₀)；sign(y)＝1(y＞0),sign(y)＝0(y＜0)；

所述TD2帶有預(yù)報補(bǔ)償因子跟蹤微分器方程：

x₁＝x₁+hx₂,x₂＝x₂+hfst(x₁-y,x₂,λ,h₀),x₃＝x₁+ηhx₂，式中x₃為相位補(bǔ)償后的信號。

式中x₁是輸入信號的跟蹤信號,x₂是輸入信號的微分信號，h是數(shù)值積分步長,λ是決定跟蹤速度快慢因子,h₀是噪音濾波因子，η是預(yù)報步長。

所述ESO1狀態(tài)觀測器狀態(tài)方程：

e(k)＝z_1(k)-y_(k),z_1(k+1)＝z_1(k)+h[z_2(k)-β₁e(k)]

$z_{2(k+1)}=z_{2\left(k\right)}+h\[z_{3\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_{2}fal\left(e\right(k),{\∂}_1,{\mathrm{\δ}}_1)\]+bu\left(t\right),z_{3(k+1)}=z_{3\left(k\right)}-{\mathrm{h\β}}_{3}fal\left(e\right(k),{\∂}_2,{\mathrm{\δ}}_2)$

fal(e,α,δ)＝eδ^1-α(|e|≤δ)；fal(e,α,δ)＝|e|^αsign(e)(|e|＞δ)

式中：z_1(k)是ESO1跟蹤輸入y_(k)信號值，z_2(k)是ESO1跟蹤輸入y_(k)微分值，z_3(k)是ESO1跟蹤總干擾，z_1(k+1)是z_1(k)下一時刻值，z_2(k+1)是z_2(k)下一時刻值，z_3(k+1)是z_3(k)下一時刻值，β₁,β₂,β₃為fal函數(shù)系數(shù)，y_(k)為ESO1輸入信號，δ₁,δ₂影響所述ADRC的非線性特性,為冪參數(shù)，e為誤差值，b為放大系數(shù)。

所述PD比例微分方程：P＝k₁e,P為比例控制,D為微分控制，k₁為誤差值系數(shù)，k₂為誤差微分值系數(shù)，e為誤差,為微分誤差。

如圖3所示，所述傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法中NLSEF非線性誤差反饋控制律方程式：

$u=k_{3}fal\left(e\right(k),{\∂}_3,{\mathrm{\δ}}_3)+k_{4}fal\left(e\right(k),{\∂}_4,{\mathrm{\δ}}_4)$

如圖4所示，fal()函數(shù)具有大誤差小增益，小誤差大增益特點(diǎn)，非常適合做非線性反饋，但是在-δ和δ兩點(diǎn)位置函數(shù)特性曲線不光滑，使得輸出凈控制量存在顫抖現(xiàn)象。

式中δ₃,δ₄影響所述ADRC的非線性特性,為冪參數(shù)，k₃,k₄為fal()函數(shù)系數(shù)，e為誤差值。

基于永磁直線電機(jī)數(shù)學(xué)模型，在Simulink仿真中給定信號為跟蹤幅值為1，頻率為0.2HZ的正弦波，外加幅值為1，周期為6.25s方波干擾，傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法凈輸出控制量仿真效果如圖5虛線所示，傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法中NLSEF非線性反饋控制律輸出凈控制量在局部存在一定的顫抖，所述改進(jìn)ADRC自抗擾算法凈輸出控制量仿真效果如圖5實(shí)線所示，改進(jìn)ADRC自抗擾算法中PD比例微分器輸出凈控制量曲線更加光滑。

如圖6所示，ADRC自抗擾算法跟蹤原信號效果，傳統(tǒng)ADRC自抗擾算法跟蹤原信號輸出幅值在1.3左右，改進(jìn)的ADRC自抗擾器算法跟蹤原信號輸出值在1.1左右，輸出曲線幅值要更加逼近原始信號。

如圖7所示，改進(jìn)ADRC自抗擾算法中ESO1狀態(tài)觀測器跟蹤系統(tǒng)總干擾值，ESO1狀態(tài)觀測器輸出z跟蹤系統(tǒng)總干擾值。

以上實(shí)驗(yàn)仿真參數(shù)如下；

λ＝100,h₀＝0.01,P＝100,D＝10,λ＝100,η＝30

k₁＝100,σ＝0.01,b＝1

β₁＝100,β₂＝65,β₃＝80,σ＝0.01,b＝1

如圖8所示，永磁同步直線電機(jī)給定恒定負(fù)載5N啟動時，ADRC速度控制器(101)解決了PI速度控制器無法解決的快速性與超調(diào)性的矛盾，實(shí)現(xiàn)了快速無超調(diào)啟動。

如圖9所示，永磁直線電機(jī)給定恒定負(fù)載5N，在0.12秒突然增加40﹪負(fù)載和在0.22秒突然減少40﹪負(fù)載時，PI速度控制在速度調(diào)節(jié)過程中震蕩厲害，波幅較大，ADRC速度控制器101在速度調(diào)節(jié)過程中曲線光滑，波幅較小。

如圖10所示，永磁同步直線電機(jī)給定恒定負(fù)載5N時，在0.16秒突然增加30﹪負(fù)載和在0.32秒突然減少30﹪負(fù)載時，ADRC速度控制器101中ESO1狀態(tài)觀測器能夠精確的估計總干擾值，在速度調(diào)節(jié)過程中能夠更加快速精確的補(bǔ)償達(dá)到穩(wěn)定。