一種可調整斜波補償斜率的開關電源的制作方法
【專利摘要】一種可調整斜波補償斜率的開關電源，基于峰值電流模Buck電路的結構，包括輸入電壓源、同步整流電路、峰值電流檢測電路、輸出濾波電路、誤差放大器、脈寬調制控制電路、斜波補償電路、基準電壓源及加法器電路；其特征在于：將斜波補償電路予以改進并在改進的斜波補償電路的輸入端增設與輸出濾波電路的輸出Vo值相關的第二基準電壓源，當輸入電壓源固定不變，通過采樣誤差放大器輸入端基準電壓Vref的變化使輸出濾波電路的輸出Vo相應變化導致峰值電流模電路中占空比D發(fā)生變化時，實現(xiàn)可變斜率的斜波補償。
【專利說明】—種可調整斜波補償斜率的開關電源
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及開關電源，尤其涉及一種可調整斜波補償斜率的開關電源，屬于微電子【技術領域】。
【背景技術】
[0002]在開關電源設計中，瞬態(tài)響應這個指標變得越來越重要。瞬態(tài)響應是指系統(tǒng)在某一典型信號輸入作用下，其系統(tǒng)輸出量從初始狀態(tài)到穩(wěn)定狀態(tài)的變化過程，它是衡量一個電路設計優(yōu)劣的重要指標之一。
[0003]峰值電流模電路在開關電源電路中的應用越來越廣泛，峰值電流模包含外部電壓環(huán)和內部電流環(huán)。當占空比D較大時，輸出電壓將會出現(xiàn)次諧波振蕩。此時就要對內部峰值電流采樣環(huán)路進行斜波補償，來消除次諧波振蕩，維持輸出的穩(wěn)定性。一般情況下開關電源的輸入和輸出電壓是一個范圍，內部電流環(huán)的斜波補償是根據(jù)電路的工作周期通過電流源給電容周期性充電來構建一個斜率固定的鋸齒波。但是當輸入電壓不變，占空比D減小時，對于固定的斜波補償?shù)男甭?，整個開關電源系統(tǒng)環(huán)路的帶寬會減小，相位裕度也會減小，這將造成輸出電壓瞬態(tài)響應的速度變慢。為了保證D發(fā)生變化時，環(huán)路的帶寬和相位裕度變化較小，內部電流環(huán)的補償(即斜波補償?shù)男甭?將要做相應的調整。

【發(fā)明內容】

[0004]本發(fā)明的目的是為了解決峰值電流模電路中占空比D發(fā)生變化時的斜波補償?shù)膯栴}而提供的一種可調整斜波補償斜率的開關電源，其技術方案如下:
[0005]一種可調整斜波補償斜率的開關電源，基于峰值電流模Buck電路的結構，包括輸入電壓源、同步整流電路、峰值電流檢測電路、輸出濾波電路、誤差放大器、脈寬調制控制電路、斜波補償電路、基準電壓源及加法器電路；輸入電壓源的輸出連接同步整流電路，同步整流電路的輸出連接峰值電流檢測電路，峰值電流檢測電路的輸出分別連接輸出濾波電路及加法器電路，輸出濾波電路的輸出V。及基準電壓源的輸出VMf分別連接誤差放大器，基準電壓源的輸出還連接斜波補償電路，斜波補償電路的輸出連接加法器電路，加法器電路及誤差放大器的輸出分別連接脈寬調制控制電路，脈寬調制控制電路的輸出連接同步整流電路；其特征在于:將斜波補償電路予以改進并在改進的斜波補償電路的輸入端增設與輸出濾波電路的輸出V。值相關的第二基準電壓源，當輸入電壓源固定不變，通過采樣誤差放大器輸入端基準電壓的變化使輸出濾波電路的輸出V。相應變化導致峰值電流模電路中占空比D發(fā)生變化時，實現(xiàn)可變斜率的斜波補償；
[0006]改進的斜波補償電路包括三個電流源I1、12、13，四個開關S1、S2、S3、S6，三個與門 Andl、And2、And3,六個比較器 Comp2、Comp3> Comp4> Comp5> Comp6> Comp7, 一個電容 C 和一個脈沖發(fā)生器Vpulse2 ;電流源I1、12、13的負端均接地，電流源I1、12、13的正端分別連接開關S1、S2、S3的一端，開關S1、S2、S3的另一端連接在一起作為改進的斜波補償電路的輸出端與加法器電路的輸入端、開關S6及電容C的一端連接，開關S6的控制端連接脈沖發(fā)生器Vpulse2的輸出，脈沖發(fā)生器Vpulse2的輸入端、開關S6及電容C的另一端均接地,開關S1、S2、S3的控制端分別連接與門Andl、And2、And3的輸出端，與門Andl的兩個輸入端分別連接比較器Comp2、Comp3的輸出端，與門And2的兩個輸入端分別連接比較器Comp4、Comp5的輸出端，與門And3的兩個輸入端分別連接比較器Comp6、Comp7的輸出端，比較器Comp2的負輸入端與比較器Comp3的正輸入端以及比較器Comp4的負輸入端、比較器Comp5的正輸入端、比較器Comp6的負輸入端、比較器Comp7的正輸入端連接在一起與基準電壓源的輸出Vref連接；
[0007]第二基準電壓源包括四個與輸出濾波電路的輸出V。值相關、不同基準電壓值的基準電壓源 V_x、(2V0fflax+V0fflin) /3、(V0fflax+2V0fflin) /3 及 VMin，基準電壓源 Vomax 連接比較器 Comp2的正輸入端，基準電壓源(2ν_χ+ν—)/3連接比較器Comp3的負輸入端和比較器Comp4的正輸入端，基準電壓源(ν_χ+2ν_η)/3連接比較器Comp5的負輸入端和比較器Comp6的正輸入端，基準電壓源Vrailin連接比較器Comp7的負輸入端。
[0008]與現(xiàn)有技術比較，本發(fā)明具有如下優(yōu)點:
[0009](I)當輸入電壓固定不變，通過采樣誤差放大器一端基準電壓Vref的變化，來選擇斜波補償?shù)男甭?，當基準電壓變化時，可以迅速的選擇相應的電流源給斜波補償電路中的電容充電，生成相應的斜波補償電路達到調整斜波補償斜率的效果。
[0010](2)能夠消除開關電源中峰值電流模電路的次諧波振蕩，同時提高輸出電壓瞬態(tài)變化的響應速度。當占空比D減小時，能夠減小斜波補償?shù)男甭?，提高基準電壓瞬間變化時輸出電壓瞬態(tài)響應速度。
[0011](3)電路簡單，無需專用集成電路的復雜控制，成本低，可靠性好。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]圖1是現(xiàn)有技術基于峰值電流模Buck電路的開關電源電路的方框圖；
[0013]圖2是本發(fā)明電路的方框圖；
[0014]圖3是圖1的電路原理圖；
[0015]圖4是圖2的電路原理圖；
[0016]圖5是本發(fā)明電路的仿真波形圖。
【具體實施方式】
[0017]下面結合附圖對發(fā)明的技術方案進行詳細說明:
[0018]如圖1所示，現(xiàn)有技術基于峰值電流模Buck電路的開關電源電路包括輸入電壓源1、同步整流電路2、峰值電流檢測電路3、輸出濾波電路4、誤差放大器8、脈寬調制控制電路
10、斜波補償電路5、基準電壓源7及加法器電路9 ;輸入電壓源I的輸出連接同步整流電路2，同步整流電路2的輸出連接峰值電流檢測電路3，峰值電流檢測電路3的輸出分別連接輸出濾波電路4及加法器電路9，輸出濾波電路4的輸出V。及基準電壓源7的輸出VMf分別連接誤差放大器8，基準電壓源7的輸出Vref還連接斜波補償電路5，斜波補償電路5的輸出連接加法器電路9，加法器電路9及誤差放大器8的輸出分別連接脈寬調制控制電路10，脈寬調制控制電路10的輸出連接同步整流電路2。圖3是圖1的具體電路，為現(xiàn)有已知電路。[0019]與圖1比較，本發(fā)明的方框圖2對斜波補償電路5進行了改進并增加了斜波補償電路5輸入端的第二基準電壓源6。圖2的具體實施電路如圖4，與圖3比較，除斜波補償電路5和第二基準電壓源6外，其余電路與現(xiàn)有技術圖3相同。改進后的可變斜率斜波補償電路5設有三個電流源I1、12、13，四個開關S1、S2、S3、S6，三個與門Andl、And2、And3，六個比較器 Comp2、Comp3、Comp4、Comp5、Comp6、Comp7, —個電容 C 和一個脈沖發(fā)生器 Vpulse2 ；電流源I1、12、13的負端均接地，電流源I1、12、13的正端分別連接開關S1、S2、S3的一端，開關S1、S2、S3的另一端連接在一起作為改進的斜波補償電路的輸出，與加法器電路的輸入端、開關S6及電容C的一端連接,開關S6的控制端連接脈沖發(fā)生器Vpulse2的輸出，脈沖發(fā)生器Vpulse2的輸入端、開關S6及電容C的另一端均接地(開關S6、電容C以及脈沖發(fā)生器Vpulse2之間的連接關系同圖3現(xiàn)有技術)。開關S1、S2、S3的控制端分別連接與門Andl、And2、And3的輸出端，與門Andl的兩個輸入端分別連接比較器Comp2、Comp3的輸出端，與門And2的兩個輸入端分別連接比較器Comp4、Comp5的輸出端,與門And3的兩個輸入端分別連接比較器Comp6、Comp7的輸出端，比較器Comp2的負輸入端與比較器Comp3的正輸入端以及比較器Comp4的負輸入端、比較器Comp5的正輸入端、比較器Comp6的負輸入端、比較器Comp7的正輸入端連接在一起與基準電壓源的輸出Vref連接；
[0020]第二基準電壓源6包括四個與輸出濾波電路的輸出V。相關、不同基準電壓值的基準電壓源 V_x、(2V0fflax+V0fflin)/3, (V0fflax+2V0fflin)/3 及 V?in，V_x 連接比較器 Comp2 的正輸入端，(2Vomax+Vomin) /3連接比較器Comp3的負輸入端和比較器Comp4的正輸入端，(ν_χ+2ν_η) /3連接比較器Comp5的負輸入端和比較器Comp6的正輸入端，Vrailin連接比較器Comp7的負輸入端。
[0021]如圖3、圖4所示，現(xiàn)有技術輸出濾波電路4包括電感L、電感L中的寄生電阻&、電容Cl、電容中的寄生電阻Ra以及輸出負載電阻R1。輸入電壓源Vin通過同步整流電路2將能量傳遞給輸出濾波電路4。同步整流電路2包括兩個MOSFET管S4、S5，S4和S5相連的一端接峰值電流檢測電路的輸入端，用以檢測流入電感L中的電流。誤差放大器8是一個跨導誤差放大器，它對電路進行補償，有一個極點和一個零點?？鐚д`差放大器的反相輸入端接輸出電壓V。，正相輸 入端接基準電壓源Vref，通過兩端電壓值V。和Vref的比較，將誤差信號放大送至脈寬調制控制電路10中。脈寬調制控制電路10是一個PWM驅動電路，包括比較器Compl、兩個或非門Norl和Nor2、反相器Inv和脈沖發(fā)生器Vpulsel,比較器Compl的反相端接誤差放大器電路8的輸出端Vea，正相端是加法器電路9的輸出端。加法器Sum將采樣電流轉換成的電壓波形與斜波補償?shù)碾妷翰ㄐ蜗嗉樱容^器Compl通過比較兩端的電壓產(chǎn)生一個脈沖驅動信號，用以控制同步整流電路2。
[0022]工作原理如下:
[0023]I)在同步整流電路2中，S4為整流管，S5為續(xù)流管，兩者交替開關。S4與直流輸入電壓Vin串聯(lián)，通過S4的開通與關斷，在S4的右端產(chǎn)生方波電壓。采用恒頻控制方式，占空比可調，S4導通時間為Tm，當S4導通時，電流通過串聯(lián)L和&流入輸出端。當S4關斷時，L產(chǎn)生反電動勢，使S4右端電壓迅速減小，被S5迅速鉗位到某個值。由于S5是MOS管，其導通電阻比續(xù)流二極管小很多，所以同步整流電路在大電流的重載情況下，功耗很低。
[0024]2)輸出濾波電路4中，L和Cl都有儲能作用，當S4關斷時刻，負載電流及電壓V。由這兩者來保證。[0025]3)峰值電流采樣電路3通過采樣S4和電感L之間的電流，然后電流通過采樣電阻Rs轉換成采樣電壓，Rs也稱為采樣系數(shù)，即電感電流放大的倍數(shù)。
[0026]4)誤差放大器電路8將輸出電壓V。與基準電壓Vref進行比較，被放大的誤差信號^皮輸入到脈寬調制器(電壓比較器光麗的一端。PWM的另一端是電流檢測過來的電壓波形Vi。當占空比D較大時，輸出端會產(chǎn)生次諧波振蕩，此時需要斜波補償電路來消除次諧波振蕩，此時Vi是電流檢測過來的電壓波形和斜波補償?shù)碾妷翰ㄐ沃汀?br> [0027]5)脈寬調制控制電路10的Vi端是電流檢測過來的電壓波形和斜波補償?shù)碾妷翰ㄐ沃?，Vea是被放大了的誤差波形，電壓比較器將Vea和Vi端的電壓波形進行比較，產(chǎn)生矩形波脈沖，它從鋸齒波起點開始到與誤差放大器輸出電壓交點結束。兩個或非門構成一個RS觸發(fā)器，脈沖發(fā)生器的頻率是整個電路的工作頻率，脈寬很小，配合電壓比較器產(chǎn)生的矩形波脈沖，從而產(chǎn)生恒頻的脈沖驅動信號，驅動同步整流電路中的S4和S5，從而達到控制整個電路正常工作的目的。
[0028]當輸入電壓Vin固定不變時，輸出電壓V。隨基準電壓Nref變化而變化，占空比D將變化，但V0有一個變化范圍Vomin~Vomax，會存在Dfflin, (Dmin+Dmax) /2、D-。當D=Dmax時，斜波補償?shù)男甭蔒a=M1，若對于固定的充電電容C，此時充電電流源為11，系統(tǒng)環(huán)路的帶寬為fBH1，相位裕度為θ1?5對于固定的斜波補償?shù)男甭蔒1，當Dmax時，系統(tǒng)環(huán)路的帶寬和相位裕度最大；當D〈Dmax時，系統(tǒng)環(huán)路的帶寬fBH〈fBH1，相位裕度Θ〈 Θ lt)通過Matlab仿真，當D=(Dmin+Dmax)/2時，調整斜波補償?shù)男甭蔒a，使系統(tǒng)環(huán)路的帶寬為fBH1，相位裕度為Θ i，此時的Ma=M2, M^M1,對于固定的充電電容C，此時的充電電流源為12。當D=Dmin時，調整斜波補償?shù)男甭蔒a，使系統(tǒng)環(huán)路的帶寬為fBH1，相位裕度為Θ 1，此時的^=13為〈111，對于固定的充電電容(:，此時的充電電流源為13。
[0029]脈沖發(fā)生器Vpulse2的工作頻率為電路的開關頻率f,周期為T，脈沖的導通時間 接近T，U較小，為電容C回路的放電時間。當改變基準電壓Vref的值時則有不同的輸
出電壓V。，輸出電壓范圍為Vmii n~V_x。通過比較器Comp2、Comp3> Comp4> Comp5> Comp6以及Comp7與誤差放大器正端的基準電壓源VMf進行比較，當VMin〈VMf〈 (Vomax+2Vomin) /3時，S3=1,S2=0, Sl=O,開關S3導通，電流13給電容C充電，產(chǎn)生諧波補償，此時斜波補償?shù)男甭蕿?M3,即 D=Dmin 時的斜率；當(V0fflax+2V0fflin) /3<Vref< (2V0fflax+V0fflin) /3 時，S3=0、S2=l，S1=0，開關S2導通，電流12給電容C充電，產(chǎn)生諧波補償，此時斜波補償?shù)男甭蕿镸2,即D=(Dmin+Dmax) /2時的斜率。當時，S3=0、S2=0, Sl=l，開關SI導通，電流Il給電容C充電，產(chǎn)生諧波補償，此時斜波補償?shù)男甭蕿镸1,即D=Dmax時的斜率。通過產(chǎn)生具有不同斜率的斜波補償電路，來調節(jié)環(huán)路的帶寬和相位裕度，加快了輸出電壓的瞬態(tài)響應速度。
[0030]參數(shù)及說明如下:
[0031 ]輸入 Vin=2.7 ~4.5V,輸出 V0=0.9 ~1.5V,開關頻率 f=6MHz，輸出電阻 Rl=2.4 Ω，Vomin=O- 9V, Vomax=L 5V。
[0032]當輸入電壓Vin=2.7V固定不變時，當Vref=1.5V時，輸出電壓Vtj=L 5V，此時占空比D最大，Dmax=0.56。此時斜波補償斜率Ma=6e+5，若產(chǎn)生鋸齒波的充電電容C=5uF，則充電電流源I1=3A，環(huán)路的帶寬為340KHz，相位裕度為81°。
[0033]當調整VMf=0.9V時，輸出電壓Vtj=0.9V時，此時占空比D最小，Dmin=0.33。若要保證此時的環(huán)路帶寬為340KHz，相位裕度為81°，則斜波補償?shù)男甭蔒a=3e+5，給電容充電的電流源13=1.5A。
[0034]當調整VMf=l.2V時，輸出電壓Vtj=L 2V時，此時的占空比D= (Dmin+Dmax) /2=0.44。同時要保證此時環(huán)路的帶寬為340KHz，相位裕度為81°，則斜波補償?shù)男甭蔒a=4.5e+5，給電容充電的電流源12=2.25A。
[0035]故當輸入電壓固定不變，輸出電壓0.—〈V/l.1V時，S3導通，13給電容充電；當1.?νο/υν時，S2導通，12給電容充電；當1.3￥0。〈1.5V時，SI導通，Il給電容充電。以此來達到調整斜波補償斜率的目的。
[0036]如圖5所示，當基準電壓從IV調整到1.4V時，輸出電壓則相應的從IV調整到
1.4V，虛線波形是未采用本發(fā)明結構電路的輸出負載瞬態(tài)響應波形圖，實線波形是采用本發(fā)明結構電路的輸出負載瞬態(tài)響應波形圖，從圖中可以明顯看出，采用本發(fā)明結構電路可以明顯加快輸出負載的瞬態(tài)響應。
[0037]本發(fā)明不局限上述的實現(xiàn)方式，凡是采用調整斜波補償斜率的方法達到加快輸出負載瞬態(tài)響應的目的都在本專利的 保護范圍之內。
【權利要求】
1.一種可調整斜波補償斜率的開關電源，基于峰值電流模Buck電路的結構，包括輸入電壓源、同步整流電路、峰值電流檢測電路、輸出濾波電路、誤差放大器、脈寬調制控制電路、斜波補償電路、基準電壓源及加法器電路；輸入電壓源的輸出連接同步整流電路，同步整流電路的輸出連接峰值電流檢測電路，峰值電流檢測電路的輸出分別連接輸出濾波電路及加法器電路，輸出濾波電路的輸出K。及基準電壓源的輸出Lf分別連接誤差放大器，基準電壓源的輸出U還連接斜波補償電路，斜波補償電路的輸出連接加法器電路，加法器電路及誤差放大器的輸出分別連接脈寬調制控制電路，脈寬調制控制電路的輸出連接同步整流電路；其特征在于:將斜波補償電路予以改進并在改進的斜波補償電路的輸入端增設與輸出濾波電路的輸出K。值相關的第二基準電壓源，當輸入電壓源固定不變，通過采樣誤差放大器輸入端基準電壓Vref的變化使輸出濾波電路的輸出K相應變化導致峰值電流模電路中占空比D發(fā)生變化時，實現(xiàn)可變斜率的斜波補償； 改進的斜波補償電路包括三個電流源/1、/2、/3，四個開關幻、幻、幻、5B，三個與門JndUnd2、Jnd3,六個比較器 Cbmp2、Cbmp3、Cbmp4、Cbmp5、Cbmp6、Cbmp7, —個電容 C和一個脈沖發(fā)生器Kpulse2 ；電流源/1、/2、/3的負端均接地，電流源/1、/2、/3的正端分別連接開關幻、幻、幻的一端，開關S1、幻、幻的另一端連接在一起作為改進的斜波補償電路的輸出端與加法器電路的輸入端、開關及電容C的一端連接，開關洲的控制端連接脈沖發(fā)生器Kpulse2的輸出，脈沖發(fā)生器Kpulse2的輸入端、開關及電容C的另一端均接地,開關51、52、S3的控制端分別連接與門Jndl、Jnd2、Jnd3的輸出端，與門Jndl的兩個輸入端分別連接比較器Cbmp2、Cbmp3的輸出端，與門Jnd2的兩個輸入端分別連接比較器Cbmp4、Οοχαφ的輸出端,與門Jnd3的兩個輸入端分別連接比較器Cbmp6、Cbmp7的輸出端，比較器CrOmp2的負輸入端與比較器Cbmp3的正輸入端以及比較器Cbmp4的負輸入端、比較器Cbmp5的正輸入端、比較器Cbmp6的負輸入端、比較器Cbmp7的正輸入端連接在一起與基準電壓源的輸出Kef連接； 第二基準電壓源包括四個與輸出濾波電路的輸出K。值相關、不同基準電壓值的基準電壓源 K_x、(2Fomax+Fomln)/3, (Κ_χ+2Κ—)/3 及 Krailin，基準電壓源 Κ_χ 連接比較器 Cbmp2 的正輸入端，基準電壓源(2K_x+KMin)/3連接比較器Cbmp3的負輸入端和比較器Cbmp4的正輸入端，基準電壓源(Κ_χ+2υ/3連接比較器Cbmp5的負輸入端和比較器Cbmp6的正輸入端，基準電壓源Fomin連接比較器Comp7的負輸入端。
【文檔編號】H02M3/157GK103516217SQ201310280551
【公開日】2014年1月15日 申請日期:2013年9月29日 優(yōu)先權日:2013年9月29日
【發(fā)明者】徐申, 李菲, 俞居正, 王永平, 孫偉鋒, 陸生禮, 時龍興 申請人:東南大學