本發(fā)明涉及逆變器研究領(lǐng)域，特別涉及一種微型光伏并網(wǎng)逆變器及其并網(wǎng)控制方法。

背景技術(shù)：

從消費(fèi)總量來看，我國是一個(gè)能源大國，但由于環(huán)保問題日益嚴(yán)峻，和傳統(tǒng)能源的枯竭，光伏發(fā)電憑借其獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)得到了越來越多的關(guān)注。

光伏發(fā)電主要分為集中式、組串式和微型逆變器。集中式、組串式逆變器輸出功率大，但不能對每塊光伏板進(jìn)行最大功率跟蹤，抗陰影能力差。傳統(tǒng)的逆變器控制，只是根據(jù)光伏板能達(dá)到的最大功率進(jìn)行跟蹤，而忽略了逆變器本身能工作的最大功率大小。如果光伏板在能達(dá)到的最大功率下工作有可能會(huì)超過逆變器本身工作的最大功率，最終導(dǎo)致逆變器損壞。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的一個(gè)目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)與不足，提供一種微型光伏并網(wǎng)逆變器，該逆變器具有并網(wǎng)諧波率低，最大功率跟蹤效率高，抗陰影能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。

本發(fā)明的另一個(gè)目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)與不足，提供一種基于上述微型光伏并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)控制方法，該方法能實(shí)現(xiàn)功率解耦、兩路反激負(fù)載平衡、實(shí)時(shí)參數(shù)監(jiān)測、最大功率跟蹤、并網(wǎng)和功率降額的功能。

本發(fā)明的目的通過以下的技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：一種微型光伏并網(wǎng)逆變器，包括帶有源鉗位的交錯(cuò)反激電路、全橋電路、EMI電路、檢測電路以及主控芯片，外部太陽能板輸出的直流電壓輸入到交錯(cuò)反激電路，交錯(cuò)反激電路包括兩個(gè)反激電路和與其對應(yīng)的兩個(gè)有源鉗位電路，所述兩個(gè)反激電路相位相差180度交替工作，有源鉗位電路與反激電路中的開關(guān)管并聯(lián)，交錯(cuò)反激電路的輸出端與全橋電路的輸入端相連；全橋電路包括柵極驅(qū)動(dòng)變壓器、上橋臂、下橋臂，上橋臂和下橋臂由柵極驅(qū)動(dòng)變壓器驅(qū)動(dòng)，全橋電路通過EMI電路與電網(wǎng)相連；主控芯片通過檢測電路與交錯(cuò)反激電路和全橋電路進(jìn)行數(shù)據(jù)通信。

優(yōu)選的，所述有源鉗位電路由P-MOS管和鉗位電容組成。有源鉗位電路的P-MOS管在反激電路開關(guān)管關(guān)斷的時(shí)刻開啟，利用鉗位電路中的鉗位電容吸收漏感尖峰。

優(yōu)選的，所述全橋電路采用去折疊橋式驅(qū)動(dòng)的全橋電路，其中上橋臂采用SCR管，下橋臂采用傳統(tǒng)的MOS管。由于全橋的上橋臂性能要求比較高，采用SCR管可以承受大電流。

更進(jìn)一步的，全橋電路中MOS管驅(qū)動(dòng)芯片的PWM輸出端與柵極驅(qū)動(dòng)變壓器之間串聯(lián)有陶瓷電容。從而防止柵極驅(qū)動(dòng)變壓器飽和。

更進(jìn)一步的，所述全橋電路中采用頻率為228kHZ、占空比固定為50％的PWM驅(qū)動(dòng)信號。

更進(jìn)一步的，柵極驅(qū)動(dòng)變壓器中設(shè)有用于將高頻驅(qū)動(dòng)信號轉(zhuǎn)換為直流信號的低通濾波器。用于以2倍工頻驅(qū)動(dòng)全橋。

優(yōu)選的，EMI電路中包括一用于濾除輸出電流中的高頻干擾并抑制共模信號的LCL電路，LCL電路由共模扼流電感和安規(guī)電容組成，設(shè)置在全橋電路的輸出端。

更進(jìn)一步的，在LCL電路中安規(guī)電容兩端的零線和火線上分別串聯(lián)一保險(xiǎn)絲。該保險(xiǎn)絲用于防止瞬間過流導(dǎo)致主電路燒壞。

更進(jìn)一步的，每個(gè)保險(xiǎn)絲后設(shè)有一低通濾波電路，該低通濾波電路由一安規(guī)電容和電阻組成，電阻接到地線。用于消除高頻干擾，降低諧波率。

更進(jìn)一步的，每個(gè)保險(xiǎn)絲的輸出端設(shè)有一差模濾波器，該差模濾波器由一電感和安規(guī)電容組成，該安規(guī)電容接到地線。具有防止電網(wǎng)瞬間高峰如防雷的作用。

更進(jìn)一步的，差模濾波器中的電感兩端還經(jīng)過壓敏電阻接到地線。用于額外保護(hù)，防止瞬間電壓尖峰。

優(yōu)選的，所述逆變器包括功率解耦電路，功率解耦電路包括若干個(gè)鋁電解電容，鋁電解電容設(shè)置在太陽能板輸出的正負(fù)極兩端。由于太陽能板的輸入功率必須保持恒定才能使電池板的能量采集最大化，因此輸入功率和輸出功率之間會(huì)存在瞬時(shí)功率不匹配，通過上述電容可以平衡不同瞬間的功率。

一種基于上述微型光伏并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)控制方法，所述交錯(cuò)反激電路采用基于電流控制的無差拍并網(wǎng)控制方法，包括步驟：

(1)通過采樣電路將PV電壓、反激輸出電流、反激輸出電壓、電網(wǎng)電壓、輸出電流轉(zhuǎn)化為0-3.3V電壓，并輸入到主控芯片的AD轉(zhuǎn)換通道，并在一個(gè)反激電路的PWM周期內(nèi)，執(zhí)行一次采樣程序，將以上的模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量；

(2)通過鎖相環(huán)PLL確定電網(wǎng)的頻率和相位，然后根據(jù)正弦表得到輸出電流I的參考值；在軟件中，每個(gè)ADC中斷采樣一次電網(wǎng)電壓，每次采樣時(shí)都會(huì)檢查電網(wǎng)電壓的極性，如果電網(wǎng)電壓極性發(fā)生變化，設(shè)置一個(gè)過零檢測標(biāo)志，各個(gè)過零點(diǎn)之間的ADC中斷數(shù)量決定了周期值；然后使用周期值確定正弦表參考的相位角增量；其中，正弦表記錄了幅值按照0到90度正弦變化的輸出電流參考值；

(3)根據(jù)PV電壓Vin，電網(wǎng)電壓Vo，輸出電流Io，參考電流Iref，和MPPT因數(shù)k，得到由電流環(huán)反饋和電壓環(huán)前饋的控制算法：

Kpwm＝Vo/(N*Vin+Vo)+PI(k*Iref-Io)；

式中，N表示反激變壓器的匝數(shù)比，PI表示對輸出電流I進(jìn)行PI運(yùn)算，從而得到其中一個(gè)反激電路主MOS管的PWM信號，另一個(gè)反激電路主MOS管的PWM信號與該反激電路的PWM信號寬度相等，相位滯后半個(gè)周期。從而實(shí)現(xiàn)反激電路輸出電流為兩倍電網(wǎng)頻率單極性的正弦波，而反激電路中鉗位電路的P-MOS管的PWM信號則與反激電路主MOS管的PWM信號交替導(dǎo)通，用來吸收反激電路開關(guān)管閉合瞬間的漏感。

優(yōu)選的，所述并網(wǎng)控制方法包括CMP中斷步驟，用于在發(fā)生反激輸出過壓或反激輸入過流時(shí)進(jìn)行中斷。

理論上由于兩個(gè)反激電路開關(guān)管的占空比一樣，輸入電流也應(yīng)該一樣，但是由于任何兩個(gè)實(shí)際的轉(zhuǎn)換器，即使設(shè)計(jì)相同，其參數(shù)也必然會(huì)有差異。參數(shù)差異可以在寄生元件中觀察到，如初級和次級電阻、二極管壓降、Rdson和磁芯損耗等。此類參數(shù)差異可能導(dǎo)致其中一個(gè)轉(zhuǎn)換器過載，從而降低效率和可靠性。在最壞情況下，失衡還可導(dǎo)致過載的轉(zhuǎn)換器出現(xiàn)熱失控現(xiàn)象。因此，加入負(fù)載共享補(bǔ)償器變得非常重要，以確保平等共享注入電流。本發(fā)明所述并網(wǎng)控制方法包括負(fù)載平衡步驟，該步驟中：在并網(wǎng)階段持續(xù)運(yùn)行一負(fù)載平衡程序，檢測兩個(gè)反激電路的輸入電流值，對兩個(gè)輸入電流值進(jìn)行作差，如果電流差值大于設(shè)定容忍值，便對以后每次并網(wǎng)控制算法求得的反激電路開關(guān)管PWM信號進(jìn)行手動(dòng)補(bǔ)償一個(gè)恒定值。

優(yōu)選的，所述并網(wǎng)控制方法包括功率降額步驟，包括：

獲取系統(tǒng)在最大/最小輸出電壓下輸出的峰值逆變器輸出電流；

根據(jù)峰值電流和輸入電壓的關(guān)系圖得到任意輸入電壓，根據(jù)輸入電壓得出最大的峰值逆變器電流。

優(yōu)選的，所述并網(wǎng)控制方法采用擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)MPPT跟蹤。工作原理是：根據(jù)測量的輸入功率定期遞增或遞減參考電流。如果給定擾動(dòng)導(dǎo)致PV模塊輸出功率增大(減小)，則會(huì)在相同(反)方向上產(chǎn)生后續(xù)擾動(dòng)。每三個(gè)交流周期執(zhí)行一次MPPT程序。平均輸入電壓和平均輸入電流是傳遞到MPPT程序的參數(shù)。在此處計(jì)算平均輸入功率以及輸入電壓的變化。是遞增還是遞減mpptFactor(參考電流)基于輸入功率和輸入電壓的變化。

優(yōu)選的，在并網(wǎng)控制方法中，實(shí)時(shí)對光伏板電壓、反激輸出電流、輸出電流、溫度進(jìn)行檢測，如果出現(xiàn)錯(cuò)誤則通過LED閃爍的次數(shù)進(jìn)行對故障進(jìn)行顯示。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點(diǎn)和有益效果：

(1)本發(fā)明采用帶有源嵌位的交錯(cuò)反激電路和全橋電路作為主電路拓?fù)?。先將太陽能板輸入的直流電壓通過交錯(cuò)反激電路轉(zhuǎn)化成單極性的正弦波，再通過全橋逆變電路將單極性的正弦波轉(zhuǎn)化成正弦波。有源鉗位電路可有效的減少在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的原邊尖峰電流。

(2)本發(fā)明通過設(shè)置功率解耦電路，可以避免輸入功率和輸出功率之間不匹配導(dǎo)致主電路的不穩(wěn)定。

(3)本發(fā)明采用了負(fù)載平衡的技術(shù)，每隔5個(gè)周期對兩路反激電路的電流輸入情況進(jìn)行調(diào)整，解決了交錯(cuò)反激電路由于負(fù)載不平衡導(dǎo)致變壓器飽和的問題

(4)本發(fā)明采用了功率降額技術(shù)，設(shè)計(jì)了一個(gè)根據(jù)光伏輸入電壓來調(diào)整最大輸出電流的程序鉗位。保證了逆變器不會(huì)在低電壓輸入的情況下，輸出過大功率。

(5)本發(fā)明采用了基于電流控制的無差拍并網(wǎng)算法和基于電流擾動(dòng)的MPPT算法。由于反激電路輸出電壓與控制開關(guān)管的占空比的關(guān)系是非線性，所以無法使用基于電壓的控制方法。使用電流控制方法，使電流跟電網(wǎng)電壓同頻同相，并且通過改變電流來進(jìn)行最大功率跟蹤。采用無差拍的并網(wǎng)算法，保證輸出波形與電網(wǎng)之間同頻同相和最大功率跟蹤。對于單板級的微型光伏并網(wǎng)逆變器能夠?qū)γ繅K光伏板進(jìn)行最大功率點(diǎn)跟蹤，與傳統(tǒng)組串式相比，明顯提升了抗陰影能力。

(6)本發(fā)明可實(shí)時(shí)對光伏板電壓、反激輸出電流、輸出電流、溫度等進(jìn)行檢測，如果出現(xiàn)錯(cuò)誤能通過LED閃爍的次數(shù)進(jìn)行對故障進(jìn)行顯示，而且具有孤島保護(hù)功能。

附圖說明

圖1是本實(shí)施例主電路拓?fù)鋱D。

圖2是本實(shí)施例帶有源鉗位的交錯(cuò)反激電路圖。

圖3是本實(shí)施例反激電路工作波形圖。

圖4是本實(shí)施例EMI電路圖。

圖5是本實(shí)施例電流控制環(huán)。

圖6是MPPT程序流程圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合實(shí)施例及附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的描述，但本發(fā)明的實(shí)施方式不限于此。

實(shí)施例1

圖1是本實(shí)施例一種微型光伏并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)鋱D。微型光伏并網(wǎng)逆變器包括功率解耦電路、帶有源鉗位的交錯(cuò)反激電路、全橋電路、EMI電路、檢測電路以及DSP主控芯片，外部太陽能板輸出的直流電壓輸入到交錯(cuò)反激電路，交錯(cuò)反激電路的輸出端與全橋電路的輸入端相連，全橋電路通過EMI電路與電網(wǎng)相連，主控芯片通過檢測電路與交錯(cuò)反激電路和全橋電路進(jìn)行數(shù)據(jù)通信。

本實(shí)施例中，功率解耦電路主要是設(shè)置在太陽能板輸出的正負(fù)極兩端的5個(gè)2200uF的鋁電解電容。由于太陽能板的輸入功率必須保持恒定才能使電池板的能量采集最大化，因此輸入功率和輸出功率之間會(huì)存在瞬時(shí)功率不匹配，通過上述電容可以平衡不同瞬間的功率。

圖2是本實(shí)施例帶有源鉗位的交錯(cuò)反激電路圖。交錯(cuò)反激電路包括兩個(gè)反激電路(FLYBACK1、FLYBACK2)和與其對應(yīng)的兩個(gè)有源鉗位電路，所述兩個(gè)反激電路相位相差180度交替工作，從而提高工作頻率，減少紋波大小。而且其包含了有源鉗位電路，有源鉗位電路由P-MOS管和鉗位電容組成，能夠有效減少開關(guān)管關(guān)斷瞬間，其漏源兩端的電壓尖峰，并使漏感能量得以利用。交錯(cuò)反激電路作用是將光伏電池的直流電壓轉(zhuǎn)化成兩倍電網(wǎng)頻率的正弦半波電流。以Flyback1為例，為分析其工作原理，參見如圖3所示的工作波形圖，Ug1,Ug2為V11，V21的驅(qū)動(dòng)信號，ip,is為變壓器原邊、副邊的電流波型，ig1,ig2為輸出的電流。當(dāng)保證電路處于連續(xù)工作模式時(shí)，開關(guān)管閉合時(shí)，原邊電流ip線性增加，變壓器T1儲(chǔ)能；當(dāng)開關(guān)管斷開時(shí)，副邊電流is線性減少，電容Csn有鉗位作用，吸收漏感，同時(shí)變壓器向副邊釋放能量，is線性減少。利用控制占空比，從而實(shí)現(xiàn)輸出正弦半波。為實(shí)現(xiàn)光伏板25-40V輸入，輸出200W功率，開關(guān)管最大占空比75％。故設(shè)計(jì)的反激變壓器參數(shù)如下：初次級匝數(shù)比為12:1，初級電感27.6uH，次級電感0.087uH。按照反激電路設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，開關(guān)管最大承受電壓值設(shè)定為400V，最大通過電流12A。

本實(shí)施例中，全橋電路采用去折疊式驅(qū)動(dòng)的全橋電路，包括柵極驅(qū)動(dòng)變壓器、上橋臂、下橋臂，上橋臂和下橋臂由柵極驅(qū)動(dòng)變壓器驅(qū)動(dòng)。上橋臂采用SCR管，下橋臂采用傳統(tǒng)的MOS管。柵極驅(qū)動(dòng)變壓器中設(shè)有低通濾波器，實(shí)現(xiàn)了225KHZ高頻驅(qū)動(dòng)信號轉(zhuǎn)換為直流信號，用于以2倍工頻驅(qū)動(dòng)全橋。全橋電路采用頻率為228kHZ、占空比固定為50％的PWM驅(qū)動(dòng)信號。全橋電路中MOS管驅(qū)動(dòng)芯片的PWM輸出端與柵極驅(qū)動(dòng)變壓器之間串聯(lián)有陶瓷電容。

圖4是本實(shí)施例EMI電路圖。使用了DKFPC22C2N3L和4mH共模扼流電感和6個(gè)并聯(lián)安規(guī)電容、壓敏電阻S14 K320、2A的保險(xiǎn)絲組成。共模扼流電感和一個(gè)安規(guī)電容組成LCL電路，用于濾除輸出電流中的高頻干擾并抑制共模信號。在LCL電路中安規(guī)電容兩端的零線和火線上分別串聯(lián)一保險(xiǎn)絲F1、F2。每個(gè)保險(xiǎn)絲后設(shè)有一低通濾波電路，該低通濾波電路由兩個(gè)安規(guī)電容C49、C53組成，電阻接到地線。每個(gè)保險(xiǎn)絲的輸出端設(shè)有一共模濾波器L4、L7，后接到差模濾波器，該差模濾波器由一電感L6和安規(guī)電容C48、C52組成，該安規(guī)電容接到地線。

本實(shí)施例基于上述微型光伏并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)控制方法，所述交錯(cuò)反激電路采用基于電流控制的無差拍并網(wǎng)控制方法，參見圖5，包括步驟：

(1)通過采樣電路將PV電壓、反激輸出電流、反激輸出電壓、電網(wǎng)電壓、輸出電流轉(zhuǎn)化為0-3.3V電壓，并輸入到主控芯片的AD轉(zhuǎn)換通道，并在一個(gè)反激電路的PWM周期內(nèi)，執(zhí)行一次采樣程序，將以上的模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量；

(2)通過鎖相環(huán)PLL確定電網(wǎng)的頻率和相位，然后根據(jù)正弦表得到輸出電流I的參考值；在軟件中，每個(gè)ADC中斷采樣一次電網(wǎng)電壓，每次采樣時(shí)都會(huì)檢查電網(wǎng)電壓的極性，如果電網(wǎng)電壓極性發(fā)生變化，設(shè)置一個(gè)過零檢測標(biāo)志，各個(gè)過零點(diǎn)之間的ADC中斷數(shù)量決定了周期值；然后使用周期值確定正弦表參考的相位角增量；其中，正弦表記錄了幅值按照0到90度正弦變化的輸出電流參考值；

(3)根據(jù)PV電壓Vin,電網(wǎng)電壓Vo，輸出電流Io，參考電流Iref，和MPPT因數(shù)k,得到由電流環(huán)反饋和電壓環(huán)前饋的控制算法：

Kpwm＝Vo/(N*Vin+Vo)+PI(k*Iref-Io)；

式中，N表示反激變壓器的匝數(shù)比，PI表示對輸出電流I進(jìn)行PI運(yùn)算，從而得到其中一個(gè)反激電路主MOS管的PWM信號，另一個(gè)反激電路主MOS管的PWM信號與該反激電路的PWM信號寬度相等，相位滯后半個(gè)周期。從而實(shí)現(xiàn)反激電路輸出電流為兩倍電網(wǎng)頻率單極性的正弦波，而反激電路中鉗位電路的P-MOS管的PWM信號則與反激電路主MOS管的PWM信號交替導(dǎo)通，用來吸收反激電路開關(guān)管閉合瞬間的漏感。

負(fù)載平衡主要是針對兩個(gè)反激電路雖然設(shè)計(jì)參數(shù)是一樣、開關(guān)管占空比也一樣，但有可能由于器件中誤差產(chǎn)生兩個(gè)反激電路工作在有差異的狀態(tài)下，長期工作有可能導(dǎo)致變壓器磁芯飽和而燒壞開關(guān)管。所以當(dāng)檢測到兩個(gè)反激電路的輸入電流之間差值大于某范圍，則對以后每次并網(wǎng)控制算法求得的反激電路開關(guān)管PWM信號進(jìn)行手動(dòng)補(bǔ)償一個(gè)恒定值。

由于微型逆變器是工作在標(biāo)稱電壓(25-45V)下支持輸出最大功率不大于300W。功率降額步驟就是為了確保微型逆變器不會(huì)工作在超過300W的功率下。為了實(shí)現(xiàn)功率降額，根據(jù)測量的峰值交流電壓，設(shè)計(jì)了一個(gè)針對最大允許輸出電流的軟件鉗位。為了實(shí)現(xiàn)以上功能，我們首先要得出，系統(tǒng)在最大/最小輸出電壓下輸出的峰值逆變器輸出電流。則可以使用峰值電流和輸入電壓的關(guān)系圖，來確定任意輸入電壓，得出最大的峰值逆變器電流。

狀態(tài)機(jī)程序是每100us執(zhí)行一次，主要有故障檢測、MPPT跟蹤、負(fù)載平衡的功能。如圖6是基于電流擾動(dòng)的MPPT跟蹤流程圖，通過改變電流參考值Iref，來使功率改變，從而追蹤最大功率點(diǎn)。工作原理是：根據(jù)測量的輸入功率定期遞增或遞減參考電流。如果給定擾動(dòng)導(dǎo)致PV模塊輸出功率增大(減小)，則會(huì)在相同(反)方向上產(chǎn)生后續(xù)擾動(dòng)。每三個(gè)交流周期執(zhí)行一次MPPT程序。平均輸入電壓和平均輸入電流是傳遞到MPPT程序的參數(shù)。在此處計(jì)算平均輸入功率以及輸入電壓的變化。是遞增還是遞減mpptFactor(參考電流)基于輸入功率和輸入電壓的變化。

整體軟件主要包括初始化程序、中斷程序和狀態(tài)機(jī)程序三個(gè)部分。

其中初始化程序包括系統(tǒng)時(shí)鐘、PWM、AD采樣、SPI通信、CMP比較器、I/O口初始化程序。

中斷程序包括AD采樣中斷程序、CMP中斷程序。AD采樣中斷程序先是采樣PV電壓、反激輸入電流、反激輸出電壓、電網(wǎng)電壓、輸出電流等，然后通過如圖5的反饋控制，得到下一時(shí)刻反激電路占空比，從而使電流波型成為標(biāo)準(zhǔn)正弦波。具體流程是先通過鎖相環(huán)PLL確定電網(wǎng)的頻率和相位，然后根據(jù)正弦表得到輸出電流I的參考值。再使用得到的參考值與實(shí)際檢測到的電流值相減然后經(jīng)過PI反饋調(diào)節(jié)，最后得到較準(zhǔn)確的正弦波。CMP中斷程序?qū)嶋H上是為了防止反激輸出過壓或反激輸入過流而設(shè)定的，一旦反激輸入電流過流就會(huì)讓系統(tǒng)進(jìn)入嚴(yán)重錯(cuò)誤模式，同時(shí)禁止PWM。

上述實(shí)施例為本發(fā)明較佳的實(shí)施方式，但本發(fā)明的實(shí)施方式并不受上述實(shí)施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實(shí)質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。