專利名稱：強(qiáng)韌性數(shù)字控制器及其設(shè)計(jì)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，其安裝于開關(guān)電源裝置之類的PWM功率放大器等電器內(nèi)，供給負(fù)荷的輸出電壓和指令信號成比例地進(jìn)行控制，本發(fā)明特別涉及一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器及其設(shè)計(jì)裝置，其即使針對大范圍的負(fù)荷變動或電源電壓變動，也可以單獨(dú)的結(jié)構(gòu)來應(yīng)對。
背景技術(shù)：
將脈沖寬度調(diào)制(PWM)開關(guān)作為電力轉(zhuǎn)換電路來使用，并且，為了除去噪聲，在電力轉(zhuǎn)換電路和負(fù)荷之間插入LC濾波器，此外，使供給負(fù)荷的輸出電壓和指令信號成比例來構(gòu)成控制系統(tǒng)的PWM功率放大器可作為電源或放大器來使用。此時，其負(fù)荷的特性范圍廣至從容性到感性，大小也從零大幅變動至最大額定值。因此，需要所謂的強(qiáng)韌性PWM功率放大器，其即使針對此大范圍的負(fù)荷變動，或者針對直流電源的電壓變動，也可以一個控制器來應(yīng)對。
這類強(qiáng)韌性PWM功率放大器中的模擬控制器的設(shè)計(jì)方法已在非專利文獻(xiàn)1、非專利文獻(xiàn)2中揭示過，通過此方法，在控制器上使用帶有載波噪聲的電流反饋及電壓反饋。但是，為了減小噪聲對控制器的影響，應(yīng)減少反饋信號，另外，電流檢測傳感器一般很昂貴，所以，應(yīng)得到一種僅使用電壓反饋的控制器。此時，模擬控制器的結(jié)構(gòu)不使用電流反饋，所以變得復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)，然而在使用數(shù)字控制器的情況下，可利用DSP(數(shù)字信號處理器)來輕易實(shí)現(xiàn)。
因此，在其它的非專利文獻(xiàn)3中提出了滿足上述要求的PWM功率放大器中的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)方法。
數(shù)字反饋控制系統(tǒng)產(chǎn)生比模擬反饋控制系統(tǒng)更多的輸入停滯時間。此輸入停滯時間主要是因?yàn)镈SP的運(yùn)算時間延遲、模數(shù)(AD)轉(zhuǎn)換時間及數(shù)模(DA)轉(zhuǎn)換時間、三角波比較部的延遲等。著眼于此點(diǎn)，在上述非專利文獻(xiàn)3中，考慮輸入停滯時間和從電流反饋到電壓反饋的轉(zhuǎn)換，通過次數(shù)為連續(xù)時間系統(tǒng)的二次以上的離散時間系統(tǒng)來表現(xiàn)控制對象(PWM信號產(chǎn)生部、電力轉(zhuǎn)換電路和LC濾波器)，相對于此，提出可達(dá)成所給予的目標(biāo)特性的狀態(tài)反饋系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。另外，在此還揭示，在僅使用電壓的輸出反饋系統(tǒng)上將該狀態(tài)反饋系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換之后，結(jié)合逼近此輸出反饋系統(tǒng)而得的強(qiáng)韌性補(bǔ)償器，可構(gòu)成逼近兩自由度的數(shù)字強(qiáng)韌性控制系統(tǒng)，并且，通過將此數(shù)字強(qiáng)韌性控制系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換，獲得僅使用電壓反饋的數(shù)字積分型控制器。
非專利文獻(xiàn)1K.Higuchi，K.Nakano，K.Araki以及F.Chino，“The robustdesign of PWM power amplifier by the approximate 2-degree-of-freedom integraltype servo system”，Proc.IEEE IECON-2000，pp.2297-2302，2000非專利文獻(xiàn)2樋口幸治，中野和司，荒木邦彌，茅野文穗，“使用逼近兩自由度數(shù)位積分型控制的強(qiáng)韌性PWM功率放大器的設(shè)計(jì)”，電學(xué)論，Vol.122，No.2，pp.96-103，2002非專利文獻(xiàn)3樋口幸治，中野和司，荒木邦彌，茅野文穗，“僅使用電壓反饋的近四兩自由度數(shù)位積分型控制的強(qiáng)韌性PWM功率放大器的設(shè)計(jì)”，電子情報(bào)通信學(xué)會論文志，Vol.J-85-C，No.10，pp.1-11(2002.10)發(fā)明內(nèi)容發(fā)明所要解決的問題在上述文獻(xiàn)中，已揭示實(shí)現(xiàn)一次逼近模型的逼近兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)方法，在安裝于此種控制系統(tǒng)內(nèi)的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器中，難以在提高逼近度的同時抑制控制輸入。因此，必須提供一種任何人都不需要考慮高逼近度和控制輸入大小的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器。另外，關(guān)于在上述文獻(xiàn)中所提出的兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)，并未揭示提高強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的逼近度的明確參數(shù)的決定裝置。因此，在參數(shù)的決定上，必定有很多的思考錯誤，變得非常麻煩。因此，必須提供一種設(shè)計(jì)裝置，該裝置具有任何人都很容易設(shè)計(jì)的明確參數(shù)的決定裝置。
本發(fā)明為解決上述問題，第一目的在提供一種安裝于新型兩自由度強(qiáng)韌性控制系統(tǒng)的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，其中，不需要考慮高逼近度獲控制出入的大小。此外，第二目的在提供此種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置。
用以解決問題的手段本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器中，將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)Wry(z)決定為逼近度更高的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在數(shù)字控制器內(nèi)部進(jìn)行運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，相比于實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的一次逼近模型的逼近模型控制系統(tǒng)，可輕易實(shí)現(xiàn)逼近度更高、對輸出噪聲更強(qiáng)韌的數(shù)字控制器，并且，該數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)可在不幾乎不考慮控制輸入的大小的情況下輕易被實(shí)現(xiàn)。
在本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器中，安裝于該控制器內(nèi)的控制補(bǔ)償裝置不需要后述的第一至第三前饋裝置，所以，不會對控制器的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)。
在本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器中，可通過在控制補(bǔ)償裝置中附加前饋的處理結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高精度的控制。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，可通過來自控制量的電壓反饋系統(tǒng)和動態(tài)補(bǔ)償濾波器的極點(diǎn)反饋系統(tǒng)將電流反饋等價轉(zhuǎn)換為電壓反饋系統(tǒng)，通過來自控制對象的電壓反饋所產(chǎn)生消除數(shù)字控制特有的輸入停滯時間，此外，通過與零點(diǎn)有關(guān)的電壓反饋系統(tǒng)，可進(jìn)一步提高二次逼近模型的逼近度，通過來自控制目標(biāo)值的前饋系統(tǒng)，可在必要的頻率頻帶，實(shí)現(xiàn)抗干擾能力強(qiáng)的強(qiáng)韌性目標(biāo)特性的模型匹配。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，可在不進(jìn)行復(fù)雜處理步驟的情況下，簡單獲得到所要特性的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、kj、kiz、kin的值。另外，代入這些參數(shù)值的數(shù)字控制器將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)Wry(z)決定為逼近度更高的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在內(nèi)部進(jìn)行運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，相比于實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的一次逼近模型的逼近模型控制系統(tǒng)，可輕易實(shí)現(xiàn)逼近度更高、對輸出噪聲更強(qiáng)韌的數(shù)字控制器，并且，該數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)可在不幾乎不考慮控制輸入的大小的情況下輕易被實(shí)現(xiàn)。
此外，在此的數(shù)字元控制器不需要后述的第一至第三前饋裝置，所以，不會對控制器的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)，設(shè)計(jì)裝置也不需要算出此種前饋的參數(shù)，所以，可加速處理時間。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，通過附加前饋的處理結(jié)構(gòu)作為數(shù)字控制器的積分型控制系統(tǒng)，數(shù)字控制器可進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高精度控制，對應(yīng)于此種數(shù)字控制器，設(shè)計(jì)裝置也可算出含有與該前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，可在不進(jìn)行復(fù)雜處理步驟的情況下，簡單獲得到所要特性的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、ki1、ki2的值。另外，代入這些參數(shù)值的數(shù)字控制器將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)Wry(z)決定為逼近度更高的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在內(nèi)部進(jìn)行運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，通過合并使用這里的新型設(shè)計(jì)裝置，可針對實(shí)現(xiàn)一次逼近模型的逼近兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，簡單地進(jìn)行強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
此外，在此的數(shù)字元控制器不需要后述的第一及第二前饋裝置，所以，不會對控制器的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)，設(shè)計(jì)裝置也不需要算出此種前饋的參數(shù)，所以，可加速處理時間。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，通過附加前饋的處理結(jié)構(gòu)作為數(shù)字控制器的積分型控制系統(tǒng)，數(shù)字控制器可進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高精度控制，對應(yīng)于此種數(shù)字控制器，設(shè)計(jì)裝置也可算出含有與該前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，將在控制器參數(shù)決定裝置上所算出的各參數(shù)值直接輸出至數(shù)字控制器，所以，可省去對數(shù)字控制器逐一輸入?yún)?shù)的麻煩。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，可在控制器參數(shù)指定裝置上自動算出得到所要特性的各參數(shù)值，所以，可利用在控制器參數(shù)決定裝置上所算出的最后的各參數(shù)值來確實(shí)進(jìn)行數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，可僅將得到所要特性的各參數(shù)值直接輸出至數(shù)字控制器，簡單且確實(shí)地進(jìn)行數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，可安裝不需考慮高逼近度和控制輸入大小的新型兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，不會對控制器的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，可通過安裝前饋的處理結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高精度控制。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的數(shù)字控制器，可在不使用電流反饋的情況下，通過電壓反饋得到等價的性能，所以，可減低控制裝置的成本，消除數(shù)字控制所浪費(fèi)的時間，所以，加速了控制系統(tǒng)的響應(yīng)時間，此外，可提供逼近模型的逼近度，進(jìn)行目標(biāo)特性的模型匹配，實(shí)現(xiàn)抗干擾能力強(qiáng)的強(qiáng)韌性控制。
在本發(fā)明所揭示的發(fā)明中，通過利用在設(shè)計(jì)裝置上所得到的各參數(shù)的值，提供一種任何人都不需要考慮高逼近度和控制輸入大小的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器。另外，由于不需要算出前饋的參數(shù)，所以可加速設(shè)計(jì)裝置的處理時間。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可在設(shè)計(jì)裝置上算出包含與前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可對實(shí)現(xiàn)依次逼近模型的逼近兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)進(jìn)行容易的設(shè)計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可在設(shè)計(jì)裝置上算出包含與前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可省去對數(shù)字控制器逐一輸入?yún)?shù)值的麻煩。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可確實(shí)進(jìn)行數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明所揭示的發(fā)明，可簡單且確實(shí)地進(jìn)行數(shù)字控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。


圖1為包含本發(fā)明第1實(shí)施例中的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的PWM功率放大器的電路圖。
圖2同上，為載波和PWM輸出的波形圖。
圖3同上，為包含圖1中的LC濾波器電路的轉(zhuǎn)換器部的等價電路圖。
圖4同上，為表示輸入無效時間和具有1周期延遲元件的控制對象的框圖。
圖5同上，為表示負(fù)荷變動的等價干擾和狀態(tài)反饋所導(dǎo)致的模型匹配系統(tǒng)的框圖。
圖6同上，為表示僅使用電壓(輸出)反饋的模型匹配系統(tǒng)的框圖。
圖7同上，為在包含傳遞函數(shù)Wry(z)、WQy(z)的系統(tǒng)中結(jié)合逆系統(tǒng)和濾波器的可實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)的框圖。
圖8同上，為對圖7所示系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換而得的逼近兩自由度數(shù)位積分型控制系統(tǒng)的框圖。
圖9同上，為在圖8中使n0逼近其中一個零點(diǎn)時的頻率-增益特性圖。
圖10同上，為在圖8中使n0逼近其中一個零點(diǎn)時的頻率-相位特性圖。
圖11同上，為表示當(dāng)-n0＝x、H3＝y(tǒng)時的雙曲線的x-y坐標(biāo)圖。
圖12同上，為等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)的頻率-增益特性圖。
圖13同上，危險(xiǎn)式啟動時的輸出電壓、輸入電壓、輸出電流的各響應(yīng)特性的波形圖。
圖14同上，為表示負(fù)荷急遽變動時的動態(tài)負(fù)荷響應(yīng)的負(fù)荷電流和輸出電壓的各個波形圖。
圖15為本發(fā)明第2實(shí)施例中的逼近兩自由度數(shù)位積分型控制系統(tǒng)的框圖。
圖16同上，為與當(dāng)H2＝x、H3＝y(tǒng)時的正常值Wqyy(1)有關(guān)的圖表。
圖17同上，為與當(dāng)H2＝y(tǒng)i、H3＝x-yi時的正常值Wqyy(1)有關(guān)的圖表。
圖18同上，為與當(dāng)H2＝x+yi、H3＝x-yi時的圓的方程式的x-y坐標(biāo)圖。
圖19同上，為等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)的頻率-增益特性圖。
圖20同上，為將極點(diǎn)H2、H3設(shè)定為復(fù)數(shù)時，表示啟動時的輸出電壓、輸入電壓、輸出電流的各個響應(yīng)特性的波形圖。
圖21同上，為將極點(diǎn)H2、H3設(shè)定為適當(dāng)實(shí)數(shù)時，表示啟動時的輸出電壓、輸入電壓、輸出電流的各個響應(yīng)特性的波形圖。
圖22同上，表示負(fù)荷急遽變動時的動態(tài)負(fù)荷響應(yīng)的負(fù)荷電流和輸出電壓的各個波形圖。
圖23為表示本發(fā)明第3實(shí)施例中的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置構(gòu)造的框圖。
圖24同上，為表示設(shè)計(jì)裝置的動作步驟的流程圖。
圖25為表示本發(fā)明第4實(shí)施例中的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置構(gòu)造的框圖。
圖26同上，為表示設(shè)計(jì)裝置的動作步驟的流程圖。
具體實(shí)施例方式
下面參照附圖，詳細(xì)說明本發(fā)明實(shí)施例中的最佳強(qiáng)韌性數(shù)字控制器及其設(shè)計(jì)裝置。
第1實(shí)施例圖1顯示包含應(yīng)用于本實(shí)施例的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的PWM功率放大器的電路結(jié)構(gòu)。在此圖中，1為直流電源，2為電力轉(zhuǎn)換電路，亦即，正向型轉(zhuǎn)換器部2，將構(gòu)成轉(zhuǎn)換器部2的一次電路的變壓器3的一次線圈3A和開關(guān)元件5的串聯(lián)電路連接至上述直流電源1的兩端之間，并使開關(guān)元件5有開關(guān)動作，借此，來自直流電源1的輸入電壓Vi作為電壓E1斷斷續(xù)續(xù)施加于變壓器3的一次線圈3A上。另外，轉(zhuǎn)換器部2的二次電路由與上述一次線圈3A電性絕緣的變壓器部3的二次線圈3B、整流元件亦即整流二極管6、穩(wěn)流元件亦即穩(wěn)流二極管7所構(gòu)成，在此轉(zhuǎn)換器部2的二次電路和負(fù)荷8之間，插入連接了由抗流線圈10及平滑電容器11所組成的LC濾波器電路12。然后，伴隨上述開關(guān)元件5的開關(guān)動作，在二次線圈3B上誘發(fā)的電壓2通過整流二極管6和穩(wěn)流二極管7來整流，通過LC濾波器電路12除去噪聲成分之后，作為輸出電壓Vo供給至負(fù)荷8。
另一方面，15為用來實(shí)現(xiàn)使上述輸出電壓Vo穩(wěn)定而設(shè)置的反饋控制系統(tǒng)的反饋電路，由屏蔽和輸出電壓Vo相同電平的電壓反饋信號的噪聲成分的第一低通濾波器16、產(chǎn)生指定振幅Cm和載波頻率的三角波或鋸齒狀載波的振蕩器17、屏蔽從振蕩器17輸出的載波的噪聲成分的第二低通濾波器18、比較上述電流反饋信號和上述載波的各電壓電平并根據(jù)該比較結(jié)果在對應(yīng)時間輸出PWM(脈沖寬度調(diào)制)開關(guān)信號而作為數(shù)字控制器的DSP(數(shù)字信號處理器)19、使和來自上述DSP19的PWM開關(guān)信號變?yōu)殡娦越^緣來傳遞的絕緣變壓器20、增幅該P(yáng)WM開關(guān)信號并將之供給至開關(guān)元件5的控制端子的驅(qū)動器電路21所構(gòu)成。
若進(jìn)一步詳細(xì)說明DSP19的結(jié)構(gòu)，其分別內(nèi)建了對來自第一低通濾波器16的電壓反饋信號作數(shù)字轉(zhuǎn)換的第一AD轉(zhuǎn)換器23、對來自第二低通濾波器18的模擬載波作數(shù)字轉(zhuǎn)換的第二AD轉(zhuǎn)換器24、比較離散化之后的電壓反饋信號及載波的各電壓電平并決定PWM開關(guān)信號的開啟時間寬度而作為實(shí)質(zhì)的數(shù)字處理部分的控制器25、作為根據(jù)該控制器25所得的開啟時間寬度而產(chǎn)生PWM開關(guān)信號的PWM信號產(chǎn)生部的PWM產(chǎn)生器26。此外，圖1所示的DSP19和振蕩器17分開來設(shè)置，也可在DSP19中內(nèi)建振蕩器17的構(gòu)造。本實(shí)施例中的DSP19具有可安裝在控制器25上的新特征。
在本實(shí)施例中，設(shè)計(jì)并制造的PWM功率放大器滿足以下特性(1)輸入電壓Vi為48V且輸出電壓Vo為3.3V，(2)啟動時的過渡響應(yīng)特性在電阻負(fù)荷及由電阻和電容器所組成的并聯(lián)負(fù)荷中幾乎相同(其中，電阻值RL和電容器的電容CL在0.165≤RL≤∞(Ω)，0≤CL≤200(μF)的范圍內(nèi))，(3)啟動時的過渡響應(yīng)快速上升時間小于100(μs)，(4)對于全部的負(fù)荷，在啟動時的過渡響應(yīng)時，不產(chǎn)生過沖，(5)動態(tài)負(fù)荷響應(yīng)相對于10(A)的變動，小于50(mV)，(6)即使輸入電壓Vi的變動范圍在±20％內(nèi)，也滿足上述(2)～(5)的特性。
在此，從圖2所示的載波和PWM開關(guān)信號(PWM輸出)的各波形圖，算出包含LC濾波器電路12的轉(zhuǎn)換器部2的增益KP。在同一圖中，上段表示載波，下段表示PWM開關(guān)信號的各波形，Cm表示載波的負(fù)峰值電壓，u表示電壓反饋信號的電壓電平。另外，Ts、Ton分別代表PWM開關(guān)信號的周期和開啟時間。
在此情況下，輸入至第一低通濾波器16的電壓反饋信號的電壓Vin以下列公式15來表示。
Vin=TonTs·ViN1N2=Cm-uCm·Vi·N2N1]]>作為一例，設(shè)定輸入電壓Vi＝48V，變壓器3的一次線圈3A的圈數(shù)N1與二次線圈3B的圈數(shù)N2的比為N1∶N2＝8∶2，負(fù)峰值電壓Cm＝-66V，于是得到Vin＝-0.18·(u-66)，算出轉(zhuǎn)換器部2的增益Kp，如下所示。
Kp=ViCm·N2N1=-0.18]]>構(gòu)成上述LC濾波器電路12的抗流線圈10的電感L1和平滑電容器11的電容C1的各值減去載波、和開關(guān)同步的噪聲，同時，進(jìn)一步將反饋控制系統(tǒng)設(shè)定為低靈敏度。作為輸入至DSP19的輸入電壓u的電壓反饋信號的頻率若充分地小于來自振蕩器17的載波的頻率，在顯示包含LC濾波器電路12的轉(zhuǎn)換器部2的等價模型電路的圖3中，作為控制對象的PWM功率放大器的狀態(tài)方程式以下列公式17中的線性逼近式來表示。
x·=Ax+Bu]]>y＝Cx其中，x=VoiL1]]>A=-1/Ro·C11/C1-1/L1-R1/L1]]>B=0Kp/L1]]>C＝[10]此外，在上述公式及圖3的等價電路中，21為考慮上述圖1所示的直流電源1的輸入電壓Vi和變壓器3的圈數(shù)比N2/N1的等價電源，6A、7A分別為發(fā)揮和上述整流二極管6及穩(wěn)流二極管7相同的功能的整流用FET及穩(wěn)流用FET，在這些FET6A、7A的柵極上，給予與開關(guān)元件5同步且相互顛倒的開關(guān)脈沖。另外，32為抗流線圈10的線圈電阻和各FET6A、7A的開啟電阻等合成電阻。在此，合成電阻32的電阻值設(shè)為R1，流過抗流線圈10的線圈電流設(shè)為iL1，負(fù)荷8的電阻值設(shè)為Ro。
在安裝于反饋控制系統(tǒng)內(nèi)的數(shù)字控制器通過上述DSP19來實(shí)現(xiàn)的情況下，為了擁有DSP19本身的運(yùn)算時間和AD及DA的轉(zhuǎn)換時間，存在從取樣的開始時間到輸出操作量的延遲時間。另外，圖2所示的三角波載波也在對比較部(控制器25)輸入時被數(shù)字轉(zhuǎn)換成階梯波，所以，相比于模擬庫正器的比較部，產(chǎn)生較大的延遲時間。在此，DSPl9的取樣周期設(shè)為T，延遲時間的總和設(shè)為L，延遲時間L(≤T)可假設(shè)和存在于控制對象的輸入停滯時間等價。此外，在此，為了將檢測出負(fù)荷電流所得到的電流反饋轉(zhuǎn)換為電壓反饋，結(jié)合一周期的延遲元件，構(gòu)成圖4所示的數(shù)字控制系統(tǒng)，可將此看作是新的控制對象。
在同一圖中，33為應(yīng)用上述公式17的狀態(tài)方程式的傳遞元件，輸入u為上述電壓反饋信號的電壓電平，輸出y為輸出電壓Vo。另外，34為與延遲時間L的總和對應(yīng)的傳遞元件，35為電流與從電流反饋轉(zhuǎn)換為電壓反饋對應(yīng)的輸出v的傳遞元件。傳遞元件34的延遲為ξ1(＝u)，傳遞元件35的延遲為ξ2。此外，36為代表取樣的等價開關(guān)元件，37為取樣期間維持一定值的零次保持區(qū)塊。在圖4中，控制對象(PWM產(chǎn)生器26、電力轉(zhuǎn)換電路2、LC濾波器電路12)通過次數(shù)高于連續(xù)時間系統(tǒng)的離散時間系統(tǒng)來表現(xiàn)。
若繼續(xù)考慮如此的圖4所示的數(shù)字控制系統(tǒng)的延遲ξ1、ξ2，并將上述狀態(tài)方程式離散化并重寫，該狀態(tài)方程式的表現(xiàn)如下。此外，T代表轉(zhuǎn)置矩陣。
xd＝[x ξ]Txd(k+1)＝Adxd(k)+Bdv(k)y(k)＝Cdxd(k)Ad=eAT∫T-LTeAηbdη00]]>Bd=∫0T-LeAηbdη1]]>Cd＝[C 0]控制對象的負(fù)荷8的變化及直流電源1的電壓變動也如上述非專利文獻(xiàn)1、2所示，可看作控制對象的參數(shù)變動和次數(shù)變化。此種控制對象的參數(shù)變動和次數(shù)變化即使在離散時間系統(tǒng)中也可通過上述公式17置換成圖5所示的等價干擾qy、qv。另外，在輸入u上產(chǎn)生飽和，當(dāng)輸入u的頻率相比于載波的頻率沒那么小時，控制對象變成非線性系統(tǒng)。此種特性半化也可置換成圖5所示的等價干擾qy、qv。于是，為了抑制對這些參數(shù)變動亦即負(fù)荷變動、直流電源變動、非線性系統(tǒng)的變動所產(chǎn)生的影響并將數(shù)字控制器強(qiáng)韌化，從等價干擾qy、qv到輸出y的脈沖傳遞函數(shù)可構(gòu)成盡可能小的控制系統(tǒng)。下面將說明可在維持目標(biāo)特性的前抑制這些等價干擾qy、qv的影響的數(shù)字控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)及設(shè)計(jì)方法。
上述的圖5顯示根據(jù)上述公式17的狀態(tài)方程式構(gòu)成且由負(fù)荷變動(參數(shù)變動)的等價干擾和狀態(tài)反饋所導(dǎo)致的模型匹配系統(tǒng)。在同一圖中，41A～41D為針對離散時間的控制對象40的反饋元件，42A、42B為針對控制對象40的前饋元件，分別應(yīng)用了下列公式19所示的狀態(tài)反饋原則和公式20所示的前饋原則。
v＝-Fx*+GH4rx*＝[y x2ξ1ξ2][公式20]ξ1(k+1)＝Gr各反饋元件41A～41D和前饋元件42A和等價干擾qv一起輸入至相加點(diǎn)43A，該輸出為上述圖4所示的輸出v?？刂茖ο?0在上述圖4所示的框圖結(jié)構(gòu)中，分別考慮了電壓(x1)反饋(反饋元件41A)、電流(x2)反饋(反饋元件41B)和等價干擾qy，所以，在此，通過次數(shù)1/z的元件44A～44D和根據(jù)矩陣A及Bd的各元件(下標(biāo)代表行和列)的元件45A～45F、46A～46B、相加點(diǎn)43B～43E的組合來表示。此外，z＝exp(jωt)。
從圖5所示的模型匹配系統(tǒng)，為了不在在步驟響應(yīng)中產(chǎn)生過沖，目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞函數(shù)Wry(z)指定如下。
Wry=(1+H1)(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z+H4)(1-n1)(1-n2)(z+H1)(z+H2)(z+H3)(z+H4)]]>在此，當(dāng)對圖5中的控制對象40應(yīng)用公式19的狀態(tài)反饋原則和公式20的前饋原則時，傳遞函數(shù)Wry(z)滿足上述公式21，決定出F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和G。此外，上述n1、n2為公式18的狀態(tài)方程式的零點(diǎn)，H1～H4為極點(diǎn)。
在此，為了減少高價電流傳感器的使用和噪聲的影響，不使用電流反饋，不改變目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞函數(shù)Wry(z)，而對僅使用電壓反饋的系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換。圖6表示僅使用電壓(輸出)反饋的模型匹配系統(tǒng)的框圖，在此，結(jié)合圖5所示的框圖，應(yīng)用轉(zhuǎn)換原則，置換成不存在電流反饋的結(jié)構(gòu)。進(jìn)一步具體地說，反饋元件51A、52B將控制量y作為輸出，反饋元件51C將來自狀態(tài)方程式的一元件54的延遲輸出ξ1作為輸入，反饋元件51D將來自次數(shù)1/z為元件44A的延遲輸出ξ2作為輸入，前饋元件42B、53將目標(biāo)值r作為輸入。然后，來自第一反饋元件51A、51C、51D和第一前饋元件53的各輸出和等價干擾qv一起輸入至相加點(diǎn)43A，來自此相加點(diǎn)43A的輸出v輸入至次數(shù)為1/z的元件44A，另一方面，來自第二反饋元件52的輸出和來自第二前饋元件42B的輸出、來自次數(shù)為1/z的元件44的延遲輸出一起輸入至其它相加點(diǎn)43B。接收來自此相加點(diǎn)43B的輸出η的元件54滿足在上述公式18中加入等價干擾qv的狀態(tài)方程式而構(gòu)成。換言之，此狀態(tài)方程式的元件54相當(dāng)于除了在DSP19構(gòu)成的數(shù)字控制器以外的電力轉(zhuǎn)換電路2和LC濾波器12。
接著，為了提高數(shù)字控制器的逼近度，指定H1、H2＞＞H3，將要實(shí)際實(shí)現(xiàn)的目標(biāo)特性決定為對下列公式22所示的上述脈沖傳遞函數(shù)Wry(z)作二次逼近的模型Wm(z)。此二次逼近模型的傳遞函數(shù)也不是非專利文獻(xiàn)3中所示的新概念。
Wry≈Wm=(1+H1)(1+H1)(z-n0)(z+H1)(z+H2)(1-n0)]]>另外，將圖6所示的系統(tǒng)的等價干擾Q定義如公式23，此等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)WQy(z)如公式24所定義。
Q＝[qvqy][公式24]WQy(z)＝[Wqvy(z) Wqyy(z)]接著，為了將圖4所示的模型匹配系統(tǒng)安裝至DSP19內(nèi)，導(dǎo)入上述二次逼近模型的傳遞函數(shù)Wry(z)的逆系統(tǒng)(反函數(shù))Wm(z)-1和以逼近方式實(shí)現(xiàn)此逆系統(tǒng)的濾波器K(z)，構(gòu)成圖7所示的系統(tǒng)。附帶一提，該濾波器K(z)是為避免變成無法僅通過逆系統(tǒng)Wm(z)-1而無法以逼近方式實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)而導(dǎo)入，所以，以下列公式25來表示。
k(z)=kZz-1+kz]]>在圖7中，61為包含考慮等價干擾的傳遞函數(shù)Wry(z)、WQy(z)的系統(tǒng)的傳遞元件，62為逆系統(tǒng)Wm(z)-1的傳遞元件，63為包含濾波器K(z)的強(qiáng)韌性補(bǔ)償器的傳遞元件，傳遞元件61的輸出亦即控制量y在引出點(diǎn)64被引出且施加于傳遞元件62的輸入，來自將傳遞元件63的輸出和目標(biāo)值r相加的相加點(diǎn)65的輸出通過引出點(diǎn)66相加至相加點(diǎn)67，并且，輸入至傳遞元件61。另外，相加點(diǎn)67引出點(diǎn)66將來自分支的相加點(diǎn)65的輸出與傳遞元件62的輸出之間的差(相減值)輸入至傳遞元件63。
圖8為在本實(shí)施例中將圖7所示的系統(tǒng)等價轉(zhuǎn)換為可實(shí)現(xiàn)DSP19的積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的框圖。說到在此框圖中的各部分的結(jié)構(gòu)，54為與構(gòu)成矩陣x的各元件的輸出電流相當(dāng)?shù)木€圈電流iL1和輸出電壓Vo有關(guān)，當(dāng)分別給予輸入h、控制量y、第一等價干擾qy、延遲ξ1時，為滿足下列公式26的狀態(tài)方程式的控制對象元件，具體而言，此相當(dāng)于轉(zhuǎn)換器部2和LC濾波器電路12。第一等價干擾qy通過相加點(diǎn)43E相加至來自控制對象元件54的輸出，該相加結(jié)果作為控制量y來輸出。
xd(k+1)＝Adxd(k)+Bdh(k)y(k)＝Cdxd(k)+qy(k)其中xd＝[x ξ]T。
另一方面，除去上述種對象元件54和相加點(diǎn)43E的部分為接收其它的第二等價干擾qv的數(shù)字控制器70的積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，具體而言，這可通過DSP19來實(shí)現(xiàn)。該數(shù)字控制器70由具有k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各參數(shù)的傳遞元件71～82、相當(dāng)于一個樣本延遲且次數(shù)為1/z(其中，z＝exp(jωt))的元件44A和44F、作為積分器且次數(shù)為1/z-1的元件83、相加點(diǎn)43A、43B、84、85的組合而構(gòu)成。另外，如圖8所示，目標(biāo)值r作為輸入，連接參數(shù)k1r、k2r、k3r的前饋元件77、78、79，控制量y作為輸入，連接參數(shù)k1、k2、k6的各前饋元件71、72、76，數(shù)字控制器70內(nèi)部的運(yùn)算延遲輸出ξ1作為輸入，連接參數(shù)k3的前饋元件73，并且，將目標(biāo)值r和基準(zhǔn)值y的差從第一相加點(diǎn)84輸入至次數(shù)為1/z-1的元件83，來自次數(shù)1/z-1的元件83的延遲輸出ξ4、來自參數(shù)kin的反饋元件82的輸入、來自參數(shù)kin的反饋元件82的輸出、來自參數(shù)k5、k6的各反饋元件75、76的輸出、來自參數(shù)K3r的前饋元件79的輸出在第二相加點(diǎn)85上分別被相加，在此第二相加點(diǎn)85上被相加的輸出輸入至次數(shù)為1/z的第一元件44F，來自次數(shù)為1/z的第一元素44F的延遲輸出ξ3分別輸入至參數(shù)k5的反饋元件75和參數(shù)kj、kjz的元件80、81，來自參數(shù)ki的元件80的輸出、來自參數(shù)k1、k3、k4的各反饋元件71、73、74的輸出、來自參數(shù)k2r的前饋元件78的輸出和第二等價干擾在第三相加點(diǎn)43A分別被相加，在此第三相加點(diǎn)43A上所相加出來的輸出v輸入至次數(shù)為1/z的第二元件44A，來自次數(shù)為1/z的第二元件44A的延遲輸出ξ2、來自參數(shù)k2的反饋元件72的輸出、來自參數(shù)k1r的前饋元件77的輸出、來自參數(shù)kiz的元件81的輸出在第四相加點(diǎn)43B被分別相加，來自上述次數(shù)為1/z的第二元件44A的延遲輸出ξ2輸入至參數(shù)k4的反饋元件74，然后，在第四相加點(diǎn)43B相加的輸出作為上述輸入h，輸入至控制對象元件54，如此，構(gòu)成數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A。
上述參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin具有如下的任務(wù)，表示成公式27。
k1、k2將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋并實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)的電壓反饋系數(shù)。
k3將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋并補(bǔ)償DSP19的運(yùn)算時間和AD轉(zhuǎn)換時間所導(dǎo)致的延遲的電壓反饋系數(shù)。
k4為了將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋而導(dǎo)入的動態(tài)補(bǔ)償器(濾波器63)的極點(diǎn)。
k5為了提高逼近度而增加至二次逼近模型Wm(z)的零點(diǎn)。
k6用來補(bǔ)償為了提高逼近度而增加至二次逼近模型Wm(z)的的零點(diǎn)的電壓反饋系數(shù)。
ki、kiz用來消除目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)的一部分的系數(shù)。
kin用來表示在等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)WQy(z)的極點(diǎn)和二次逼近模型Wm(z)上增加零點(diǎn)的效果的系數(shù)。
k1r、k2r來自為了實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配器統(tǒng)而設(shè)定該分子多項(xiàng)式的目標(biāo)值的前饋系數(shù)。
k3r來自用來從目標(biāo)特性以逼近方式消除等價干擾和控制量y之間的傳遞函數(shù)WQy(z)的極點(diǎn)的目標(biāo)值r的前饋系數(shù)。
k1＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))-(GH4+GFz)((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k2＝-F(1，2)/FF(1，2)-G((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k3＝-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))k4＝Fzk5＝n0k6＝-(kz(1-n0)(1+H1+H2)+n0(1-n0)kz)/((1+H1)*(1+H2))ki＝GH4+GFzkiz＝Gkin＝kz(1-n0)k1r＝G k2r＝GH4+GFzk3r＝kzFF(1，1)＝ -Ad(1，1)/Ad(1，2)FF(1，2)＝Ad(1，2)FF(1，3)＝-Ad(1，3)/Ad(1，2)FF(1，4)＝-Bd(1，1)/Ad(1，2)Fz＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)在上述圖8所示的數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)中，目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞特性以下列公式28來表示。
y=(1+H1)(z+H2)(z+H1)(z+H2)z-1-kzz-1+kz(-1+Ws(z))Ws(z)r]]>在此，Ws(z)以下列公式29來表示。
Ws(z)=(1-n0)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z-n0)(z+H3)(1-n1)(1-n2)]]>另外，等價干擾Q和控制量y之間的傳遞特性以下列公式30來表示。
y=z-1z-1-kzz-1-kzz-1+kzWs(z)WQyQ]]>在此WQy(z)以下列公式31來表示。
WQy(z)=Wqvy(z)Wqyy(z)]]>
此時，上述公式29所示的Ws(z)若如下列公式32所示而逼近1，上述公式28、公式30所示的各傳遞特性以公式33、公式34的方式來逼近。
Ws(z)=(1-n0)(1+H1)(z-n1)(z-n2)(z-n0)(z+H3)(1-n1)(1-n2)≈1]]>[公式33]y≈(1+H1)(1+H2)(z+H1)(z+H2)r(y≈1·r)]]>[公式34]y≈z-1z-1-kzWQyQ(y≈0·Q)]]>理想上，可安裝一數(shù)字控制器70，其如公式33的括號內(nèi)所示，目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶上為1，如公式34的括號內(nèi)所示，等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶上為0。
根據(jù)上述公式33和公式34，圖8所示的新系統(tǒng)為逼近兩自由度系統(tǒng)，其目標(biāo)值r和控制量y之間的特性通過極點(diǎn)H1、H2來決定，另一方面，等價干擾Q和控制量y之間的特性通過kz來決定。有關(guān)這些量之間的特性，為了提高其逼近度，可在寬廣的頻率范圍成立公式32。為此，若將H3設(shè)得盡可能小，可使n0盡可能逼近其中一個零點(diǎn)。使n0逼近一個零點(diǎn)時的逼近情況以圖9的頻率-增益特性圖及圖10的頻率-相位特性圖來表示。在同一圖中，當(dāng)n0逼近其中一個零點(diǎn)時，可發(fā)現(xiàn)逼近模型逼近公式21且逼近度提高。此n0為逆系統(tǒng)Wm(z)-1的極點(diǎn)，將kz加大，漸漸逼近其中一個零點(diǎn)。若過于逼近其中一個零點(diǎn)，會對控制輸入發(fā)生急速振蕩，很可能無法執(zhí)行。因此，為了不讓n0過于逼近其中一個零點(diǎn)，必須針對所事先給予的kz設(shè)定移動后的n0的值。
具體而言，在上述公式28和公式30中，下列公式35所示的分母多項(xiàng)式＝0的公式的根的其中一個由于會隨著kz增大而移動的n0的極點(diǎn)，為了使此移動極點(diǎn)為事先設(shè)定的值，可分別決定n0和H3。
Δ(z)＝z-1十kzWs(z)＝0此公式35可寫成下列公式36。
Δ(z)＝(1-n1)(1-n2)(z-1)(z+(-n0))(z+H3)+kz(1+(-n0))(1+H3)(z-n1)(z-n2)為了決定包含于上述公式36中的未定值n0及H3，此公式36的根可指定如下列公式37。
Δs(z)＝(z-p1)(z-p2)(z-p3)＝z3+(-p1-p3-p2)z2+(p1p3+p1p2+p2p3)z-p1p2p3上述公式36和公式37的系數(shù)等價式可寫成下列公式38至40。
(-n1(-n0)-n2(-n0)+H3n1n2-n2H3-H3n1+kz(-n0)H3+n1n2(-n0)+kz-1-n1n2+kz(-n0)+H3+n1+n2+kzH3+(-n0))/(1-n2-n1+n1n2)＝-(p1+p3+p2)[公式39](-kzn1(-n0)-kzn2(-n0)H3-H3n1n2+(-n0)H3+n1n2(-n0)H3+H3n1-n2(-n0)H3-H3-kzn1H3-kzn2H3-kzn2(-n0)-kzn1-kzn2-n1(-n0)H3-n1n2(-n0)+n2(-n0)+n2H3+n1(-n0)-(-n0)-kzn1(-n0)H3)/(1-n2-n1+n1n2)＝p1p3+p1p2+p2p3[公式40](kzn1n2(-n0)-(-n0)H3+kzH3n1n2+kzn1n2(-n0)H3+n2(-n0)H3+n1(-n0)H3-n1n2(-n0)H3+kzn1n2)/(1-n2-n1+n1n2)＝-p1p2p3作為一例，在上述公式38至40中，p1、p2、p3的指定值和n1、n2、kz設(shè)定如下列公式41。
p1＝0.485+0.624i p2＝0.485-0.624i p3＝-0.67kz＝0.6 n1＝-0.97351 n2＝-.97731e6將上述公式41的條件代入公式38至40，可表示下列公式42所示的3個仿真公式。
H3-0.70000-n0+0.31109e-6-n0H3＝0-0.69597H3-1.3040n0H3+0.695973-n0+0.32933＝0-0.29597n0+0.70403n0H3+0.29597H3-0.12251＝0n0和H3為任何實(shí)數(shù)，所以，將-n0、H3代入公式42，得到下列公式43。
y-0.70000+x+0.31109e-6xy＝0-0.69597y+1.3040xy+0.32933-0.69597x＝00.29597x-0.70403xy+0.29597y-0.12251＝0這些是雙曲線方程式，各雙曲線的交點(diǎn)給予公式43的方程組的解。畫出這些雙曲線，得到圖11。
通過此交點(diǎn)，得到n0＝-x＝-0.4，H3＝y(tǒng)＝0.3。若這樣去設(shè)定n0和H3，當(dāng)kz＝0.6時，n0移動至所設(shè)定的p3＝-0.67。借此，上述圖8所示的數(shù)字控制器70的各參數(shù)為了實(shí)現(xiàn)DSP19，決定如下列公式44。
k1＝-1090.5 k2＝527.59 k3＝-0.67485k4＝-1.4144 ki＝44.618 kiz＝-26.025此外，其它的前饋參數(shù)k1r、k2r、k3r不一定需要，所以設(shè)為零。
接著，使用通過本技巧設(shè)定n0＝-0.4，H3＝0.3而得到的上述公式44的各參數(shù)，事先求出的公式30的等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)的增益特性如圖12所示。在同一圖中可知，當(dāng)n0逼近其中一個零點(diǎn)時，公式30逼近公式34的右邊，逼近度提高。
圖13顯示啟動時的輸出電壓、輸入電壓、輸出電流的各響應(yīng)特性。此外，在同一圖中的電阻值(Ω)和電容(μF)與上述負(fù)荷8和平滑電容器11的各值相當(dāng)。如此可知，即使負(fù)荷8變動，目標(biāo)的二次逼近模型的響應(yīng)可在幾乎完全不偏離的情況下響應(yīng)，得到非常低靈敏度且具強(qiáng)韌性的數(shù)字控制系統(tǒng)。
圖14顯示負(fù)荷急速變動時的動態(tài)負(fù)荷響應(yīng)。負(fù)荷電流(線圈電流)從10(A)到20(A)作急速變化，但輸出電壓Vo的變動抑制在50(mV)以下，為充分實(shí)用的值。
接著說明本實(shí)施例中的二次逼近模型的設(shè)計(jì)步驟。首先，為滿足所指定的頻寬或快速上升時間，極點(diǎn)H1、H2(實(shí)數(shù))設(shè)定如下列公式45。
H1≈H2接著，各參數(shù)p1、p2、p3和參數(shù)kz指定如下列公式46和公式47。
p3≈-0.5H[公式47]kz≈0.5若指定這些參數(shù)p1、p2、p3、kz，將e各參數(shù)p1、p2、p3、kz代入(n1、n2為控制對象的離散時間轉(zhuǎn)換時的零點(diǎn))上述公式38至40的系數(shù)等價式。n0和H3為實(shí)數(shù)，所以，-n0＝x，H3＝y(tǒng)，求出滿足公式38至40的方程組的n0和H3。為了算出n0和H3，可使用函數(shù)顯示用的軟件。
然后，利用上述公式27，決定構(gòu)成圖8的數(shù)字控制器70的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin。在此算出參數(shù)的過程中，必須求出狀態(tài)反饋F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和前饋G的各值，但是，這些值也可通過PWM功率放大器的已知電路常數(shù)(抗流線圈10的電感L1、平滑電容器的電容C1、負(fù)荷8的電阻值Ro、合成電阻32的電阻值R1)、取樣周期T、延遲時間的總和L、控制對象54的增益Kp、極點(diǎn)H1、H2、H3來算出。
此外，通過模擬等方式，在確認(rèn)是否滿足PWM功率放大器的最佳規(guī)格的情況下，若未滿足規(guī)格，可對公式47的參數(shù)kz的值作一些變更，再度反復(fù)之后的步驟。若仍未滿足規(guī)格，可對公式46的參數(shù)p1、p2、p3的值作一些變更，再反復(fù)之后的步驟。
如此所得到的數(shù)字控制器70可實(shí)現(xiàn)公式22所示的二次逼近模型的傳遞函數(shù)，所以，可在輸出電壓的觀測中，建構(gòu)出對噪聲強(qiáng)韌的PWM功率放大器。另外，由于可二次逼近模型，可將本實(shí)施例的數(shù)字控制器70應(yīng)用在開關(guān)電源以外的其它各種控制對象上。并且，根據(jù)上述設(shè)計(jì)方法，逼近兩自由度數(shù)位控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)可在幾乎不考慮控制輸入的大小的情況下輕易獲得。在此所示的逼近兩自由度數(shù)位控制器70為傳統(tǒng)的積分型控制器，所以，可輕易將各種所使用的積分型控制器強(qiáng)韌化。
如上所述，當(dāng)分別給予輸入h、控制量y、第一等價干擾qy、第二等價干擾qv、延遲ξ1時，本實(shí)施例的數(shù)字控制器70連接至滿足上述公式26的狀態(tài)方程式的控制對象亦即控制對象元件54，將公式19所示的狀態(tài)反饋原則和公式20所示的前饋原則應(yīng)用于此控制對象元件54時的目標(biāo)值r和上述控制量y的傳遞函數(shù)Wry(z)從公式21所示的四次離散時間系統(tǒng)決定為公式22所示的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，結(jié)合此模型傳遞函數(shù)Wm(z)、該模型傳遞函式Wm(z)的反函數(shù)Wm(z)-1和作為用來實(shí)現(xiàn)該反函數(shù)Wm(z)-1的動態(tài)補(bǔ)償器的濾波器63而成的系統(tǒng)如圖7所示來構(gòu)成，包括用來實(shí)現(xiàn)對此系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換所得的圖8所示的積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置70A。
在此情況下的控制補(bǔ)償裝置70A將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化后的傳遞函數(shù)Wry(z)決定為逼近度更高的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在數(shù)字控制器70的內(nèi)部作運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，相比于實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的一次逼近模型的數(shù)字元控制系統(tǒng)，逼進(jìn)度更高，可實(shí)現(xiàn)對輸出噪聲強(qiáng)韌的數(shù)字控制系統(tǒng)，并且，該數(shù)字控制器70的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)可在幾乎不考慮控制輸入的大小的情況下輕易完成。
另外，控制補(bǔ)償裝置70A的結(jié)構(gòu)的優(yōu)選由用來輸出控制量y和參數(shù)k1的積的第一反饋裝置亦即反饋元件71、用來輸出控制量y與參數(shù)k2之積的第二反饋裝置亦即反饋元件72、用來輸出第一延遲輸出ξ1與參數(shù)k3之積的第三反饋裝置亦即反饋元件73、用來輸出第二延遲輸出ξ2與參數(shù)k4之積的第四反饋裝置亦即反饋元件74、用來輸出第三延遲輸出ξ3與參數(shù)k5之積的第五反饋裝置亦即反饋元件75、用來輸出控制量y與參數(shù)k6之積的第六反饋裝置亦即反饋元件76、用來算出控制量y與目標(biāo)值r之差的第一運(yùn)算裝置亦即第一相加點(diǎn)84、用來積分來自第一相加點(diǎn)的運(yùn)算值并將之轉(zhuǎn)換為第四延遲輸出ξ4的積分裝置亦即元件83、用來輸出來自元件83的第四延遲輸出ξ4與參數(shù)kin之積的第一相乘裝置亦即元件82、用來相加來自元件82的輸出、來自反饋元件75的輸出及來自反饋元件75的輸出的第一相加裝置亦即第二相加點(diǎn)85、用來將來自第二相加點(diǎn)85的相加結(jié)果作為取樣延遲之后的上述第三延遲輸出ξ3的第一延遲裝置亦即次數(shù)為1/z的第一元件44F、用來輸出上述第三延遲輸出ξ3和參數(shù)ki的積的第二相乘裝置亦即元件80、用來輸出第三延遲輸出ξ3與參數(shù)kiz之積的第三相乘裝置亦即元件81、用來相加來自第二等價干擾qv、來自元素80的輸出、來自反饋元件71的輸出、來自反饋元件73的輸出及來自反饋元件74的輸出的相加裝置亦即第三相加點(diǎn)43、用來將來自第三相加點(diǎn)43的相加結(jié)果作為取樣延遲后的上述第二延遲輸出ξ2的第二延遲裝置亦即次數(shù)為1/z的第二元件44A、用來相加來自第二元素44的輸出、來自元件81的輸出及來自反饋元件72的輸出并產(chǎn)生針對上述控制對象元件54的輸出h的第三相加裝置亦即第四相加點(diǎn)43B來組成。
如此，安裝于數(shù)字控制器70內(nèi)的控制補(bǔ)償裝置70A不需要后述的第一至第三反饋裝置亦即反饋元件77、78、79，所以，不對數(shù)字控制器70的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)。
另外，在此的控制補(bǔ)償裝置70A最好進(jìn)一步包括用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k1r之積的第一前饋裝置亦即前饋元件77、用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k2r之積的第二前饋裝置亦即前饋元件78、用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k3r之積的第三前饋裝置亦即前饋元件79，在結(jié)構(gòu)上，前饋元件79的輸出在第二相加點(diǎn)85進(jìn)一步被相加，前饋元件78的輸出在第三相加點(diǎn)43A進(jìn)一步被相加，前饋元件77的輸出在第四相加點(diǎn)43B進(jìn)一步被相加。
如此，可通過在控制補(bǔ)償裝置70A上附加前饋處理結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高精度控制。
第2實(shí)施例接著，一邊參照圖15至圖22，一邊說明本發(fā)明第2實(shí)施例。本實(shí)施例中所包含的PWM功率放大器的電路結(jié)構(gòu)和在第1實(shí)施例中所示的圖1相同。包含這些相同點(diǎn)，在和第1實(shí)施例相同的地方附加相同的符號，所以極力省略重復(fù)的部分，不再作說明。
在本實(shí)施例中，取代含有上述第1實(shí)施例的公式22所示的參數(shù)H1、H2的二次逼近模型，采用要實(shí)際實(shí)現(xiàn)含有下列公式48所示的參數(shù)H1的一次逼近模型Wm(z)作為要實(shí)際實(shí)現(xiàn)的目標(biāo)特性。此外，此公式48所示的一次逼近模型Wm(z)也在非專利文獻(xiàn)3中被提出，所以，參數(shù)的個數(shù)比第1實(shí)施例中的少，具有可簡單進(jìn)行控制器的處理步驟的優(yōu)點(diǎn)。
Wry(z)≈Wm(z)=(1+H1)(z+H1)]]>上述公式48指定H2＞＞H1、H3，使第一實(shí)施例中的公式21的傳遞函數(shù)Wry(z)逼近，所以，圖5及圖6中的各模型匹配系統(tǒng)和第1實(shí)施例相同。
導(dǎo)入上述一次逼近模型Wm(z)的逆系統(tǒng)Wm(z)-1和以逼近方式來實(shí)現(xiàn)此逆系統(tǒng)的濾波器K(z)，構(gòu)成圖7所示的結(jié)構(gòu)。濾波器K(z)如上述公式25所示。當(dāng)采用如本實(shí)施例的一次逼近模型Wm(z)時，若等價轉(zhuǎn)換成可實(shí)現(xiàn)圖7所示的DSP19的積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，則形成圖15所示的框圖。
在圖15中，54和與形成矩陣x的各元素的輸出電流相當(dāng)?shù)木€圈電流iL1和輸出電壓Vo有關(guān)，當(dāng)分別給予輸入η、控制量y、第一等價干擾qy、延遲時，為滿足下列公式49的狀態(tài)方程式的控制對象元件，具體而言，此相當(dāng)于轉(zhuǎn)換器部2和LC濾波器電路12。第一等價干擾qy通過相加點(diǎn)43E相加至來自控制對象元件54的輸出，該相加結(jié)果作為控制量y來輸出。
xd(k+1)＝Adxd(k)+Bdη(k)y(k)＝Cdxd(k)+qy(k)其中，xd＝[x ξ]T另一方面，除去上述種對象元件54和相加點(diǎn)43E的部分為接收其它的第二等價干擾qv的數(shù)字控制器90的積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，具體而言，此可通過DSP19來實(shí)現(xiàn)。在此的該數(shù)字控制器90由具有-k1、-k2、-k3、-k4、1/g、kr1、kr2、ki1、ki2的各參數(shù)的傳遞元件91～99、相當(dāng)于一個樣本延遲且次數(shù)為1/z(其中，z＝exp(jωt))的元件44A、相當(dāng)于積分器且次數(shù)為1/z-1的元件83、相加點(diǎn)43A、43B、87的組合而構(gòu)成。另外，如圖15所示，目標(biāo)值r作為輸入，連接參數(shù)kr1、kr2的前饋元件96、97，控制量y作為輸入，連接參數(shù)-k1、-k2、1/g(g為導(dǎo)入目標(biāo)值r和基準(zhǔn)值y之間的常數(shù)增益)的各反饋元件91、92、95，來自控制對象元件54的延遲輸出ξ1作為輸入，連接參數(shù)k3的反饋元件93，并且，將目標(biāo)值r和1/g的元件95的輸出的差從第一相加點(diǎn)87輸入至次數(shù)為1/z-1的元件83，來自次數(shù)1/z-1的元件的輸出輸入至參數(shù)ki1、ki2的各元件98、99，來自參數(shù)ki2的元件99的輸出、來自參數(shù)-k1、-k3、-k4的各反饋元件91、93、94的輸出、來自參數(shù)Kr2的前饋元件97的輸出、第二等價干擾qu在第二相加點(diǎn)43A上分別被相加，在此第二相加點(diǎn)43A上被相加的輸出v輸入至次數(shù)為1/z的元件44A，來自次數(shù)為1/z的第一元素44A的延遲輸出ξ2、來自參數(shù)K2的前饋元件98的輸出、來自參數(shù)Kr1的前饋元件96的輸出、來自參數(shù)ki1的元件98的輸出在第三相加點(diǎn)43B分別被相加，來自上述次數(shù)為1/z的第二元件44A的延遲輸出ξ2輸入至參數(shù)k4的反饋元件94，然后，在第三相加點(diǎn)43B相加的輸出作為上述輸入η，輸入至控制對象元件54，如此，構(gòu)成數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A。
上述參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2具有如下的任務(wù)，表示成公式50。
k1、k2將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋并實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)的電壓反饋系數(shù)。
k3將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋并補(bǔ)償DSP19的運(yùn)算時間和AD轉(zhuǎn)換時間所導(dǎo)致的延遲的電壓反饋系數(shù)。
k4為了將電流反饋等價置換成電壓反饋和控制輸入反饋而導(dǎo)入的動態(tài)補(bǔ)償器的極點(diǎn)。
ki1，ki2用來消除目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)的一部分的系數(shù)。
kr1，kr2來自為了實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配器統(tǒng)而設(shè)定該分子多項(xiàng)式的目標(biāo)值的前饋系數(shù)。
k1＝F(1，1)-F(1，2)Ad(1，1)/Ad(1，2)+(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2))F(1，2)/Ad(1，2)+(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))kz/(1+H2)k2＝F(1，2)/Ad(1，2)+Gkz/(1+H2)k3＝F(1，3)-F(1，2)Ad(1，3)/Ad(1，2)k4＝F(1，4)-F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)ki1＝gGkzki2＝g(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))kzkr1＝gGkr2＝g(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))在上述圖15所示的數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)中，目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞特性以下列公式51來表示。
y=(1+H1)(z+H1)z-1z-1-kzz-1-kzz-1+kz(-1+Ws(z))Ws(z)r]]>在此，Ws(z)以下列公式52來表示。
Ws(z)=(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z+H2)(z+H3)(1-n1)(1-n2)]]>另外，等價干擾Q和控制量y之間的傳遞特性以下列公式53來表示。
y=z-1z-1-kzz-1-kzz-1+kzWs(z)WQyQ]]>在此WQy(z)以下列公式54來表示。
WQy(z)=Wqvy(z)Wqyy(z)]]>此時，若滿足公式55看公式56，上述公式51、公式53所示的各傳遞特性以公式57、公式58的方式來逼近。
z-1z-1-kzz-1-kzz-1+kz(-1+Ws(z))Ws(z)≈1]]>[公式56]z-1-kzz-1-kzWs(z)WQy≈1]]>[公式57]y≈(1+H1)(z+H1)r]]>[公式58]y≈z-1z-1-kzWQyQ]]>根據(jù)上述公式57和公式58，圖15所示的系統(tǒng)為逼近兩自由度系統(tǒng)，其目標(biāo)值r和控制量y之間的特性通過極點(diǎn)H1來決定，另一方面，等價干擾Q和控制量y之間的特性通過k2來決定。有關(guān)這些量之間的特性，為了提高其逼近度，可在寬廣的頻率范圍成立公式55和公式56。為此，設(shè)定kz之后，公式55和公式56的分母多項(xiàng)式為0，亦即，可以下面的根所指定的值來決定H2、H3。
Δ(z)＝z-1+kzWs(z)＝0若要使等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)Wqyy(z)較小且為低靈敏度，可將上述參數(shù)kz變大。但是，從圖15可知，kz直接輸入至控制輸入，所以產(chǎn)生較大的影響，若影響過大，控制輸入變得過度而無法執(zhí)行。因此，若要設(shè)定適當(dāng)大小并使等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)Wqyy(z)變小，可在廣大的頻率范圍中使公式56成立并使該傳遞函數(shù)Wqyy(z)變小。下面將說明其中一個使傳遞函數(shù)Wqyy(z)變小的技巧和在大頻率范圍中使公式56成立的技巧。
在此，作為使傳遞函數(shù)Wqyy(z)變小的技巧的一例，提出使該傳遞函數(shù)的常數(shù)值Wqyy(1)變小的技巧。傳遞函數(shù)Wqyy(z)的常數(shù)值Wqyy(1)以下列公式60來表示。
Wqyy(1)=Wn(1)Wd(1)]]>此外，上述Wn(1)和Wd(2)以下列公式61來表示。
Wn(1)＝(6+3H2+3H1+3H2+3H4+H1H3+H1H2+H2H4+H2H3+H1H4+H3H4)T2Wd(1)＝L0C0(1+H1)(1+H2)(1+H3)(1+H4)在上述公式60中，當(dāng)分別代入如下列公式62所指定的H1、H4、構(gòu)成LC濾波器電路12的抗流線圈10的電感L0(H)及平滑電容器11的靜電電容C0(F)、數(shù)字控制器90的取樣周期T(S)時，公式60中的常數(shù)值Wqyy(1)可表示為公式63。
H1＝-0.89，H4＝-0.3，T＝3.3×10-6L0＝1.4×10-6，C0＝308×10-6[公式63]
Wqyy(1)=0.327992.697+1.81H3+1.81H2+H2H3(1+H2)(1+H3)]]>在此，H2、H3作為實(shí)數(shù)，H2＝x，H3＝y(tǒng)，代入上述公式63，得到下列公式64。
Wqyy(1)=0.88458+0.59366y+0.59366x+0.327991+x+y+xy]]>當(dāng)此作為和常數(shù)值Wqyy(1)有關(guān)的圖表來描繪時，可表示為圖16所示的立體曲線。
接著，H2、H3作為復(fù)數(shù)，H2＝x+yi，H3＝x-yi，代入上述公式63，得到下列公式65。
Wqyy(1)=0.88458+1.1873x+0.32799x2+0.32799y21+2x+x2+y2]]>當(dāng)此作為和常數(shù)值Wqyy(1)有關(guān)的圖表來描繪時，可表示為圖17所示的立體曲線。
比較圖16和圖17，在H2、H3作為復(fù)數(shù)時，使常數(shù)值Wqyy(1)變小的范圍比較大。因此，H2、H3作為復(fù)數(shù)，如上所述，H2＝x+yi，H3＝x-yi，從圖17所示的常數(shù)值Wqyy(1)的小范圍分別選擇最適當(dāng)?shù)膞值和y值。
接著，提出在廣大頻率范圍中使公式(8)、(9)成立的技巧。在此，設(shè)定參數(shù)kz之后，可使公式59亦即下列公式66所示的根的實(shí)部盡可能地小來設(shè)定H2、H3。
Δ(z)＝(1-n1)(1-n2)(z-1)(z+H2)(z+H3)+kz(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)在此，公式66中的根指定如下列公式67。
Δs(z)＝(z-p1)(z-p2)(z-p3)＝z3+(-p1-p3-p2)z2+(p1p3+p1p2+p2p3)z-p1p2p3此時，公式66及67的系數(shù)等價式可寫成下列公式68至70。

(-n1H2-n2H2+H3n1n2-n2H3-H3n1+kzH2H3+n1n2H2+kz-1-n1n2+kzH2+H3+n1+n2+kzH3+H2)/(1-n2-n1+n1n2)＝-(p1+p3+p2)[公式69](-kzn1H2-kzn2H2H3-H3n1n2+H2H3+n1n2H2H3+H3n1-n2H2H3-H3-kzn1H3-kzn2H3-kzn2H2-kzn1-kzn2-n1H2H3-n1n2H2+n2H2+n2H3+n1H2-H2-kzn1H2H3)/(1-n2-n1+n1n2)＝p1p3+p1p2+p2p3[公式70](kzn1n2H2-H2H3+kzH3n1n2+kzn1n2H2H3+n2H2H3+n1H2H3-n1n2H2H3+kzn1n2)/(1-n2-n1+n1n2)＝-p1p2p3在此，如上所述，H2＝x+yi，H3＝x-yi，分別代入公式68至70的系數(shù)等價式，得到下列公式70至73。
(kzx2+(2kz-2n2+2n1n2-2n1+2)x+kzy2+(-1+n2+kz-n1n2+n1))/(1-n2-n1+n1n2)＝-p1-p3-p2[公式72]((-kzn1+n1n2-n2+1-n1-kzn2)x2+(2n2+2n1-2kzn2-2n1n2-2kzn1-2)x+(-kzn1+n1n2-n2+1-n1-kzn2)y2-kzn2-kzn1)/(1-n2-n1+n1n2)＝p1p3+p1p2+p2p3[公式73]((-1+n2+kzn1n2-n1n2+n1)x2+2kzn1n2x+(-1+n2+kzn1n2-n1n2+n1)y2+kzn1n2)(1-n2-n1+n1n2)＝-p1p2p3作為一例，p1、p2、p3的指定值和n1、n2、kz設(shè)定如下列公式74。
p1＝0.35+0.5i p2＝0.35-0.5i p3＝0.5 kz＝0.3n1＝-0.97351 n2＝-.97731e6
將這些值代入上述公式71至73，以公式75所示的3個方程組來表示。
2.0000x+0.15554e-6x2+0.15554e-6y2+0.20000＝0-1.6960x+1.1520x2+1.1520y2-0.57047＝00.29560x-0.85201x2-0.85201y2+0.33423＝0這些方程式是表示圓的方程式，各個圓的交點(diǎn)給予上述3個方程組的解。若描繪出這些圓，可得到圖18的圖形。此外，在同一圖中，公式(1)至式(3)與上述公式75的各式對應(yīng)。從這些方程組的交點(diǎn)，得到x＝-0.1，y＝0.6。于是，若設(shè)定H2＝-0.1+0.6i，H3＝-0.1-0.6i，公式59的根為指定的值。如此，可通過求出包含H2、H3的全部極點(diǎn)，來決定狀態(tài)反饋F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)和G，圖15中的數(shù)字控制器90的參數(shù)可決定如下列公式76。
k1＝-332.23 k2＝260.57 k3＝-0.51638k4＝-0.51781 ki＝7.0594 kiz＝-8.6321和第1實(shí)施例相同，其它前饋參數(shù)kr1、kr2不一定需要，所以設(shè)為零。
接著，如上所述，圖19的圖形分別顯示當(dāng)設(shè)定H2＝-0.1+0.6i，H3＝-0.1-0.6i來決定公式76的各參數(shù)時使用這些參數(shù)以公式53求得的等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)的增益特性和當(dāng)適當(dāng)設(shè)定H2＝-0.1，H3＝-0.2來決定公式76的各參數(shù)時使用這些參數(shù)以公式53求得的等價干擾qy和控制量y之間的傳遞函數(shù)的增益特性。在同一圖中，所謂“復(fù)數(shù)逼近值”，是設(shè)定H2＝-0.1+0.6i，H3＝-0.1-0.6i并用公式53求出的增益特性的逼近值，而“復(fù)數(shù)真值”是將極點(diǎn)H2、H3設(shè)定為相同復(fù)數(shù)時的增益特性的真值。同樣地，“實(shí)數(shù)逼近值”，是設(shè)定H2＝-0.1，H3＝-0.2并用公式53求出的增益特性的逼近值，而“實(shí)數(shù)真值”是將極點(diǎn)H2、H3設(shè)定為相同實(shí)數(shù)時的增益特性的真值。從圖19可知，若設(shè)定通過本技巧所得的復(fù)數(shù)的極點(diǎn)H2、H3，常數(shù)值Wqyy(1)較小且真值本身也較小。另外可知，相比于極點(diǎn)H2、H3為實(shí)數(shù)的情況，增益特性的逼近值較小。
圖20顯示根據(jù)上述的技巧設(shè)定極點(diǎn)H2、H3并給予各種負(fù)荷時的啟動響應(yīng)。此外，在同一圖中的電阻值(Ω)和電容(μF)與上述負(fù)荷8和平滑電容器11的各值相同。從此圖可知，即使負(fù)荷8有變動，來自目標(biāo)的一次逼近模型的響應(yīng)也幾乎以不會偏離的方式響應(yīng)，可得到非常低靈敏度且具有強(qiáng)韌性的數(shù)字控制系統(tǒng)。
圖21顯示將極點(diǎn)H2、H3設(shè)定為實(shí)數(shù)時的啟動響應(yīng)。此外，在同一圖中的電阻值(Ω)和電容(μF)與上述負(fù)荷8和平滑電容器11的各值相同。尤其，電容負(fù)荷中的啟動響應(yīng)距離目標(biāo)的一次逼近模型很遠(yuǎn)，可知其強(qiáng)韌性差。
圖22顯置負(fù)荷急速變動時的動態(tài)負(fù)荷響應(yīng)。負(fù)荷電流(線圈電流)在10(A)到20(A)之間急速變化，輸出電壓Vo的變動抑制在50(mV)以下，為充分實(shí)用的值。
如此所得到的數(shù)字控制器90可實(shí)現(xiàn)公式48所示的一次逼近模型的傳遞函數(shù)，所以，使得數(shù)字控制器90的結(jié)構(gòu)變得最簡單，可輕易得到逼近兩自由度數(shù)位控制器的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。另外，在此所示的逼近兩自由度數(shù)位控制器90為傳統(tǒng)的積分型控制器，所以，可輕易將各種被拿來使用的積分型控制器強(qiáng)韌化。
以上說明了具有強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)的數(shù)字控制器70、90，下面將說明實(shí)施該設(shè)計(jì)的設(shè)計(jì)裝置。此外，在數(shù)字控制器70、90的設(shè)計(jì)范例中所說明的部分為了避免重復(fù)，將極力省略。
第3實(shí)施例接著，作為本發(fā)明的第3實(shí)施例，將參照圖8、23及圖24來說明安裝有第1實(shí)施例中的數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置70A的數(shù)字控制器70的設(shè)計(jì)裝置。
圖23和安裝有圖8所示數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置70A的數(shù)字控制器70有關(guān)，顯示可根據(jù)上述設(shè)計(jì)步驟來決定公式17所示的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin的值的設(shè)計(jì)裝置的結(jié)構(gòu)。在同一圖中，該設(shè)計(jì)裝置101包括指定預(yù)測能滿足得到必要增益的頻寬和快速上升時間的H1、H2值并且指定離散時間中的控制對象54的零點(diǎn)n1、n2的值和指定參數(shù)p1、p2、p3、kz的值的參數(shù)指定裝置102、利用公式38至40的方程組算出n0和H3的各未定值的未定值運(yùn)算裝置103、利用通過未定值運(yùn)算裝置103算出的n0和H3各值來算出數(shù)字控制器70的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin并最好也算出前饋的參數(shù)k1r、k2r、k3r的控制器參數(shù)決定裝置104、用來輸入該控制器參數(shù)決定裝置104算出上述參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值時所需要的電路常數(shù)L1、C1、Ro、R1、取樣周期T、延遲時間的總和L、控制對象54的增益Kp的指定值輸入裝置105。
另外，作為最佳實(shí)施例，設(shè)計(jì)裝置101進(jìn)一步包括將控制器參數(shù)決定裝置104算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值代入數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A并仿真判斷此數(shù)字控制器70在控制控制對象54時是否得到最佳特性的特性判斷裝置106、在特性判斷裝置106進(jìn)行判斷之后將該參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值實(shí)際代入數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A中的控制器參數(shù)輸出裝置107、在特性判斷裝置106判斷未得到最佳特性時在參數(shù)指定裝置上指定其它參數(shù)p1、p2、p3、kz的值并再次算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值的參數(shù)重新指定裝置108。
此設(shè)計(jì)裝置101可與數(shù)字控制器70分開設(shè)置，也可與其組裝為一體。當(dāng)與數(shù)字控制器70組裝為一體時，將控制器參數(shù)決定裝置104所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值代入數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A，通過數(shù)字控制器70實(shí)際控制控制對象54，特性判斷裝置106可從各部分的測定值，判斷出是否得到最佳特性。此時，若不是最佳特性，可通過上述參數(shù)重新指定裝置108重新算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin，然后特性判斷裝置106將各值代入控制補(bǔ)償裝置70A。另外，若未包括上述特性判斷裝置106和參數(shù)重新指定裝置108，也可僅通過控制器參數(shù)輸出裝置107直接將控制器參數(shù)決定裝置104所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值代入數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A。
接著，使用圖24的流程圖來說明上述結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)裝置101的運(yùn)作。啟動設(shè)計(jì)裝置101后，如圖24的步驟S1所示，利用指定值輸入裝置105，分別輸入電路常數(shù)L1、C1、Ro、R1、取樣周期T、延遲時間的總和L、控制對象54的增益Kp。這些指定值事先存儲于設(shè)計(jì)裝置101中，可僅在需要時作變更。當(dāng)輸入全部的上述所需要的指定值時，參數(shù)指定裝置102指定預(yù)測可滿足得到必要增益的頻寬和快速上升時間的極點(diǎn)H1和極點(diǎn)H2的值、離散時間中的控制對象54的零點(diǎn)n1和零點(diǎn)n2的值、參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，將其輸出至未定值運(yùn)算裝置103(步驟S2)。這些值可如公式45至47所示，事先儲存于參數(shù)指定裝置102，或者，每次通過多個關(guān)鍵詞所組成的輸入裝置來輸入指定。未定值運(yùn)算裝置103安裝了用來解出上述公式38至40的方程組的運(yùn)算程序，從參數(shù)指定裝置102接收極點(diǎn)H1、H2的值、離散時間中的控制對象54的零點(diǎn)n1、n2的值和參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，然后算出n0和H3各未定值(步驟S3)。
如上所述，算出n0和H3各值，在下面的步驟S4中，控制器參數(shù)決定裝置104算出實(shí)現(xiàn)圖8所示的二次逼近模型的積分型控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值。若設(shè)計(jì)裝置101未安裝特性判斷裝置106和參數(shù)重新指定裝置108，利用控制器參數(shù)輸出裝置107，直接將這些參數(shù)值輸出至數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A，若安裝了特性判斷裝置106和參數(shù)重新指定裝置108，代入所得到的各參數(shù)值并通過該特性判斷裝置106來模擬判斷是否得到最佳特性(頻率-增益特性、頻率-相位特性)(步驟S5)。在此的判斷條件可事先儲存于特性判斷裝置106中，并根據(jù)需要重寫更新。
特性判斷裝置106通過來自控制器參數(shù)決定裝置104的各參數(shù)值來判斷得到最佳特性之后，對連接至設(shè)計(jì)裝置101的數(shù)字控制器70輸出各參數(shù)值，得到具有所要的控制特性的數(shù)字控制器70(步驟S6)。另一方面，通過控制器參數(shù)決定裝置104的各參數(shù)值判斷出未得到最佳特性之后，在步驟S7中，通過參數(shù)重新指定裝置108，指定其它的參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，重新返回步驟S3以后的步驟，算出k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值。在此，為了極力減少特性判斷裝置106的判斷次數(shù)，最好一開始僅將前面所指定的值作為基準(zhǔn)來增減參數(shù)kz的值，然后，當(dāng)特性判斷裝置判斷未得到最佳特性時，同樣地將前面所指定的值作為基準(zhǔn)來增減參數(shù)p1、p2、p3各值。
針對通過以上設(shè)計(jì)步驟來決定各參數(shù)值的數(shù)字控制器70，在本實(shí)施例中，包括一設(shè)計(jì)裝置101，該設(shè)計(jì)裝置101由指定極點(diǎn)H1、H2的值并指定離散時間中的控制對象的零點(diǎn)n1、n2的值和指定參數(shù)p1、p2、p3、kz的值的參數(shù)指定裝置102、利用在此參數(shù)指定裝置102上所指定的各值并從公式38至40所示的關(guān)系式算出零點(diǎn)n0和極點(diǎn)H3的各未定值的未定值運(yùn)算裝置103、利用來自此未定值運(yùn)算裝置103的零點(diǎn)n0和極點(diǎn)H3的各未定值來算出構(gòu)成上述控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin的值的控制器參數(shù)決定裝置104所組成。
在此情況下，可在不進(jìn)行復(fù)雜處理步驟的情況下，通過設(shè)計(jì)裝置101獲得具有所要的特性的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin的值。
另外，代入這些參數(shù)值的數(shù)字控制器70的控制補(bǔ)償裝置70A將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)Wry(z)決定為逼近度更高的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在內(nèi)部進(jìn)行運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，相比于傳統(tǒng)的用來實(shí)現(xiàn)一次逼近模型的逼近模型控制系統(tǒng)，逼近度更高，可實(shí)現(xiàn)對輸出噪聲強(qiáng)韌的數(shù)字控制器70，并且，該數(shù)字控制器70的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)可在幾乎不考慮控制輸入大小的情況下輕易實(shí)現(xiàn)。
此外，在此的數(shù)字控制器70不需要后述的第一至第三前饋裝置亦即前饋元件77、78、79，所以，對數(shù)字控制器70的運(yùn)算能力不會造成太大的負(fù)擔(dān)，并且，設(shè)計(jì)裝置101也不需要算出此種前饋的參數(shù)，所以，可加速處理時間。
另外，最好安裝于這個強(qiáng)韌性數(shù)字控制器70的積分型控制系統(tǒng)進(jìn)一步包括用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k1r之積的前饋裝置亦即前饋元件77、用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k2r之積的第二前饋裝置亦即前饋元件78、用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)k3r之積的第三前饋裝置亦即前饋元件79，在結(jié)構(gòu)上，前饋元件79的輸出在第二相加點(diǎn)85進(jìn)一步被相加，前饋元件78的輸出在第三相加點(diǎn)43A進(jìn)一步被相加，前饋元件77的輸出在第四相加點(diǎn)43B進(jìn)一步被相加，并且，控制器參數(shù)決定裝置104利用來自未定值運(yùn)算裝置103的零點(diǎn)n0和極點(diǎn)H3的各未定值來算出上述各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin的值。
如此，通過將前饋的處理結(jié)構(gòu)作為數(shù)字控制器70的積分型控制系統(tǒng)而附加于控制補(bǔ)償裝置70A，數(shù)字控制器70可進(jìn)一步高精度控制，對應(yīng)于此種數(shù)字控制器70，設(shè)計(jì)裝置101也可算出包含與該前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
另外，在未安裝特性判斷裝置106和參數(shù)重新指定裝置108的設(shè)計(jì)裝置101上，可包括控制器參數(shù)輸出裝置107，其可將在上述控制器參數(shù)決定裝置104上所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值輸出至連接至設(shè)計(jì)裝置101的數(shù)字控制器70。
如此，在控制器參數(shù)決定裝置104上所算出的各參數(shù)值可直接輸出至數(shù)字控制器70，所以，可省去將參數(shù)值逐一輸入至此數(shù)字控制器70的麻煩。
另外，本實(shí)施例的設(shè)計(jì)裝置101進(jìn)一步包括特性判斷裝置106，其可將在控制參數(shù)決定裝置104上所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值代入數(shù)字控制器，判斷當(dāng)此數(shù)字控制器70控制控制對象54時是否得到最佳特性，又進(jìn)一步包括參數(shù)重新指定裝置108，其可在特性判斷裝置106判斷出未得到最佳特性之后，在參數(shù)指定裝置102上指定其它的參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，在控制器參數(shù)決定裝置104上重新算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值。
如此，可在控制器參數(shù)決定裝置104上自動算出得到所要的特性的各參數(shù)值，所以，可利用在控制器參數(shù)決定裝置104上所算出的最后的各參數(shù)值，來確實(shí)進(jìn)行數(shù)字控制器70的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
另外，進(jìn)一步包括控制器參數(shù)輸出裝置107，其僅在特性判斷裝置106判斷出得到所要的特性時，將在控制器參數(shù)決定裝置104上算出的k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值輸出至數(shù)字控制器70，可輕松且確實(shí)地進(jìn)行數(shù)字控制器70的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
此外，在本設(shè)計(jì)裝置上，通過來自控制量y的電壓反饋系數(shù)K1、K2的運(yùn)算，可實(shí)現(xiàn)從電流反饋到電壓反饋和控制反饋的等價轉(zhuǎn)換及目標(biāo)特性的模型匹配，通過來自控制對象的電壓反饋系數(shù)K3的運(yùn)算，可補(bǔ)償AD轉(zhuǎn)換和數(shù)字編碼運(yùn)算時間所導(dǎo)致的延遲時間，通過動態(tài)補(bǔ)償濾波器的極點(diǎn)的反饋系數(shù)K4的運(yùn)算，可實(shí)現(xiàn)從電流反饋到電壓反饋和控制輸入反饋的等價轉(zhuǎn)換，通過增加至二次逼近模型的零點(diǎn)的反饋系數(shù)K5的運(yùn)算，可提高二次逼近模型的逼近度，通過來自補(bǔ)償零點(diǎn)的控制量y的電壓反饋系數(shù)K6的運(yùn)算，可提高二次逼近模型的逼近度，通過前饋系數(shù)Kiz的運(yùn)算，可消除目標(biāo)特性的模型匹配的一部分，通過來自控制目標(biāo)值r的前饋系數(shù)K1r、K2r的運(yùn)算，可實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)，通過來自控制目標(biāo)值r的前饋系數(shù)K3r的運(yùn)算，可以逼近方式消除等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)的極點(diǎn)，借此，可實(shí)施控制目標(biāo)值r和控制量y之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶為1且等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶為0的設(shè)計(jì)。
結(jié)果，可在不使用電流反饋的情況下通過電壓反饋得到等價性能，所以，可減低控制裝置的成本，數(shù)字控制所導(dǎo)致的停滯時間可消除，所以，控制系統(tǒng)的響應(yīng)時間加快，此外，逼近模型的逼近度提高，可進(jìn)行目標(biāo)特性的模型匹配，實(shí)現(xiàn)對干擾強(qiáng)韌的強(qiáng)韌性控制器的設(shè)計(jì)。
第4實(shí)施例接著將針對本發(fā)明第4實(shí)施例，參照圖15、25及圖26說明安裝有第2實(shí)施例中的數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置90A的數(shù)字控制器90的設(shè)計(jì)裝置。
圖25與安裝有圖15所示的數(shù)字積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置90A的數(shù)字控制器90有關(guān)，顯示可根據(jù)上述設(shè)計(jì)步驟來決定公式50所示的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值的設(shè)計(jì)裝置的結(jié)構(gòu)。在同一圖中，該設(shè)計(jì)裝置201包括指定預(yù)測能滿足得到必要增益的頻寬和快速上升時間的H1、H4值并且指定零點(diǎn)n1、n2的值和指定參數(shù)p1、p2、p3、kz的值的參數(shù)指定裝置202、利用公式71至73的方程組算出極點(diǎn)H2和H3的各未定值的未定值運(yùn)算裝置203、利用通過未定值運(yùn)算裝置203算出的H2和H3各值來算出數(shù)字控制器90的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、ki1、ki2并最好也算出前饋的參數(shù)kr1、kr2的控制器參數(shù)決定裝置204、當(dāng)未定值運(yùn)算裝置203算出極點(diǎn)H2、H3時用來輸入各未定值時控制器參數(shù)決定裝置204算出上述參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值時所需要的電路常數(shù)L1、C1、Ro、R1、取樣周期T、延遲時間的總和L、控制對象54的增益Kp的指定值輸入裝置205。
另外，作為最佳實(shí)施例，設(shè)計(jì)裝置201進(jìn)一步包括將控制器參數(shù)決定裝置204算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值代入數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A并仿真判斷此數(shù)字控制器90在控制控制對象54時是否得到最佳特性的特性判斷裝置206、在特性判斷裝置206進(jìn)行判斷之后將該參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值實(shí)際代入數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A中的控制器參數(shù)輸出裝置207、在特性判斷裝置206判斷未得到最佳特性時在參數(shù)指定裝置202上指定其它零點(diǎn)n1、n2的值和參數(shù)p1、p2、p3、kz的值并再次算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值的參數(shù)重新指定裝置208。
此設(shè)計(jì)裝置201可和數(shù)字控制器90分開設(shè)置，也可與之組裝為一體。當(dāng)和數(shù)字控制器90組裝為一體時，將控制器參數(shù)決定裝置204所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值代入數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A，通過數(shù)字控制器90實(shí)際控制控制對象54，特性判斷裝置206可從此實(shí)的各部分的測定值，判斷出是否得到最佳特性。此時，若不是最佳特性，可通過上述參數(shù)重新指定裝置208重新算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2，然后特性判斷裝置206將各值代入控制補(bǔ)償裝置90A。另外，若未包括上述特性判斷裝置206和參數(shù)重新指定裝置208，也可僅通過控制器參數(shù)輸出裝置207直接將控制器參數(shù)決定裝置204所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值代入數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A。
接著，使用圖26的流程圖的來說明上述結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)裝置201的運(yùn)作。啟動設(shè)計(jì)裝置201后，如圖26的步驟S11所示，利用指定值輸入裝置205，分別輸入電路常數(shù)L1、C1、Ro、R1、取樣周期T、延遲時間的總和L、控制對象54的增益Kp。這些指定值事先存儲于設(shè)計(jì)裝置201中，可僅在需要時作變更。當(dāng)輸入全部的上述所需要的指定值時，參數(shù)指定裝置202指定預(yù)測可滿足得到必要增益的頻寬和快速上升時間的極點(diǎn)H1、H4值、離散時間中的控制對象54的零點(diǎn)n1、n2的值、參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，將其輸出至未定值運(yùn)算裝置203(步驟S12)。作為這些值的其中一個范例，可如公式62或公式74所示，事先儲存于參數(shù)指定裝置202，或者，每次通過多個關(guān)鍵詞所組成的輸入裝置來輸入指定。未定值運(yùn)算裝置203從參數(shù)指定裝置202接收極點(diǎn)H1、H4的值、零點(diǎn)n1、n2的值和參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，然后算出H2和H3各未定值(步驟S13)。這些未定值H2和H3可如公式56所示，作為實(shí)數(shù)來算出，最好，為了提高逼近度，作為H2＝x+yi，H3＝x-yi的共軛復(fù)數(shù)來算出。為此，在未定值運(yùn)算裝置203上，安裝有用來解出上述公式71至公式73的方程組的運(yùn)算程序。
如上所述，算出H2和H3各值，在下面步驟S14中，控制器參數(shù)決定裝置204算出實(shí)現(xiàn)圖15所示的一次逼近模型的積分型控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值。若設(shè)計(jì)裝置201未安裝特性判斷裝置206和參數(shù)重新指定裝置208，利用控制器參數(shù)輸出裝置207，直接將這些參數(shù)值輸出至數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A，若安裝了特性判斷裝置206和參數(shù)重新指定裝置208，代入所得到的各參數(shù)值并通過該特性判斷裝置206來模擬判斷是否得到最佳特性(頻率-增益特性、頻率-相位特性)(步驟S15)。在此的判斷條件可事先儲存于特性判斷裝置206中，并根據(jù)需要重寫更新。
特性判斷裝置206通過來自控制器參數(shù)決定裝置204的各參數(shù)值來判斷得到最佳特性之后，對連接至設(shè)計(jì)裝置201的數(shù)字控制器90輸出各參數(shù)值，得到具有所要的控制特性的數(shù)字控制器90(步驟S16)。另一方面，通過控制器參數(shù)決定裝置204的各參數(shù)值判斷出未得到最佳特性之后，在步驟S17中，通過參數(shù)重新指定裝置208，指定其它的參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，重新返回步驟S13以后的步驟，算出k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值。
如上所述，當(dāng)分別給予輸入h、控制量y、第一等價干擾qy、第二等價干擾qv、延遲ξ1時，本實(shí)施例的數(shù)字控制器90連接至滿足上述公式26的狀態(tài)方程式的控制對象亦即控制對象元件54，將公式19所示的狀態(tài)反饋原則和公式20所示的前饋原則應(yīng)用于此控制對象元件54時的目標(biāo)值r和上述控制量y的傳遞函數(shù)Wry(z)從公式21所示的四次離散時間系統(tǒng)決定為公式48所示的一次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，結(jié)合此模型傳遞函數(shù)Wm(z)、該模型傳遞函式Wm(z)的反函數(shù)Wm(z)-1和作為用來實(shí)現(xiàn)該反函數(shù)Wm(z)-1的動態(tài)補(bǔ)償器的濾波器63而成的系統(tǒng)如圖7所示來構(gòu)成，包括用來實(shí)現(xiàn)對此系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換所得的圖17所示的積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置90A。
另外，控制補(bǔ)償裝置90A的結(jié)構(gòu)的宜由用來輸出控制量y與參數(shù)k1之積的第一反饋裝置亦即反饋元件91、用來輸出控制量y與參數(shù)k2之積的第二反饋裝置亦即反饋元件92、用來輸出第一延遲輸出ξ1與參數(shù)k3之積的第三反饋裝置亦即反饋元件33、用來輸出第二延遲輸出ξ2與參數(shù)k4之積的第四反饋裝置亦即反饋元件94、用來輸出上述控制量y和1/g的第五反饋裝置亦即反饋元件95、用來算出控制量y與第一反饋元件95之差的第一運(yùn)算裝置亦即第一相加點(diǎn)87、用來積分來自第一相加點(diǎn)87的運(yùn)算值并將之轉(zhuǎn)換為第四延遲輸出ξ4的積分裝置亦即元件83、用來積分來自第一相加點(diǎn)87的運(yùn)算值并轉(zhuǎn)換為輸出的積分裝置亦即元件83、用來輸出來自元件83的輸出與參數(shù)ki1之積的第一相乘裝置亦即元件98、用來輸出來自元件83的輸出與參數(shù)ki2之積的第二相乘裝置亦即元件99、用來相加來自第二等價干擾qv、來自元素99的輸出、來自反饋元件91的輸出、來自反饋元件93的輸出及來自反饋元件94的輸出的第一相加裝置亦即第二相加點(diǎn)43A、用來將來自第二相加點(diǎn)43A的相加結(jié)果作為取樣延遲后的上述第二延遲輸出ξ2的延遲裝置亦即次數(shù)為1/z的元件44A、用來相加來自元素44的輸出、來自元件98的輸出及來自反饋元件92的輸出并產(chǎn)生針對上述控制對象元件54的輸出η的第二相加裝置亦即第三相加點(diǎn)43B來組成。
并且，針對此種結(jié)構(gòu)的數(shù)字控制器90，在本實(shí)施例中，包括一設(shè)計(jì)裝置201，該設(shè)計(jì)裝置201由指定極點(diǎn)H1、H4的值并指定離散時間中的上述控制對象的零點(diǎn)n1、n2的值和指定參數(shù)p1、p2、p3、kz的值的參數(shù)指定裝置202、利用在此參數(shù)指定裝置202上所指定的各值并從公式71至73所示的關(guān)系式算出及點(diǎn)H2、H3各未定值的未定值運(yùn)算裝置203、利用來自此未定值運(yùn)算裝置203的極點(diǎn)H2、H3的各未定值來算出構(gòu)成上述控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、ki1、ki2的值的控制器參數(shù)決定裝置204所組成。
在此情況下，可在不進(jìn)行復(fù)雜處理步驟的情況下，通過設(shè)計(jì)裝置201獲得具有所要的特性的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、ki1、ki2的值。
另外，代入這些參數(shù)值的數(shù)字控制器90的控制補(bǔ)償裝置90A將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)Wry(z)決定為處理結(jié)構(gòu)較單純的一次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)，根據(jù)此模型傳遞函數(shù)Wm(z)，建構(gòu)出可在內(nèi)部進(jìn)行運(yùn)算處理的積分型控制系統(tǒng)。因此，通過和上述設(shè)計(jì)裝置202一起使用，可針對實(shí)現(xiàn)一次逼近模型的逼近兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，輕易進(jìn)行強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
此外，在此的數(shù)字控制器90不需要后述的第一及第二前饋裝置亦即前饋元件96、97，所以，不會對數(shù)字控制器90的運(yùn)算能力造成太大的負(fù)擔(dān)，并且，設(shè)計(jì)裝置201也不需要算出此種前饋的參數(shù)，所以，可加速處理時間。
另外，最好安裝于這個強(qiáng)韌性數(shù)字控制器90的積分型控制系統(tǒng)包括用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)kr1之積的第一前饋裝置亦即前饋元件96、用來輸出目標(biāo)值r與參數(shù)kr2之積的第二前饋裝置亦即前饋元件97，在結(jié)構(gòu)上，前饋元件97的輸出在第二相加點(diǎn)43A進(jìn)一步被相加，前饋元件96的輸出在第三相加點(diǎn)43B進(jìn)一步被相加，此時，控制器參數(shù)決定裝置204利用來自未定值運(yùn)算裝置203的極點(diǎn)H2、H3的各未定值來算出上述各參數(shù)k1、k2、k3、k＝，kr1、kr2、ki1、ki2的值。
如此，通過將前饋的處理結(jié)構(gòu)作為數(shù)字控制器90的積分型控制系統(tǒng)而附加于控制補(bǔ)償裝置90A，數(shù)字控制器90可進(jìn)一步高精度控制，對應(yīng)于此種數(shù)字控制器90，設(shè)計(jì)裝置201也可算出包含與該前饋有關(guān)的參數(shù)的各參數(shù)值。
另外，在未安裝特性判斷裝置206和參數(shù)重新指定裝置208的設(shè)計(jì)裝置201上，可包括控制器參數(shù)輸出裝置207，其可將在上述控制器參數(shù)決定裝置204上所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值輸出至連接至設(shè)計(jì)裝置201的數(shù)字控制器90。
如此，在控制器參數(shù)決定裝置204上所算出的各參數(shù)值可直接輸出至數(shù)字控制器90，所以，可省去將參數(shù)值逐一輸入至此數(shù)字控制器70的麻煩。
另外，本實(shí)施例的設(shè)計(jì)裝置201進(jìn)一步包括特性判斷裝置206，其可將在控制參數(shù)決定裝置204上所算出的參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值代入數(shù)字控制器90，判斷當(dāng)此數(shù)字控制器90控制控制對象54時是否得到最佳特性，又進(jìn)一步包括參數(shù)重新指定裝置208，其可在特性判斷裝置206判斷出未得到最佳特性之后，在參數(shù)指定裝置202上指定其它的參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，在控制器參數(shù)決定裝置204上重新算出參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin各值。
如此，可在控制器參數(shù)決定裝置204上自動算出得到所要的特性的各參數(shù)值，所以，可利用在控制器參數(shù)決定裝置204上所算出的最后的各參數(shù)值，來確實(shí)進(jìn)行數(shù)字控制器90的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
另外，進(jìn)一步包括控制器參數(shù)輸出裝置207，其僅在特性判斷裝置206判斷出得到所要的特性時，將在控制器參數(shù)決定裝置204上算出的k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2各值輸出至數(shù)字控制器90，借此，可僅將得到所要的特性的各參數(shù)值直接輸出至數(shù)字控制器90，輕松且確實(shí)地進(jìn)行數(shù)字控制器90的強(qiáng)韌性設(shè)計(jì)。
此外，本發(fā)明不限定于上述實(shí)施例，在本發(fā)明的要旨的范圍內(nèi)，理所當(dāng)然可有各種變形實(shí)施例。例如，對于圖1所示的作為控制對象的轉(zhuǎn)換器部2的結(jié)構(gòu)，也可應(yīng)用不使用變壓器3的非絕緣型轉(zhuǎn)換器、具有多個個開關(guān)元件的轉(zhuǎn)換器(如半橋接轉(zhuǎn)換器或全橋接轉(zhuǎn)換器)等。此外，本實(shí)施例的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器可應(yīng)用于進(jìn)行反饋控制的機(jī)器上。
權(quán)利要求
1.一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，其特征在于包括用于實(shí)現(xiàn)積分型控制系統(tǒng)的控制補(bǔ)償裝置，該積分型控制系統(tǒng)由對下列系統(tǒng)作等價轉(zhuǎn)換而得當(dāng)分別給予輸入h、控制量y、第一等價干擾qy、第二等價干擾qv、延遲ξ1時，連接至滿足下列公式1的狀態(tài)方程式的控制對象xd(k+1)＝Adxd(K)+Bdh(k)y(k)＝Cdxd(k)+qy(k)公式1其中，xd＝[x ξ]T將對所述控制對象應(yīng)用狀態(tài)反饋規(guī)則和前饋規(guī)則時的目標(biāo)值r和上述控制量y的傳遞函數(shù)Wry(z)決定為下列公式2所示的二次逼近的模型傳遞函數(shù)Wm(z)Wry=(1+H1)(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z+H4)(1-n1)(1-n2)(z+H1)(z+H2)(z+H3)(z+H4)]]>≈Wm=(1+H1)(1+H2)(z-n0)(z+H1)(z+H2)(1-n0)]]>公式2其中，z＝exp(jωt)、n0、n1、n2、為零點(diǎn)，H1、H2、H3、H4為極點(diǎn)；結(jié)合此模型傳遞函數(shù)Wm(z)和該模型傳遞函數(shù)Wm(z)的反函數(shù)Wm(z)-1和顯示用來實(shí)現(xiàn)該反函數(shù)Wm(z)-1的公式3的特性的動態(tài)補(bǔ)償器K(z)，構(gòu)成此系統(tǒng)k(z)=kzz-1+kz]]>公式3。
2.如權(quán)利要求1所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，其特征在于，所述控制補(bǔ)償裝置由用來輸出上述控制量y與參數(shù)k1之積的第一反饋裝置、用來輸出所述控制量y與參數(shù)k2之積的第二反饋裝置、用來輸出第一延遲輸出ξ1與參數(shù)k3之積的第三反饋裝置、用來輸出第二延遲輸出ξ2與參數(shù)k4之積的第四反饋裝置、用來輸出第三延遲輸出ξ3與參數(shù)k5之積的第五反饋裝置、用來輸出所述控制量y與參數(shù)k6之積的第六反饋裝置、用來算出所述控制量y與所述目標(biāo)值r之差的第一運(yùn)算裝置、用來積分來自所述第一運(yùn)算裝置的運(yùn)算值并將之轉(zhuǎn)換成第四延遲輸出ξ4的積分裝置、用來輸出來自所述積分裝置的第四延遲輸出ξ4與參數(shù)kin之積的第一相乘裝置、用來將所述第一相乘裝置的輸出、所述第五反饋裝置的輸出及所述第六反饋裝置的輸出相加的第一相加裝置、用來將來自所述第一相加裝置的相加結(jié)果作為取樣延遲的所述第三延遲輸出ξ3的第一延遲裝置、用來輸出所述第三延遲輸出ξ3與參物ki之積的第二相乘裝置、用來輸出所述第三延遲輸出ξ3與參物k1z之積的第三相乘裝置、用來將所述第二等價干擾qv、所述第二相乘裝置的輸出、所述第一反饋裝置的輸出、所述第三反饋裝置的輸出及所述第四反饋裝置的輸出相加的第二相加裝置、用來將來自所述第二相加裝置的相加結(jié)果作為取樣延遲的所述第二延遲輸出ξ2的第二延遲裝置、用來將所述第二延遲裝置的輸出、所述第三相乘裝置的輸出及第二反饋裝置的輸出相加并產(chǎn)生對所述控制對象的輸出h的第三相加裝置所組成，當(dāng)應(yīng)用所述狀態(tài)反饋規(guī)則F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前饋規(guī)格G時，所述各參數(shù)具有如下列公式4所表示的結(jié)構(gòu)k1＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))-(GH4+GFz)((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k2＝-F(1，2)/FF(1，2)-G((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k3-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))k4＝Fzk5＝n0k6＝-(kz(1-n0)(1+H1+H2)+n0(1-n0)kz)/((1+H1)*(1+H2))ki＝GH4+GFzkiz＝G kin＝kz(1-n0)公式4FF(1，1)＝-Ad(1，1)/Ad(1，2)FF(1，2)＝Ad(1，2)FF(1，3)＝-Ad(1，3)/Ad(1，2)FF(1，4)＝-Bd(1，1)/Ad(1，2)Fz＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)。
3.如權(quán)利要求2所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，其特征在于，所述控制補(bǔ)償裝置進(jìn)一步包括用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k1r之積的第一前饋裝置、用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k2r之積的第二前饋裝置、用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k3r之積的第三前饋裝置，在第一相加裝置所進(jìn)一步加上所述第三前饋裝置的輸出，在第二相加裝置上進(jìn)一步加上所述第二前饋裝置的輸出，在第三相加裝置上進(jìn)一步加上所述第一前饋裝置的輸出，所述參數(shù)分別設(shè)定為k1r＝G，k2r＝GH4+GFz，k3r＝kz。
4.一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，作為強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的兩自由度系統(tǒng)數(shù)字積分型控制器的設(shè)計(jì)裝置，該裝置連接至具有離散時間系統(tǒng)的狀態(tài)方程式和輸出方程式的控制對象，在控制目標(biāo)值4和控制值y之間，具有傳遞函數(shù)，該傳遞函數(shù)具有用來避免產(chǎn)生過沖現(xiàn)象的四次極點(diǎn)，將此傳遞函數(shù)簡化為具有二次極點(diǎn)的逼近模型，其特征在于通過設(shè)定將電流反饋等價置換為電壓反饋和控制輸入反饋且來自用來實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配的控制量y的電壓反饋系統(tǒng)、將電流反饋等價置換為電壓反饋和控制輸入反饋且來自補(bǔ)償AD轉(zhuǎn)換和數(shù)字編碼運(yùn)算時間所導(dǎo)致的延遲的控制對象的電壓反饋系統(tǒng)、用來將電流反饋等價置換為電壓反饋和控制反饋的動態(tài)補(bǔ)償濾波器的極點(diǎn)反饋系統(tǒng)、新增于用來提高二次逼近模型的逼近度的二次逼近模型上的零點(diǎn)反饋系統(tǒng)、來自補(bǔ)償用來提高二次逼近模型的逼近度的零點(diǎn)的控制量y的電壓反饋系統(tǒng)、用來刪除目標(biāo)特性的模型匹配的一部分的前饋系統(tǒng)、來自用來實(shí)現(xiàn)目標(biāo)特性的模型匹配系統(tǒng)的控制目標(biāo)值r的前饋系統(tǒng)、來自用來以逼近方式刪除等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)的極點(diǎn)的控制目標(biāo)的前饋系統(tǒng)，所述控制器設(shè)計(jì)為，控制目標(biāo)值r和控制量之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶上為1，等價干擾Q和控制量y之間的傳遞函數(shù)在必要的頻率頻帶上為0。
5.一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，當(dāng)分別給予輸入h、第一等價干擾qy、第二等價干擾qv、延遲ξ1時，連接至滿足下列公式5的方程式xd(k+1)＝Adxd(k)+Bdh(k)y(k)＝Cdxd(k)+qy(k)公式5其中，xd＝[x ξ]T；將對所述控制對象應(yīng)用狀態(tài)反饋規(guī)則和前饋規(guī)則時的目標(biāo)值r和所述控制量y的傳遞函數(shù)Wry(z)決定為下列公式6所示的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)Wry=(1+H1)(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z+H4)(1-n1)(1-n2)(z+H1)(z+H2)(z+H3)(z+H4)]]>≈Wm=(1+H1)(1+H2)(z-n0)(z+H1)(z+H2)(1-n0)]]>公式6其中，z＝exp(jωt)、n0，n1，n2為零點(diǎn)，H1，H2，H3，H4為極點(diǎn)；結(jié)合此模型傳遞函數(shù)Wm(z)、該模型傳遞函數(shù)Wm(z)的反函數(shù)Wm(z)-1和用來實(shí)現(xiàn)該反函數(shù)Wm(z)-1的公式7所示特性的動態(tài)補(bǔ)償器K(z)而構(gòu)成k(z)=kzz-1+kz]]>公式7實(shí)現(xiàn)等價轉(zhuǎn)換此系統(tǒng)而得的積分型控制系統(tǒng)，并且，所述積分型控制系統(tǒng)由用來輸出所述控制量y與參數(shù)k1之積的第一反饋裝置、用來輸出所述控制量y與參數(shù)k2之積的第二反饋裝置、用來輸出第一延遲輸出ξ1與參數(shù)k3之積的第三反饋裝置、用來輸出第二延遲輸出ξ2與參數(shù)k4之積的第四反饋裝置、用來輸出第三延遲輸出ξ3與參數(shù)k5之積的第五反饋裝置、用來輸出所述控制量y與參數(shù)k6之積的第六反饋裝置、用來算出所述控制量y與所述目標(biāo)值r之差的第一運(yùn)算裝置、用來積分來自所述第一運(yùn)算裝置的運(yùn)算值并將之轉(zhuǎn)換成第四延遲輸出ξ4的積分裝置、用來輸出來自所述積分裝置的第四延遲輸出ξ4與參數(shù)kin之積的第一相乘裝置、用來將所述第一相乘裝置的輸出、所述第五反饋裝置的輸出及所述第六反饋裝置的輸出相加的第一相加裝置、用來將來自所述第一相加裝置的相加結(jié)果作為取樣延遲的所述第三延遲輸出ξ3的第一延遲裝置、用來輸出所述第三延遲輸出ξ3與參物ki之積的第二相乘裝置、用來輸出所述第三延遲輸出ξ3與參物kiz之積的第三相乘裝置、用來將所述第二等價干擾qv、所述第二相乘裝置的輸出、所述第一反饋裝置的輸出、所述第三反饋裝置的輸出及所述第四反饋裝置的輸出相加的第二相加裝置、用來將來自所述第二相加裝置的相加結(jié)果作為取樣延遲的所述第二延遲輸出ξ2的第二延遲裝置、用來將所述第二延遲裝置的輸出、所述第三相乘裝置的輸出及第二反饋裝置的輸出相加并產(chǎn)生對所述控制對象的輸出h的第三相加裝置所組成，當(dāng)應(yīng)用所述狀態(tài)反饋規(guī)則F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前饋規(guī)格G時，所述各參數(shù)具有如下列公式8所表示的結(jié)構(gòu)k1＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))-(GH4+GFz)((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k2＝-F(1，2)/FF(1，2)-G((1-n0)kz/((1+H1)(1+H2)))k3＝-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))k4＝Fzk5＝n0k6＝-(kz(1-n0)(1+H1+H2)+n0(1-n0)kz)/((1+H1)*(1+H2))ki＝GH4+GFzkiz＝G kin＝kz(1-n0)公式8FF(1，1)＝-Ad(1，1)/Ad(1，2)FF(1，2)＝Ad(1，2)FF(1，3)＝-Ad(1，3)/Ad(1，2)FF(1，4)＝-Bd(1，1)/Ad(1，2)Fz＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)其特征在于包括參數(shù)指定裝置，其指定極點(diǎn)H1、H2的值并指定離散時間中的所述控制對象的零點(diǎn)n1、n2的值和參數(shù)p1、p2、p3、kz的值；未定值運(yùn)算裝置，其利用在所述參數(shù)指定裝置上所指定的各值，從下列公式9所示的關(guān)系式，算出零點(diǎn)n0和極點(diǎn)H3的各未定值(-n1(-n0)-n2(-n0)+H3n1n2-n2H3-H3n1+kz(-n0)H3+n1n2(-n0)+kz-1-n1n2+kz(-n0)+H3+n1+n2+kzH3+(-n0))/(1-n2-n1+n1n2)＝-(p1+p3+p2)(-kzn1(-n0)-kzn2(-n0)H3-H3n1n2+(-n0)H3+n1n2(-n0)H3+H3n1-n2(-n0)H3-H3-kzn1H3-kzn2H3-kzn2(-n0)-kzn1-kzn2-n1(-n0)H3-n1n2(-n0)+n2(-n0)+n2H3+n1(-n0)公式9-(-n0)-kzn1(-n0)H3)/(1-n2-n1+n1n2)＝p1p3+p1p2+p2p3(kzn1n2(-n0)-(-n0)H3+kzH3n1n2+kzn1n2(-n0)H3+n2(-n0)H3+n1(-n0)H3-n1n2(-n0)H3+kzn1n2)/(1-n2-n1+n1n2)＝-p1p2p3控制器參數(shù)決定裝置，其利用來自所述未定值運(yùn)算裝置的各未定值，算出構(gòu)成所述積分型控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、ki、kiz、kin的值。
6.如權(quán)利要求5所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，其特征在于，安裝于所述強(qiáng)韌性控制器中的積分型控制系統(tǒng)進(jìn)一步包括用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k1r之積的第一前饋裝置、用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k2r之積的第二前饋裝置、用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)k3r之積的第三前饋裝置，在第一相加裝置上進(jìn)一步加上所述第三前饋裝置的輸出，在第二相加裝置上進(jìn)一步加上所述第二前饋裝置的輸出，在第三相加裝置上進(jìn)一步加上所述第一前饋裝置的輸出，當(dāng)所述參數(shù)分別設(shè)定為k1r＝G，k2r＝GH4+GFz，k3r＝k2時，所述控制器參數(shù)決定裝置利用來自所述未定值運(yùn)算裝置的各未定值，算出構(gòu)成所述各參數(shù)k1、k2、k3、k4、k5、k6、k1r、k2r、k3r、ki、kiz、kin的值。
7.一種強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，當(dāng)分別給予輸入η、第一等價干擾qy、第二等價干擾qU、延遲ξ1時，連接至滿足下列公式10的方程式xd(k+1)＝Adxd(k)+Bdη(k)公式10y(k)＝Cdxd(k)+qy(k)其中，xd＝[x ξ]T；將對所述控制對象應(yīng)用狀態(tài)反饋規(guī)則和前饋規(guī)則時的目標(biāo)值r和所述控制量y的傳遞函數(shù)Wry(z)決定為下列公式11所示的二次逼近模型傳遞函數(shù)Wm(z)Wry=(1+H1)(1+H2)(1+H3)(z-n1)(z-n2)(z+H4)(1-n1)(1-n2)(z+H1)(z+H2)(z+H3)(z+H4)]]>≈Wm(z)=(1+H1)(z+H1)]]>公式11其中，z＝exp(jωt)、n1，n2為零點(diǎn)，H1，H2，H3，H4為極點(diǎn)；結(jié)合此模型傳遞函數(shù)Wm(z)、該模型傳遞函數(shù)Wm(z)的反函數(shù)Wm(z)-1和用來實(shí)現(xiàn)該反函數(shù)Wm(z)-1的公式12所示特性的動態(tài)補(bǔ)償器K(z)而構(gòu)成k(z)=kzz-1+kz]]>公式12實(shí)現(xiàn)等價轉(zhuǎn)換此系統(tǒng)而得的積分型控制系統(tǒng)，并且，所述積分型控制系統(tǒng)由用來輸出所述控制量y與參數(shù)k1之積的第一反饋裝置、用來輸出所述控制量y與參數(shù)k2之積的第二反饋裝置、用來輸出第一延遲輸出ξ1與參數(shù)k3之積的第三反饋裝置、用來輸出第二延遲輸出ξ2與參數(shù)k4之積的第四反饋裝置、用來輸出所述控制量y與1/g之積的第五反饋裝置、用來算出所述控制量y與所述第五反饋裝置的輸出之差的第一運(yùn)算裝置、用來將來自所述積分裝置的運(yùn)算值轉(zhuǎn)換成積分后的輸出的積分裝置、用來輸出來自所述積分裝置的輸出與參數(shù)ki1之積的第一相乘裝置、用來輸出來自所述積分裝置的輸出與參數(shù)ki2之積的第二相乘裝置、用來將所述第二等價干擾qv、所述第二相乘裝置的輸出、所述第一反饋裝置的輸出、所述第三反饋裝置的輸出及所述第四反饋裝置的輸出相加的第一相加裝置、用來將來自所述第一相加裝置的相加結(jié)果作為取樣延遲的所述第二延遲輸出ξ2的延遲裝置、用來將所述延遲裝置的輸出、所述第一相乘裝置的輸出及所述第二反饋裝置的輸出相加并產(chǎn)生對所述控制對象的輸入η的第二相加裝置所組成，其中1/g為導(dǎo)入于g為目標(biāo)值r和基準(zhǔn)值y之間的常數(shù)增益；當(dāng)應(yīng)用所述狀態(tài)反饋規(guī)則F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前饋規(guī)格G時，所述各參數(shù)具有如下列公式13所表示的結(jié)構(gòu)k1＝F(1，1)-F(1，2)Ad(1，1)/Ad(1，2)+(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2))F(1，2)/Ad(1，2)+(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))kz/(1+H2)k2＝F(1，2)/Ad(1，2)+Gkz/(1+H2)k3＝F(1，3)-F(1，2)Ad(1，3)/Ad(1，2)公式13k4＝F(1，4)-F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)ki1＝gGkzki2＝g(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))kz其特征在于包括參數(shù)指定裝置，其指定極點(diǎn)H1、H4的值并指定離散時間中的所述控制對象的零點(diǎn)n1、n2的值和參數(shù)p1、p2、p3、kz的值；未定值運(yùn)算裝置，其利用在所述參數(shù)指定裝置上所指定的各值，從下列公式14所示的關(guān)系式，算出極點(diǎn)H2＝x+yi，H3＝x-yi的各未定值(kzx2+(2kz-2n2+2n1n2-2n1+2)x+kzy2+(-1+n2+kz-n1n2+n1))/(1-n2-n1+n1n2)＝-p1-p3-p2((-kzn1+n1n2-n2+1-n1-kzn2)x2+(2n2+2n1-2kzn2-2n1n2-2kzn1-2)x+(-kzn1+n1n2-n2+1-n1-kzn2)y2-kzn2-kzn1)/(1-n2-n1+n1n2)公式14＝p1p3+p1p2+p2p3((-1+n2+kzn1n2-n1n2+n1)x2+2kzn1n2x+(-1+n2+kzn1n2-n1n2+n1)y2+kzn1n2)(1-n2-n1+n1n2)＝-p1p2p3控制器參數(shù)決定裝置，其利用來自所述未定值運(yùn)算裝置的各未定值，算出構(gòu)成所述積分型控制系統(tǒng)的各參數(shù)k1、k2、k3、k4、ki1、ki2的值。
8.如權(quán)利要求7所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，其特征在于，安裝于所述控制器中的積分型控制系統(tǒng)進(jìn)一步包括用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)kr1之積的第一前饋裝置和用來輸出所述目標(biāo)值r與參數(shù)kr2之積的第二前饋裝置，在第一相加裝置上進(jìn)一步加上所述第二前饋裝置的輸出，在第二相加裝置上進(jìn)一步加上所述第一前饋裝置的輸出，當(dāng)所述參數(shù)分別設(shè)定為kr1＝gG，kr2＝g(GH4+G(-F(1，4)+F(1，2)Bd(1，1)/Ad(1，2)))時，所述控制器參數(shù)決定裝置利用來自所述未定值運(yùn)算裝置的各未定值，算出構(gòu)成所述各參數(shù)k1、k2、k3、k4、kr1、kr2、ki1、ki2的值。
9.如權(quán)利要求5至8中任一項(xiàng)所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括控制器參數(shù)輸出裝置，其用于將在所述控制器參數(shù)決定裝置上算出的各參數(shù)值輸出至所述強(qiáng)韌性數(shù)字控制器。
10.如權(quán)利要求5至8中任一項(xiàng)所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括特性判斷裝置，其用于將在所述控制器參數(shù)決定裝置算出的各參數(shù)值代入所述強(qiáng)韌性數(shù)字控制器，來判斷是否得到此強(qiáng)韌性數(shù)字控制器在控制所述控制對象時的理想特性；及參數(shù)重新指定裝置，其在所述特性判斷裝置判斷未得到理想特性時，在所述參數(shù)指定裝置上指定其它的參數(shù)p1、p2、p3、kz的值，在所述控制器參數(shù)決定裝置上重新算出參數(shù)值。
11.如權(quán)利要求10所述的強(qiáng)韌性數(shù)字控制器的設(shè)計(jì)裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括控制器參數(shù)輸出裝置，其用于在所述特性判斷裝置判斷得到理想特性時，將在所述控制器參數(shù)決定裝置上算出的各參數(shù)值輸出至所述強(qiáng)韌性數(shù)字控制器。
全文摘要
〔問題〕提供一種安裝于不需要考慮高逼近度和控制輸入大小的新型兩自由度強(qiáng)韌性數(shù)字控制系統(tǒng)的強(qiáng)韌數(shù)字控制器及其設(shè)計(jì)裝置?！步鉀Q手段〕控制補(bǔ)償裝置70A將目標(biāo)值r和控制量y之間的離散化傳遞函數(shù)W
文檔編號H02M3/28GK1997947SQ20058002439
公開日2007年7月11日 申請日期2005年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年8月2日
發(fā)明者樋口幸治, 中野和司, 梶川龍義, 竹上榮治, 渡邊一史, 富岡聰 申請人:國立大學(xué)法人電氣通信大學(xué), 校園創(chuàng)新股份有限公司, 電盛蘭達(dá)股份有限公司