專利名稱:電壓脈沖的限制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明涉及用于控制由P麗頻率變換器形成的輸出電壓脈沖的布置, 特別涉及其上升沿和下降沿。
背景技術(shù):
在現(xiàn)有技術(shù)中,頻率變換器將固定頻率的電源電壓形成符合與其連 接的電動(dòng)機(jī)的期望工作點(diǎn)的變幅和變頻輸出電壓。所謂的P西頻率變換 器已確定為最普通的頻率變換器類型,其中供電網(wǎng)絡(luò)的電壓最初^皮整流和濾波為中間電路的恒定幅值DC電壓,而后由快速功率半導(dǎo)體開關(guān)形成 期望的輸出電壓(圖1 )。輸出電壓包括恒定DC電壓大小的脈沖,該脈沖 的數(shù)量和寬度被控,使得輸出電壓的基波的振幅和頻率可以是所需要的 (PWM=£ulse ,th Modulation脈沖寬度調(diào)制)。為了使得功率半導(dǎo)體開關(guān)的損耗最小化,它們通常被控制,以便開 控制和關(guān)控制盡可能地快。實(shí)際上,這是指輸出電壓脈沖的上升沿和下 降沿的陵度非常大,即電壓變化的速度dv/dt非常大,并且依賴于所使 用的功率半導(dǎo)體的個(gè)體特性。在現(xiàn)有技術(shù)中,電壓脈沖的高速變化對(duì)于帶有短的和長的兩種電動(dòng) 機(jī)電纜的電動(dòng)機(jī)的繞組具有負(fù)面的效果1) 電壓上升沿的持續(xù)時(shí)間越短,施加在繞組的第一線圈上的電壓階 躍的應(yīng)力比例就越高(例如見IEC的技術(shù)規(guī)范TS 60034-25,圖12)。2) 根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)中的傳輸線理論,電壓脈沖沿著電纜以限定的速度 (大約光速的50°/。)傳播,而由電動(dòng)機(jī)和電纜的波阻抗的比率所確定的部 分脈沖從連接點(diǎn)被反射。對(duì)于合適長度的電纜,由于反射現(xiàn)象,電動(dòng)機(jī) 所經(jīng)歷的最高電壓脈沖可高達(dá)兩倍于頻率變換器所發(fā)送的電壓脈沖(例 如見Transient Effects in Application of P麗Inverters to InductionMotors/Erik Persson/IEEE Transactions of Industry Applications, vol. 28 no 5, S印tember/October 1992 )。電纜的臨界長度,即發(fā)生全 反射的長度限度,依賴于電壓脈沖的上升沿的持續(xù)時(shí)間;變化越快,發(fā)生全反射的電纜越短,例如,通常作為功率開關(guān)使用的IGBT晶體管的開 關(guān)時(shí)間達(dá)到0. 1微秒的量級(jí),所用的臨界電纜長度約為0. 30米。從電動(dòng)機(jī)的繞組絕緣的角度來看,由于通常使用由頻率變換器和電 動(dòng)機(jī)之間的無源元件(電感、電容、電阻)而實(shí)現(xiàn)的濾波器,所以陡沿 和高電壓脈沖是危險(xiǎn)的,特別是在提供高電壓時(shí),問題最糟糕。最普遍 的是比如持續(xù)時(shí)期和臨界電纜長度被延長的dv/dt濾波器和為了完美的 消除反射問題而將脈沖狀電壓形式濾波為近似正弦曲線的正弦濾波器。 圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)中濾波器電路的實(shí)施例(沒有用來防止濾波器的諧 振的阻尼電阻)。不管濾波器是dv/dt濾波器還是正弦濾波器,有可能影 響濾波器的電感和電容值的強(qiáng)度。使用濾波器的問題在于其價(jià)格、尺寸和重量。特別是正弦濾波器的 尺寸非常大并且價(jià)格昂貴。發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明的解決方案,可以通過不使用龐大昂貴的濾波器而實(shí)現(xiàn) 輸出電壓脈沖的上升沿的可控的變化速度來避免現(xiàn)有技術(shù)的問題。在本發(fā)明中,由P西頻率變換器形成的輸出電壓脈沖的上升沿和下 降沿的形狀被構(gòu)造得優(yōu)選減小電壓脈沖的變化速度和電壓階躍的高度。 電壓脈沖的這種變圓也相應(yīng)地影響電動(dòng)才幾電極所經(jīng)歷的電壓脈沖,又減 少施加在電動(dòng)機(jī)的繞組絕緣上的應(yīng)力,并且以此來延長電動(dòng)機(jī)的壽命。該解決方案基于以下事實(shí)代替被常規(guī)方式控制的一擊導(dǎo)通的功率 開關(guān),在電壓脈沖的沿上,其在幾微秒的時(shí)間段內(nèi)依次被控制為導(dǎo)通和 不導(dǎo)通。情況是,單脈沖沿變?yōu)橹辽僖粋€(gè)、優(yōu)選地多個(gè)所謂的微脈沖, 其寬度纟皮控制向著開關(guān)的最終狀態(tài)增加。另外,本發(fā)明的解決方案可包括包含將微脈沖的電壓濾波為頻率變 換器的最終輸出電壓的無源元件的小濾波器,其變化速度可通過控制微脈沖數(shù)量和脈沖寬度來被期許的方法幾乎無級(jí)地控制。為了使損耗最小 化,濾波器方案包含可將大部分開關(guān)能量可被反饋到頻率變換器的中間 電^各的電^各。本發(fā)明的特征在獨(dú)立權(quán)利要求和其他權(quán)利要求的優(yōu)選實(shí)施例中#1詳 細(xì)地描述。本發(fā)明的控制需要快速功率開關(guān),例如,功率FETS型(功率場(chǎng)效應(yīng) 晶體管)和由所謂的碳化硅(SiC)技術(shù)實(shí)現(xiàn)的IGBT晶體管和二極管。相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)中的解決方案,當(dāng)優(yōu)選限制電動(dòng)機(jī)所經(jīng)歷的電壓脈 沖的陡度和/或高度時(shí),本發(fā)明的解決方案降低了應(yīng)用成本,減小了設(shè)備 的尺寸和重量。相對(duì)于常規(guī)濾波器,本發(fā)明所需的無源濾波器的元件非 常小。另外,通過微脈沖的數(shù)量和寬度僅由軟件程序,本發(fā)明的實(shí)施能 夠根據(jù)具體情況將輸出電壓脈沖的變化速度設(shè)置為所需的值,而不影響 外部無源濾波器的元件值。
隨后,本發(fā)明將會(huì)參照附圖通過一些實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行更詳細(xì)的 描述,其中圖1示出了頻率變換器的主電路和濾波器, 圖2示出了頻率變換器的調(diào)制,圖3示出了頻率變換器的輸出連接器中和電動(dòng)機(jī)的輸入連接器中的 電壓脈沖,圖4示出了用常規(guī)方法和新的控制方法的輸出電壓的脈沖形式, 圖5a示出了本發(fā)明的濾波器方案, 圖5b示出了本發(fā)明的另 一濾波器方案, 圖6示出了輸出電壓的脈沖沿的濾波,以及圖7示出了本發(fā)明的解決方案的頻率變換器的輸出連接器中和電動(dòng) 機(jī)的輸入連接器中的電壓脈沖的沿。
具體實(shí)施方式
圖1示出了 一個(gè)普通三相P麗頻率變換器的主電路的實(shí)施例,其中有 三相電源電壓R、 S、 T;用來限制主電流的諧頻的AC :^厄流圈Lac;由二 極管Dll-D16組成的網(wǎng)橋10,其用于把電網(wǎng)的三相交流電壓整流為^皮濾波 電容器C。c濾波的DC中間電路的DC電壓IV;由功率半導(dǎo)體器件實(shí)現(xiàn)的三 相開關(guān)組成的負(fù)載電橋ll,其用于從中間電路的DC電壓形成三相輸出電 壓U、 V、 W來控制電動(dòng)才幾M;以及控制單元12。如圖中的實(shí)施例所示,在 現(xiàn)代頻率變換器中,相位開關(guān)通常由與所謂的零二極管D21-D26并聯(lián)連接 的IGBT晶體管Q21-Q26來實(shí)現(xiàn)。相位開關(guān)是指具有用來控制某一輸出位 相所需的控制電路的元件,比如U相位開關(guān)包括Q21、 Q24、 D21和D24。 另夕卜,圖中示出的濾波器13至少含有特定相位的電感L和電容C,以及例 如,圖中未示的與電感并聯(lián)的阻尼電阻器。對(duì)于電感值和電容值量的標(biāo) 定,有可能影響其是dv/dt濾波器(較小的元件值)還是被懷疑的正弦 濾波器(較大的元件值)。電容器C可為三角連接或(圖中的)星形連接。 星形連接的星點(diǎn)可被連接至如圖中用點(diǎn)劃線表示的DC中間電路的第二 極,或者斷開不連接。負(fù)載電橋的開關(guān)的控制脈沖形式在控制單元的所謂的調(diào)制器中被形 成。圖2以現(xiàn)有技術(shù)中的諸如正弦波調(diào)制器的調(diào)制器類型為例。在其中, 特定相位正弦波U一、 Um、 Uww與普通鋸齒波Ua比4交,并且特定相位開 關(guān)控制作為結(jié)果被接收,其中,例如信號(hào)U的上部位置相當(dāng)于被控制導(dǎo) 通的相位開關(guān)U的上支路的功率開關(guān),而下部位置相當(dāng)于被控制導(dǎo)通的 相位開關(guān)U的下支路的功率開關(guān)。開關(guān)控制的信號(hào)頻率被稱為開關(guān)頻率, 其中,由IGBT晶體管實(shí)現(xiàn)的現(xiàn)代頻率變換器典型的范圍在l-16kHz之間。圖3示出了反射現(xiàn)象對(duì)不帶濾波器的電動(dòng)機(jī)的電壓有何種影響。Uuv (:) 表示頻率變換器的輸出連接器中的U相位和V相位之間電壓的理論波形, 而對(duì)應(yīng)地,Uuv(m)為電動(dòng)才幾的連接點(diǎn)中的電纜的另 一端的相同相位的電壓。在圖中,頻率變換器的輸出電壓在時(shí)間L和t2之間以中間電路電壓U。c的階躍的大小范圍變化。相應(yīng)的電壓變化稍后以電纜的傳播延遲范圍發(fā)生 在電動(dòng)機(jī)端。由于反射現(xiàn)象,取決于電纜長度和電纜與電動(dòng)機(jī)的波阻抗 之比的最大超過數(shù)U。s出現(xiàn)在電壓脈沖的前沿。在電壓脈沖的前沿,根據(jù)電纜長度及其他因素,電壓在某一頻率振蕩,而因?yàn)樗p,振蕩漸漸抑 制,直至電動(dòng)機(jī)的電壓最終變平得與頻率變換器的輸出中的電源電壓一 致。圖4示出了本發(fā)明的功率半導(dǎo)體器件的控制如何與常規(guī)的控制不同。 根據(jù)現(xiàn)有技術(shù),U。L。為由調(diào)制器產(chǎn)生的U相位的脈沖形式(對(duì)比圖2),依照該脈沖形式,上支路的功率開關(guān)(Uu(。LD))和下支路的功率開關(guān)(U"(O)) 被直接控制。開關(guān)的控制過程還包括現(xiàn)有技術(shù)中已知的所謂的死區(qū)tD, 在這期間兩個(gè)開關(guān)均不受控。U腦為根據(jù)本發(fā)明的控制方法的脈沖形式,圖中的時(shí)間間隔tM中的額 外開關(guān)(微脈沖)被加入由調(diào)制器產(chǎn)生的脈沖形式的變化點(diǎn),該時(shí)間間 隔的長度可根據(jù)輸出電壓中所希望的變化速度的類型而改變。當(dāng)有多個(gè) 時(shí),額外開關(guān)的脈沖比例優(yōu)選地適合例如向著最終狀態(tài)呈線性變化(例如,緊接在時(shí)間ti之后,控制信號(hào)Uu(冊(cè)w)大多數(shù)時(shí)間處于'T,位置,而在最終相位中延時(shí)tM的最終狀態(tài),控制信號(hào)Uu,W)大多數(shù)時(shí)間處于"0" 位置)。纟敖脈沖僅用于對(duì)輸出電壓的狀態(tài)有影響的功率開關(guān)的控制。例如,如果在圖4的情況下,在時(shí)間t" U相位的輸出電流流向電動(dòng)機(jī),微脈沖僅用于上支路的功率開關(guān)的控制(因?yàn)樵谙轮分须娏髁鬟^零二極管, 在這種情況下,與二極管并聯(lián)的功率開關(guān)的控制對(duì)輸出電壓的狀態(tài)沒有 任何影響)。對(duì)應(yīng)地,如果在時(shí)間t2時(shí),U相位的電流流向頻率變換器, 那么微脈沖僅用于下支路的功率開關(guān)的控制。利用微脈沖增加功率開關(guān) 的開關(guān)頻率以及由其引起的損耗,出于此原因,脈沖的使用有可能實(shí)際 上僅用于快速功率開關(guān)。單個(gè)微脈沖的持續(xù)時(shí)間短,典型地少于l微秒。圖5a示出了用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明使用的濾波器FILTER的可能性(出于簡 略的目的,在圖中任何可能需要的阻尼電阻已被省略)。特定相位的扼流 圏L池在圖中被畫出,代表由功率級(jí)的機(jī)械執(zhí)行產(chǎn)生的所有種類的雜散 (stray)電感,從濾波器(例如,頻率變換器的輸出電纜的內(nèi)部)來看, 其是重要的。如果濾波器的電感值需要,L2也可為分離元件。當(dāng)微脈沖時(shí), 濾波器的電容器d用限制充電電流脈沖的幅度的扼流圈"和L電朝向最 終電壓逐漸充電。當(dāng)孩i脈沖時(shí),^又僅短電流脈沖流過扼流圏Li,因此,例如與圖l中濾波器中的量相比,其量相當(dāng)小,其中圖l中電動(dòng)機(jī)全電流 流過扼流圈。圖5b示出了用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明使用的濾波器FILTER的第二種可能性。 濾波器電路基于以下理念在開關(guān)位置連接無源元件(L2、 d)的能量通 過二極管開關(guān)(Dm D2)被導(dǎo)向儲(chǔ)能電容器Cs,在此處,其可通過斬波電 路S向前傳輸回到中間電路的濾波電容器CDe。濾波器增加的功率損耗可 通過該電路而被大幅降低。開關(guān)能量的恢復(fù)本質(zhì)上對(duì)輸出電壓的濾波沒 有影響,因此,如圖5b的電路的微脈沖與圖5a的濾波器的微脈沖對(duì)輸出 電壓可產(chǎn)生相同的效應(yīng)。圖6示出了當(dāng)圖1、圖5a或圖5b的濾波器布置中使用兩個(gè)微脈沖時(shí)的輸出電壓的波形的實(shí)施例。才艮據(jù)頻率變換器的功率開關(guān)所形成電壓Uuvu)的微脈沖的寬度如何增加,被濾波的輸出電壓Uuv(f)朝向其終值增加。對(duì) 于附圖示出的圖5a的解決方案,開關(guān)瞬間的電感值"和L所確定的電壓 分布的階躍狀效應(yīng)在輸出電壓中有所反映(當(dāng)使用圖l和圖5a的電路時(shí), 階躍消失)。因?yàn)闉V波器為LC型,因此,輸出電壓的峰值略高于中間電 路的電壓U。c。圖中畫的直線du/dt示出了輸出電壓的平均上升速度,其 可通過對(duì)微脈沖持續(xù)時(shí)間和脈沖寬度的控制被設(shè)置為想要的值。應(yīng)當(dāng)注 意的是,可僅有一個(gè)微脈沖,這種情況下,其長度優(yōu)選地適宜在脈沖期 間輸出電壓升至其終值的50%以上。圖7示出了頻率變換器(UUV(F))上電纜端和電動(dòng)機(jī)(Uuv(m))側(cè)的電壓 的理論波形。因?yàn)轭l率變換器的輸出電壓在階躍中逐漸升至其滿值,反 射現(xiàn)象每次僅增加一個(gè)電壓階躍的高度,電動(dòng)機(jī)所經(jīng)歷的電壓峰值保持 低于圖3的傳統(tǒng)情況中的電壓峰值。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員顯而易見的是,本發(fā)明的不同的實(shí)施例不僅限 于上述實(shí)施例,其可在權(quán)利要求的范圍內(nèi)變化。
權(quán)利要求
1.用于控制PWM頻率變換器的輸出電壓脈沖的方法,其中,PWM頻率變換器包括網(wǎng)橋(10),所述網(wǎng)橋用于把電網(wǎng)的交流電壓整流為被濾波電容器(CDC)濾波的DC中間電路的DC電壓(UDC);由功率半導(dǎo)體器件實(shí)現(xiàn)的三相開關(guān)組成的負(fù)載電橋(11),所述負(fù)載電橋用于從中間電路的DC電壓形成AC輸出電壓(U、V、W)來控制負(fù)載M,其特征在于,為了設(shè)置與輸出電壓的狀態(tài)的每一個(gè)變化相關(guān)的輸出電壓變化的平均速度,被相位開關(guān)控制的至少一個(gè)功率元件被控制,使得在輸出電壓處于其狀態(tài)改變后的位置之前,在典型地少于1微秒(微脈沖)的短時(shí)期中,所述輸出電壓至少一次處于狀態(tài)改變之前的主要位置。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,其特征在于,有多個(gè)所述微脈沖, 并且所述微脈沖的寬度向著狀態(tài)改變后的狀態(tài)線性變化。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法,其特征在于,所述微脈沖的數(shù) 量使用所述微脈沖的時(shí)間段可被設(shè)置。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1至3中任一項(xiàng)所述的方法,其特征在于,所述孩支 脈沖僅用于控制對(duì)輸出電壓的狀態(tài)有影響的元件。
5. 用于控制P麗頻率變換器的輸出電壓脈沖的布置,其中,P麗頻 率變換器包括網(wǎng)橋(IO),所述網(wǎng)橋用于把電網(wǎng)的交流電壓整流為被濾 波電容器(CDC)濾波的DC中間電路的DC電壓(UDC);由功率半導(dǎo)體器 件實(shí)現(xiàn)的三相開關(guān)組成的負(fù)載電橋(11),所述負(fù)載電橋用于從中間電 路的DC電壓形成AC輸出電壓(U、 V、 W)來控制負(fù)載M;以及控制單元,其特征在于,為了設(shè)置與輸出電壓的狀態(tài)的每一個(gè)變化相關(guān)的輸出 電壓變化的平均速度,被相位開關(guān)控制的至少一個(gè)功率元件適于被控制, 使得在輸出電壓處于其狀態(tài)改變后的位置之前,在典型地少于1微秒 (微脈沖)的短時(shí)期中,所述輸出電壓至少一次處于狀態(tài)改變之前的主要 位置。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的布置,其特征在于,有多個(gè)所述微脈沖,并且所述微脈沖的寬度向著狀態(tài)改變后的狀態(tài)線性變化。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5或6所述的布置,其特征在于,所述微脈沖的數(shù) 量及使用所述微脈沖的時(shí)間段可被設(shè)置。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5至7中任一項(xiàng)所述的布置,其特征在于,所述布 置被設(shè)置得使得所述微脈沖僅用于控制對(duì)輸出電壓的狀態(tài)有影響的元 件。
9. 根據(jù)權(quán)利要求5至8中任一項(xiàng)所述的布置,其特征在于,所述布終電壓的無源元件。
10. 根據(jù)權(quán)利要求5至9中任一項(xiàng)所述的布置,其特征在于,所述最終電壓的無源元件。所述濾波器包括由二極管(Dh D2)實(shí)現(xiàn)的開關(guān),通過所述二極管所 述濾波器的開關(guān)能量被導(dǎo)向儲(chǔ)能電容器(Cs)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求5至10中任一項(xiàng)所述的布置,其特征在于,所述 相位開關(guān)所控制的功率元件為功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管。
12. 根據(jù)權(quán)利要求5至IO中任一項(xiàng)所述的布置,其特征在于,所述 相位開關(guān)所控制的功率元件為由碳化硅技術(shù)所實(shí)現(xiàn)的IGBT晶體管。
13. 根據(jù)權(quán)利要求5至10中任一所述的布置,其特征在于,所述相 位開關(guān)的零二極管由碳化硅技術(shù)實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
用于控制PWM頻率變換器的輸出電壓脈沖的方法和布置,其中,PWM頻率變換器為用于把電網(wǎng)的交流電壓整流為被濾波電容器(C<sub>DC</sub>)濾波的DC中間電路的DC電壓(U<sub>DC</sub>)的網(wǎng)絡(luò)電橋(10),用于從中間電路的DC電壓形成AC輸出電壓(U、V、W)來控制負(fù)載M且由功率半導(dǎo)體器件實(shí)現(xiàn)的三相開關(guān)組成的負(fù)載電橋(11),其中,為了設(shè)置與輸出電壓的狀態(tài)的每一個(gè)變化有關(guān)的輸出電壓變化的平均速度,被相位開關(guān)控制的至少一個(gè)功率元件被控制,使得在輸出電壓處于其狀態(tài)改變后的位置之前,在典型地少于1微秒(微脈沖)的短時(shí)期中,輸出電壓至少一次處于狀態(tài)改變之前的主要位置。
文檔編號(hào)H02M5/458GK101330259SQ20081012713
公開日2008年12月24日 申請(qǐng)日期2008年6月19日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月20日
發(fā)明者基莫·勞馬, 尤哈-佩卡·斯特勒姆, 漢努·薩倫, 馬格努斯·霍爾坦斯 申請(qǐng)人:瓦孔厄伊公司