本發(fā)明涉及功率變換器技術，具體涉及一種應用于CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制。

背景技術：

電力電子裝置的廣泛應用，給電網(wǎng)帶來了大量的諧波污染，嚴重影響了電網(wǎng)的供電質(zhì)量和其他用電設備的正常工作。為了降低電力電子裝置帶來的諧波污染，滿足國際電工委員會制定的諧波標準IEC61000-3-2，需要采用功率因數(shù)校正(Power Factor Correction,PFC)變換器抑制諧波分量使得各類用電設備達到所需的諧波標準。其中，CRM升壓型PFC變換器由于其功率因數(shù)高、體積小、重量輕和成本低等優(yōu)點而被廣泛運用。

CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制一般通過增加正向電感電流導通時間補償電感電流反向諧振所帶來的損失，使得電感電流的平均值與正弦基準電流值相等。但是模態(tài)分析的時候需要對v_in大于或小于V_o/2兩種不同情況分別進行討論，數(shù)字方法的控制算法復雜，而采用模擬硬件實現(xiàn)時，需要實現(xiàn)兩種情況下不同的導通控制電路、不同條件下導通時間控制電路的切換以及輸入電壓與輸出電壓之間關系的判斷等功能。這類控制方法使得控制電路的成本與功耗大幅增加，難以滿足CRM升壓型PFC變換器的高效率低成本的發(fā)展需求。因此需要對傳統(tǒng)的變化導通時間控制進行優(yōu)化。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的是為了解決傳統(tǒng)CRM升壓型PFC變換器變化導通時間控制中對于v_in大于或小于V_o/2這兩種情況需分別計算所帶來的復雜運算問題，提出一種可由模擬控制電路或數(shù)字控制器實現(xiàn)的優(yōu)化控制方法，該方法不需要進行功率檢測和輸入電壓有效值的測量，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關管導通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，從而降低了運算復雜度和系統(tǒng)成本。

上述目的是通過如下技術方案實現(xiàn)的：

一種CRM升壓型PFC變換器變化導通時間優(yōu)化控制，其實現(xiàn)電路包括CRM升壓型PFC變換器主電路和控制電路。控制電路由輸入電壓采樣電路、輸出電壓采樣電路、電感電流過零檢測器、數(shù)字控制器或模擬控制電路構(gòu)成，其數(shù)字控制器包括ADC模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元、中斷系統(tǒng)、運算處理單元、eCAP增強型脈沖捕獲模塊和ePWM增強型脈寬調(diào)制模塊；其模擬控制電路包括PI調(diào)節(jié)器、除法器電路和差分放大電路。

其中，所述CRM升壓型PFC變換器主電路由EMI濾波器、整流橋、輸入電容、電感、開關管、二極管、輸出電容和負載構(gòu)成；所述輸入電壓采樣電路的輸入端連接整流橋后側(cè)輸入電容C_in的兩端，其輸出端連接除法器電路中的乘法器的輸入端或數(shù)字控制器ADC采樣口；所述輸出電壓采樣電路的輸入端連接輸出負載R_load的兩端，其輸出端通過電阻分別連接至運放OP₁和運放OP₂的反向輸入端或數(shù)字控制器ADC采樣口；所述PI調(diào)節(jié)器的運放OP₁的反向輸入端連接分壓電阻R₃與R₄之間的采樣輸出端，正向輸入端連接基準電壓V_ref，輸出信號V_error連接至運放OP₃的正向輸入端；所述除法器電路的乘法器的輸入端分別連接分壓電阻R₁與R₂之間的采樣輸出端，和運放OP₂的輸出端，其輸出端通過電阻R₈連接運放OP₂的反向輸入端，運放OP₂的反向輸入端通過電阻連接分壓電阻R₃與R₄之間的采樣輸出端，正向輸入端連接功率地，輸出信號V_add通過電阻R₉連接運放OP₃的反相輸入端；所述差分放大電路的運放OP₃的輸出信號V_compare連接至運放OP₄的反向輸入端。

一種CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制，在變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關管的導通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，包括如下所述步驟：

1)對導通時間T_on(t)的常數(shù)部分T_{on_error}進行計算，該部分由電壓PI環(huán)進行調(diào)節(jié)，用于控制變換器的輸出功率與輸出電壓；

2)對導通時間T_on(t)的變量部分T_{on_vary}(t)進行計算，該部分用于在變換器輸入電壓過零附近額外增加開關管的導通時間以改善輸入電流畸變，其定量關系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值，V_o是輸出電壓瞬時值，v_in是輸入電壓瞬時值，輸入電壓v_in大于或小于輸出電壓V_o/2；

3)將誤差導通時間T_{on_error}與實時變量導通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當前工作條件下對應的導通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)將對應的導通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制。

一種采用數(shù)字控制器實現(xiàn)上述優(yōu)化控制的方法，包括如下所述的步驟：

1)數(shù)字控制器的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元采樣變換器整流橋后側(cè)的輸入電容C_in兩端的輸入電壓v_in和輸出負載R_load兩端的輸出電壓V_o，得到對應的采樣數(shù)值v_in/K_in與V_o/K_o，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓V_ref在中斷系統(tǒng)中進行比較，其誤差值△V經(jīng)過電壓PI環(huán)運算后生成誤差導通時間T_{on_error}。其中，基準電壓V_ref為輸出電壓的控制目標值除以輸出電壓分壓系數(shù)，一般取1～3V；

3)數(shù)字控制器的運算處理單元根據(jù)如下公式對T_{on_vary}(t)進行實時計算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)將誤差導通時間T_{on_error}與實時變量導通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當前工作條件下對應的導通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (4)

5)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測器輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關管的開通時刻；

6)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應的導通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導通時間控制所需的驅(qū)動信號。

一種采用模擬控制電路實現(xiàn)上述優(yōu)化控制的方法，包括如下所述的步驟：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應誤差導通時間T_{on_error}的電壓信號V_error，對應關系如下所示：

其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導通時間，并輸出對應實時變量導通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號的表達式如下所示：

電路中的電阻阻值根據(jù)如下等式確定：

則電壓信號V_add對應實時變量導通時間T_{on_vary}(t)的對應關系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系數(shù)，du_saw/dt是鋸齒波電壓信號的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare與導通時間T_on(t)的對應關系如下所示：

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認開關管導通時刻。調(diào)制波信號比較器正負端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關管關斷時刻。開關管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關管關斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制。

本發(fā)明的優(yōu)點：

1、本發(fā)明的CRM升壓型PFC變換器變導通時間的優(yōu)化控制，避免了傳統(tǒng)控制方式中需要根據(jù)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓進行分段控制的復雜性問題，所提統(tǒng)一實現(xiàn)方式可基于一套硬件模擬電路實現(xiàn)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓不同條件下的統(tǒng)一控制，從而簡化電路。

2、本發(fā)明的導通時間運算中常數(shù)部分由電壓PI環(huán)進行閉環(huán)調(diào)節(jié)，因此可減少輸出功率檢測環(huán)節(jié)；變量部分基于輸入輸出電壓瞬時采樣值進行調(diào)節(jié)，因此可省去傳統(tǒng)查表方式中的輸入電壓鎖相電路與輸入電壓有效值的測量。因此可進一步降低外圍模擬電路的復雜程度和數(shù)字控制算法的運算量，有助于減小控制系統(tǒng)的功耗和成本；

3、本發(fā)明通過對CRM升壓型PFC變換器的變導通時間進行優(yōu)化控制，可有效抑制輸入電流的諧波含量大小，對輸入電流THD的降低效果顯著。

附圖說明

圖1是CRM升壓型PFC變換器的主電路；

圖2是為實現(xiàn)變化導通時間優(yōu)化控制對升壓電感電流波形的近似處理示意圖；

圖3是本發(fā)明的實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變化導通時間優(yōu)化控制的數(shù)字控制電路圖；

圖4是本發(fā)明的基于數(shù)字控制器的控制流程圖；

圖5是本發(fā)明的采用模擬電路實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器變化導通時間優(yōu)化控制的原理圖；

圖6是CRM升壓型PFC變換器分別采用恒定導通時間控制和本發(fā)明的變化導通時間控制在110V和220V交流輸入電壓情況下的輸入電流THD隨輸出功率變化的對比圖；

上述圖中的主要符號名稱：I_in—電源輸入電流；I_L—電感電流；I_peak—電感電流峰值；I_valley—電感電流谷值；I_avg—電感電流平均值；v_in—輸入電容兩端的電壓瞬時值；V_o—輸出電壓；V_ds—開關管的漏源級電壓；ΔV—電壓PI環(huán)誤差值；V_compare—比較電壓值；V_ref—基準電壓；L—升壓電感；D—二極管；C_in—輸入電容；C_oss—開關管的輸出結(jié)電容；C_qp—二極管的寄生電容；C_bus—輸出電容；C₁—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電容；R_load—負載電阻；R₁—分壓電路電阻；R₂—分壓電路電阻；R₃—分壓電路電阻；R₄—分壓電路電阻；R₅—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電阻；R₆—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電阻；R₇—除法器電路的系數(shù)電阻；R₈—除法器電路的系數(shù)電阻；R₉—差分放大電路的系數(shù)電阻；R₁₀—差分放大電路的系數(shù)電阻；K_in—輸入電壓采樣電路分壓系數(shù)；K_o—輸出電壓采樣電路分壓系數(shù)；K_M—乘法器的乘法系數(shù)；T_{on_error}—誤差導通時間；T_{on_vary}—變量導通時間；T_on—開關管導通時間；du_saw/dt—鋸齒波上升斜率。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例具體介紹本發(fā)明的優(yōu)化控制方法及原理。

實施例一：

本發(fā)明CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關管的導通時間T_on(t)的運算過程都是一致的。通過該優(yōu)化控制，可以在降低CRM升壓型PFC變換器輸入電流THD的基礎上降低整個控制系統(tǒng)的復雜度，從而減少系統(tǒng)成本。所采用的優(yōu)化控制是基于CRM升壓型PFC變換器中電感的平均電流與正弦參考電流相等的原理，而由于電感電流在一個開關周期內(nèi)除了極短的諧振時間都是線性變化的，因此可以將電感電流波形近似處理為三角形(見圖2)以簡化電感平均電流的計算。

本發(fā)明的CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制，在變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關管的導通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，包括如下所述步驟：

1)對導通時間T_on(t)的常數(shù)部分T_{on_error}進行計算，該部分由電壓PI環(huán)進行調(diào)節(jié)，用于控制變換器的輸出功率與輸出電壓；

2)對導通時間T_on(t)的變量部分T_{on_vary}(t)進行計算，該部分用于在變換器輸入電壓過零附近額外增加開關管的導通時間以改善輸入電流畸變，其定量關系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值，v_in是輸入電壓瞬時值，V_o是輸出電壓瞬時值，輸入電壓v_in大于或小于輸出電壓V_o/2；

3)將誤差導通時間T_{on_error}與實時變量導通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當前工作條件下對應的導通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)將對應的導通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制。

本發(fā)明的進一步設計在于統(tǒng)一的開關管導通時間T_on的計算表達式，該表達式通過以下步驟得到：

1)計算當前工作條件下的正弦參考電流I_ref(t)：

其中，f_l是線路頻率；

2)忽略開關周期內(nèi)極短的諧振過程帶來的非線性段，可以將電感電流波形近似處理成三角形，因此電感電流的峰值I_peak和谷值I_valley可以分別由表達式(4)和表達式(5)計算而得：

因此可以通過如下表達式計算得到電感電流的平均值I_avg：

3)根據(jù)CRM升壓型PFC變換器中電感的平均電流I_avg與正弦參考電流I_ref相等的原理，可以得到優(yōu)化處理后統(tǒng)一的導通時間T_on(t)；

其中，誤差導通時間T_{on_error}對應優(yōu)化統(tǒng)一的導通時間T_on(t)中的常數(shù)部分，實時變量導通時間T_{on_vary}(t)對應優(yōu)化統(tǒng)一的導通時間T_on(t)中的變量部分，即有：

因此對于CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，優(yōu)化后的導通時間T_on(t)的表達式都是統(tǒng)一的。

該CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制，如采用數(shù)字控制器可通過以下步驟進行實施：

1)數(shù)字控制器的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元采樣變換器整流橋后側(cè)的輸入電容C_in兩端的輸入電壓v_in和輸出負載R_load兩端的輸出電壓V_o，得到對應的采樣數(shù)值v_in/K_in與V_o/K_o，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓V_ref在中斷系統(tǒng)中進行比較，其誤差值△V經(jīng)過電壓PI環(huán)運算后生成誤差導通時間T_{on_error}。其中，基準電壓V_ref為輸出電壓的控制目標值除以輸出電壓分壓系數(shù)，一般取1～3V；

3)數(shù)字控制器的運算處理單元根據(jù)如下公式對T_{on_vary}(t)進行實時計算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)將誤差導通時間T_{on_error}與實時變量導通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當前工作條件下對應的導通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (10)

5)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測器輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關管的開通時刻；

6)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應的導通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導通時間控制所需的驅(qū)動信號。

該CRM升壓型PFC變換器變化導通時間的優(yōu)化控制，如采用模擬控制電路可通過以下方式進行：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應誤差導通時間T_{on_error}的電壓信號V_error，對應關系如下所示：

其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導通時間，并輸出對應實時變量導通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號的表達式如下所示：

電路中的電阻阻值根據(jù)如下等式確定：

則電壓信號V_add對應實時變量導通時間T_{on_vary}(t)的對應關系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系數(shù)，du_saw/dt是鋸齒波電壓信號的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare與導通時間T_on(t)的對應關系如下所示：

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認開關管導通時刻。調(diào)制波信號比較器正負端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關管關斷時刻。開關管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關管關斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制。

對于CRM升壓型PFC變換器的變化導通時間控制，本發(fā)明采用的導通時間T_on(t)的運算過程是統(tǒng)一的，避免了傳統(tǒng)控制方式中需要根據(jù)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓進行分段控制以及采用不同的硬件模擬電路予以實現(xiàn)，可顯著降低系統(tǒng)成本度與控制難度，在保證較低輸入電流THD的同時滿足CRM升壓型PFC變換器對控制電路簡單、可靠與低成本的發(fā)展需求。

實施例二：基于TMS320F28335數(shù)字控制器實現(xiàn)CRM Boost PFC變換器變導通時間控制的導通時間運算優(yōu)化統(tǒng)一的數(shù)字控制方法

圖1為CRM升壓型PFC變換器的主電路，包括EMI濾波器、整流橋、輸入電容、升壓電感、開關管、二極管、輸出電容以及負載。實例中所用的CRM升壓型PFC變換器的電路參數(shù)為：升壓電感值L＝230uH，功率器件的寄生電容容值C_oss+C_dp＝80pF。測試條件為：線路頻率50Hz，交流輸入電壓110V和220V，輸出母線電壓400V，滿載輸出功率200W。本實例分別在20％、40％、50％、60％、80％和100％負載的情況下對比恒定導通時間控制對輸入電流THD進行測試。

圖3為實現(xiàn)優(yōu)化統(tǒng)一控制的數(shù)字控制電路圖，除主電路增加了電壓采樣電路、電感電流過零檢測電路、驅(qū)動電路以及調(diào)制波信號產(chǎn)生電路。

本發(fā)明基于TMS320F28335數(shù)字控制器的控制過程如圖4的控制流程圖所示：

1)數(shù)字控制器的ADC模塊、ePWM模塊、eCAP模塊和電壓PI環(huán)進行初始化，取輸入電壓采樣系數(shù)K_in為125，輸出電壓采樣系數(shù)K_o為160，基準電壓V_ref為輸出電壓的控制目標值除以輸出電壓采樣系數(shù)，即V_ref為2.5V，常數(shù)升壓電感值L為230μH，特征阻抗

2)數(shù)字控制器響應ADC中斷程序，對輸出電壓V_o和輸入電壓v_in進行采樣，得到分壓后的實際采樣值V_o/K_o和v_in/K_in；

3)調(diào)用電壓環(huán)比例-積分補償程序計算誤差導通時間T_{on_error}：

T_{on_error}＝T'_{on_error}+K_p×(ΔV-ΔV')+K_i×ΔV (17)

其中，K_p是電壓PI環(huán)的比例系數(shù)，K_i是電壓PI環(huán)的積分系數(shù)，ΔV是本周期輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓V_ref的誤差值，ΔV'是上一個周期輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓V_ref的誤差值，T_{on_error}是本周期電壓PI環(huán)的計算結(jié)果，T’_{on_error}是上個周期電壓PI環(huán)的計算結(jié)果；

4)實時計算變量導通時間T_{on_vary}(t)：

5)將誤差導通時間T_{on_error}與實時變量導通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當前工作條件下對應的導通時間T_on(t)：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (19)

6)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關管的開通時刻；

7)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應的導通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導通時間控制所需的驅(qū)動信號；

8)重復步驟2)～7)。

圖6是CRM升壓型PFC變換器分別采用恒定導通時間控制和本發(fā)明的變化導通時間控制在110V和220V交流輸入電壓情況下的輸入電流THD隨輸出功率變化的對比圖。

從對比圖中可以看出，本發(fā)明所提出的變化導通時間的優(yōu)化控制，在20％負載的時候，CRM升壓型PFC變換器輸入電流的THD可以從18.38％降至2.64％，顯著改善了輸入電流畸變的情況。

該仿真結(jié)果表明：本發(fā)明所提出的CRM升壓型PFC變換器變導通時間的優(yōu)化控制在顯著降低了輸入電流THD的同時避免了傳統(tǒng)控制方法中需對v_in大于或小于V_o/2兩種不同情況進行分類控制的復雜性問題，從而滿足CRM升壓型PFC變換器對控制電路簡單、可靠與低成本的發(fā)展需求。

實施例三：通過模擬電路控制實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變導通時間控制的導通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一

圖1為CRM升壓型PFC變換器的主電路，包括EMI濾波器、整流橋、輸入電容、升壓電感、開關管、二極管、輸出電容以及負載。實例中所用的CRM升壓型PFC變換器的電路參數(shù)為：升壓電感值L＝230μH，功率器件的寄生電容容值C_oss+C_dp＝80pF，乘法器的增益系數(shù)K_M為0.1/V。測試條件為：線路頻率50Hz，交流輸入電壓110V和220V，輸出母線電壓400V，滿載輸出功率200W。

圖5采用模擬控制方法實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變導通時間控制的導通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一的原理圖，包括電壓采樣電路、電感電流過零檢測電路、驅(qū)動電路、PI調(diào)節(jié)器電路、除法器電路和差分放大電路。

本發(fā)明模擬控制過程如下：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，其中，輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)K_in為30，輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)K_o為200，基準電壓值V_ref＝400/200＝2V；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應誤差導通時間T_{on_error}的電壓信號V_error。其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導通時間，并輸出對應實時變量導通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號滿足如下表達式：

其中，乘法器的增益系數(shù)K_M為0.1/V；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare對應的導通時間T_on的表達式如下所示：

其中，鋸齒波電壓信號的斜率du_saw/dt為1V/μs，可取R₉＝10kΩ，R₁₀＝1kΩ，并可以通過如下等式確定除法器電路中的電阻R₇和R₈：

則可取電阻R₇＝11kΩ，R₈＝10kΩ；

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認開關管導通時刻。調(diào)制波信號比較器正負端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關管關斷時刻。開關管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關管關斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器變導通時間控制的導通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一。

本發(fā)明方法不需要進行功率檢測和輸入電壓有效值的測量，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關管導通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，從而降低了運算復雜度和系統(tǒng)成本。