專利名稱：多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器同步法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及電源電路及其元件，尤其針對一種同步多臺合成脈動發(fā)生器的裝置，所述發(fā)生器產(chǎn)生人造或合成的脈動波形束控制多相DC-DC轉(zhuǎn)換器的切換操作。
背景技術(shù)：
如上述’787專利申請的背景所述，集成電路的電力通常由一個或多個直流(DC)電源提供。在一些應(yīng)用中，電路可能要求多個不同于供電電壓的穩(wěn)定電壓，尤其在希望低電流消耗的諸如便攜式的由電池供電的設(shè)備中，這類電壓相對低，如三伏或以下量級(該結(jié)構(gòu)在便攜應(yīng)用中形成很高的壓差，如輸入電壓為4.5～25V量級，輸出電壓Vo為0.5～3.7V)。另在許多應(yīng)用中，負(fù)載電流變化超過若干量級。為滿足這些要求，常應(yīng)用基于脈動發(fā)生器的轉(zhuǎn)換器，如

圖1類型的滯后或“繼電器式”轉(zhuǎn)換器。
這種基于脈動穩(wěn)壓器的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用相對簡單的控制機理，對負(fù)載瞬變響應(yīng)迅速。脈動電壓穩(wěn)壓器的開關(guān)頻率為異步，適用于希望直接控制開關(guān)頻率或開關(guān)邊沿的場合。為此，圖1的脈動電壓穩(wěn)壓器使用了滯后比較器10，它可切換地控制柵驅(qū)動電路20，其各自的輸出驅(qū)動口22和23耦合到一對電子功率開關(guān)器件的控制或柵驅(qū)動輸入端，這些器件分別示為上部P-MOSFET(或PFET)器件30和下部N-MOSFET(或NFET)器件40。這些FET開關(guān)件的漏源通路串耦在第一與第二參考電壓(Vdd與地(GND))之間。
根據(jù)比較器10提供的脈寬調(diào)制(PWM)開關(guān)波形(如圖2時序圖的PWM所示)，柵驅(qū)動電路20可控制開關(guān)或通斷兩只開關(guān)器件30和40。上部PFET器件30被柵驅(qū)動器20施加給PFET器件20柵極的上部柵極開關(guān)信號UG接通與斷開，而下部NFET器件30被柵驅(qū)動器20施加給NFET器件30柵極的下部柵極開關(guān)信號LG接通與斷開。
兩功率FET30/40之間的一公共或相位電壓節(jié)點35經(jīng)電感器50耦接電容器60，后者參照規(guī)定的電位(如地(GND))。電感器50與電容器60之間的連線55用作輸出節(jié)點，由此導(dǎo)出輸出電壓Vout(圖2中示為三角波形輸出)。為相對規(guī)定的參考電壓調(diào)節(jié)該輸出電壓，輸出節(jié)點55耦接滯后比較器10的第一反相(-)輸入端11，其第二非反相(+)輸入端12耦合成接收DC參考電壓。
在這種滯后穩(wěn)壓器中，當(dāng)節(jié)點55的輸出電壓Vout低于參考電壓基準(zhǔn)時(減去比較器固有的滯后電壓Δ)，滯后比較器10的輸出PWM信號波形就過渡到第一狀態(tài)(如變高)；反之，當(dāng)輸出電壓Vout超過參考電壓加滯后電壓Δ時，比較器的PWM輸出則過渡到第二狀態(tài)(如變低)。加上負(fù)載或增大負(fù)載會使輸出電壓(Vout)降到低于參考電壓，因而比較器10觸發(fā)柵驅(qū)動器而接通上部開關(guān)器件30。因轉(zhuǎn)換器為異步，故柵驅(qū)動控制信號不等候同步時鐘，與大多數(shù)固定頻率PWM控制法一樣。
這類脈動電壓穩(wěn)壓器的主要問題包括大的脈動電壓、DC電壓精度和開關(guān)頻率。由于滯后比較器10直接設(shè)置脈動電壓Vout的幅值，故應(yīng)用較小的滯后Δ會降低功率轉(zhuǎn)換效率，因為開關(guān)頻率隨滯后減小而增高。為控制與脈動波形有關(guān)的DC輸出電壓，可調(diào)節(jié)輸出脈動電壓(圖2所示的輸出)的峰71與谷72。對圖示的三角波形，輸出電壓的DC值是PWM占空因數(shù)的函數(shù)。在通過電感器50的電流變得不連續(xù)時，輸出電壓波形也在輕負(fù)載時變化，在其間產(chǎn)生相對短的“尖峰”是較長周期的低電壓，如圖2中的DISCON波形所示。因該脈動電壓波形隨輸入線路和負(fù)載條件而變化，故很難保持嚴(yán)密的DC調(diào)節(jié)。
此外，電容器技術(shù)的改進(jìn)會改變脈動波形。具體而言，陶瓷電容器技術(shù)的目前水平，能使陶瓷電容器的等效串聯(lián)電阻即ESR(對圖2的輸出電壓波形產(chǎn)生逐段線性或三角形的波形)減至極低值。但在極低ESR值下，輸出電壓的脈動形狀從三角形變?yōu)榉蔷€性形(如拋物線與正弦)，使輸出電壓過沖滯后閾值，造成更高的峰間脈動。因此，原來要降低DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓脈動的改進(jìn)，在應(yīng)用于脈動電壓穩(wěn)壓器時，其實增大了脈動。
據(jù)’787申請揭示的發(fā)明，普通脈動電壓穩(wěn)壓器包括上述在內(nèi)的缺點，可用圖3的合成脈動電壓穩(wěn)壓器有效地克服。這種合成脈動電壓穩(wěn)壓器產(chǎn)生一輔助電壓波形，可有效地復(fù)制或反映通過輸出電感器50的波形脈動電流，并用該輔助電壓波形控制栓牢滯后比較器10。運用這一旨在脈動電壓穩(wěn)定的重建電流，導(dǎo)致輸出脈動低而補償簡單。
更具體地說，圖3的合成脈動電壓穩(wěn)壓器應(yīng)用于跨導(dǎo)放大器110，其輸出耦接脈動電壓電容器120?？鐚?dǎo)放大器110產(chǎn)生正比于電感器50兩端電壓的輸出電流IRAMP，電感器50互連在上下MOSFET(柵驅(qū)動電路20對其產(chǎn)生各自的柵驅(qū)動21與22)共同的節(jié)點35與輸出節(jié)點55之間。脈動電壓電容器120把該輸出電流斜波變換成具有期望波形的電感器電流代表性電壓。根據(jù)電感器電流合成脈動波形的優(yōu)點在于固有的前饋特性。對于階躍輸入電壓變化，跨導(dǎo)放大器110產(chǎn)生的電流IRAMP將按比例改變，以修正功率開關(guān)器件的導(dǎo)電間隔。
為此，跨導(dǎo)放大器110的第一非反相(+)輸入端111耦接相位節(jié)點35，第二反相(-)輸入端112耦接電感器50另一端的輸出電壓節(jié)點55，使跨導(dǎo)放大器110有效地“看見”電感器50兩端的電壓。輸出電壓節(jié)點55還耦接電容器120的第一端121和插在滯后比較器10上游的誤差放大器130的反相(-)輸入端141。誤差放大器130用于提高DC穩(wěn)壓精度，提供高DC增益以減小脈動波形、各種偏差與其它誤差造成的誤差。誤差放大器130的第二非反相(+)輸入端132耦接成接收電壓基準(zhǔn)，其輸出端133耦接滯后比較器10的非反相(+)輸入端12。在圖3配置中，誤差放大器130的輸出跟隨負(fù)載電流?？鐚?dǎo)放大器110的輸出端113耦接電容器120的第二端子122和滯后比較器10的反相(-)輸入端11。
參照圖4的一組波形時序圖，可明白圖3的合成脈動電壓穩(wěn)壓器的工作原理。舉一非限制性實例，把穩(wěn)壓器電壓設(shè)定為基準(zhǔn)值＝1VDC，滯后比較器10用滯后的±100mV斷開。電感器50的電感量為1μH，輸出電容為10μF。圖4的線M1(在30μs時標(biāo)處)代表輸入電壓從M1前的3.6VDC量級值到在M1處和以后的4.2VDC量級值的變化。
上面波形501對應(yīng)于脈動電壓電容器120兩端產(chǎn)生的脈動電壓；中間波形502是通過電感器50的電流；下面波形503是節(jié)點55的輸出電壓。如t＝20μs和t＝50μs處各自的階跨變化511/521和512/522所示，各個脈動與電感器電流波形501和502的相似性很清楚。如波形502所示，對3.6VDC的輸入供電電壓，轉(zhuǎn)換器最初提供100mA量級的電感器電流。該電流不連續(xù)，開關(guān)頻率的值相對穩(wěn)定，為900KHz量級。
在波形502的瞬間521(t＝20μs)，負(fù)載電流從100mA逐段(X10)增大到1A量級的值，開關(guān)頻率增高到1.5MHz量級的頻率。從輸出電壓波形503可見，在該瞬間出現(xiàn)的脈動量531相對小(量級僅為±3mV，比圖1原有技術(shù)穩(wěn)壓器在負(fù)載電流＝100mA的斷續(xù)操作期間的±100mV低得多，且再跌至±1.5mV)。
在M1即t＝30μs時標(biāo)處，輸入電壓從3.6VDC逐步提高至4.2VDC，開關(guān)頻率提高至幾乎為2.3MHz，但各波形501～503的電平仍保持穩(wěn)定。因此，在t＝50μs處，電感器/負(fù)載電流波形501有一階躍瞬變512，它從1A跌回100mA，但開關(guān)頻率穩(wěn)定為1.3MHz量級的值。在輸出電壓波形503中可看出，像t＝20μs瞬變處出現(xiàn)的脈動531一樣，再次瞬變的脈動量532也相對小(量級僅為±3mV，并跌至±1.5mV)，使輸出電壓有效地穩(wěn)定在電壓基準(zhǔn)1VDC量級的值。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明，對多相DC-DC電壓發(fā)生器應(yīng)用了’787申請所揭示的跨導(dǎo)放大器與滯后比較器結(jié)構(gòu)的功能，以實現(xiàn)一種新穎改進(jìn)的電路結(jié)構(gòu)來同步多個合成脈動電壓發(fā)生器，而這類發(fā)生器產(chǎn)生的人造或合成的脈動電壓波形用于控制多相DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)操作。本發(fā)明的該合成脈動電壓穩(wěn)壓器有一可變頻率，它與輸入電壓、輸出電壓和負(fù)載有關(guān)。
為此，本發(fā)明包括一個參照上下電壓閾值的主控制滯后比較器，它監(jiān)視著電容器兩端由一電流產(chǎn)生的主控脈動電壓波形，而該電流正比于輸出電壓與輸入電壓或參考電壓(地)之差。該正比電流由一對跨導(dǎo)放大器產(chǎn)生。主控滯后比較器的輸出用作順序耦接PWM鎖存器的主控時鐘信號，其狀態(tài)限定了合成脈動電壓各別分量的持續(xù)時間。各PWM鎖存器的第一狀態(tài)由滯后比較器產(chǎn)生的選擇的主控時鐘信號啟動，由監(jiān)視各相位節(jié)點電壓的有關(guān)比較器中止。
如上所述，本發(fā)明的合成脈動電壓穩(wěn)壓器有一與輸入電壓、輸出電壓和負(fù)載有關(guān)的可變頻率。根據(jù)另一方法，用比較器與單觸發(fā)產(chǎn)生具有固定的穩(wěn)態(tài)頻率的主控時鐘信號，Vlower與Vupper之差為正比于輸出電壓Vo。在產(chǎn)生輸出信號PWM1的另一方法中，來自序列邏輯的輸出信號使輸出口信號PWM1改變狀態(tài)(如變高)，并接通開關(guān)。因此，脈動電壓兩端的脈動電容電壓增高正比于(Vin-Vo)的充電電流，相位1脈動電壓穿過上電壓閾值Vupper，比較器使產(chǎn)生PWM1的輸出觸發(fā)電路復(fù)位，從而讓PWM1輸出改變狀態(tài)(變低)。在相位1脈動電容電壓相對峰值之間的間隔內(nèi)，電容器兩端電壓減小正比于Vo的放電電流。
附圖簡介圖1示出常規(guī)基于脈動穩(wěn)壓器的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器的一般結(jié)構(gòu)；圖2為時序圖，示出與圖1基于脈動穩(wěn)壓器的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器操作有關(guān)的PWM和輸出電壓波形；圖3示出’787申請所揭示發(fā)明的合成脈動電壓穩(wěn)壓器的實施法；圖4是時序圖，示出與圖3的合成脈動電壓穩(wěn)壓器操作有關(guān)的波形；圖5示出本發(fā)明的多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器；圖6為一組與圖5的多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器操作有關(guān)的時序圖；圖7表示用單個比較器與單觸發(fā)產(chǎn)生主控時鐘信號；圖8是與圖7的操作有關(guān)的時序圖；圖9示出另一產(chǎn)生輸出信號PWM1的電路安排；圖10是與圖8的操作有關(guān)的時序圖；圖11是與負(fù)載階躍有關(guān)的上下電壓時序圖；圖12示出與圖11的瞬時增大有關(guān)的主控時鐘脈沖串；和圖13示出在第一相對穩(wěn)態(tài)接著過渡到更高頻率與再回到另一穩(wěn)態(tài)頻率之間的頻率變化。
詳細(xì)描述在描述本發(fā)明的多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器同步法一非限制較佳實施例之前，應(yīng)該說明，本發(fā)明主要涉及常規(guī)電路元件的一種配置和它們可被配入上述類型多相滯后控制器的方法。應(yīng)該理解，本發(fā)明可以多種其它方法實施，不只限于這里圖示和描述的實施例，而這里圖示和描述的實施例子只是提供屬于本發(fā)明的詳細(xì)說明書，本領(lǐng)域的技術(shù)人員在閱完本說明書后不難理解揭示的各種細(xì)節(jié)。整個文本與附圖用同樣的標(biāo)號表示同樣的部件。
現(xiàn)在參照圖5，該圖對雙相穩(wěn)壓器示出本發(fā)明多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器的一般結(jié)構(gòu)。由描述顯然可知，需要的話，很容易把本發(fā)明的結(jié)構(gòu)和功能擴展到附加的相。為減少附圖與有關(guān)描述的復(fù)雜性，把雙相實施法示為減少了復(fù)雜性的多相例子。
圖5的多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器包括由上下閾值比較器210與220組成的“主控”滯后比較器200，其輸出端分別耦接置位/復(fù)位觸發(fā)電路230的置位與復(fù)位輸入端。比較器210的第一反相(-)輸入端211耦合成接收上閾值電壓Vupper，比較器220的第一非反相(+)輸入端221耦合成接收下閾值電壓Vlower，Vlower是規(guī)定的偏置ΔV/2，低于上閾值電壓Vupper。比較器210的第二非反相輸入端212和比較器220的第二反相(-)輸入端222，各自耦接受控開關(guān)240的公共端241，還耦接參照地的電容器245。開關(guān)240受觸發(fā)電路230的Q輸出控制。
開關(guān)240的第一輸入端242耦接跨導(dǎo)放大器250的輸出端，其第二輸入端243耦接跨導(dǎo)放大器260的輸出端。跨導(dǎo)放大器250的第一非反相(+)輸入端251耦合成接收對穩(wěn)壓器的輸入電壓Vin，其第二反相(-)輸入端252耦合成接收穩(wěn)壓器的輸出電壓V0(即例如圖1和3的電路在輸出節(jié)點55的電壓)?？鐚?dǎo)放大器250產(chǎn)生的輸出電流正比于其輸入之差，即正比于Vin-Vo。跨導(dǎo)放大器260的第一非反相(+)輸入端261耦接地，其第二輸入端262耦合成接收輸出電壓Vo?？鐚?dǎo)放大器250產(chǎn)生的輸出電流正比于其輸入之差，即正比于0-Vo。
觸發(fā)電路230的QBAR輸出耦接序列邏輯電路270，后者可構(gòu)成計數(shù)器，有N個對應(yīng)于產(chǎn)生的相數(shù)的輸出端。在本雙相實例中，序列邏輯電路270的第一輸出端271耦接置位/復(fù)位觸發(fā)電路280的置位輸入端，第二輸出端272耦接置位/復(fù)位觸發(fā)電路290的置位輸入端。為此，可將序列邏輯270對于雙相應(yīng)用構(gòu)成一觸發(fā)電路，或在多于雙相的應(yīng)用中構(gòu)成移位寄存器。觸發(fā)電路280的復(fù)位輸入端耦接比較器300的輸出端，觸發(fā)電路290的復(fù)位輸入端耦接比較器310的輸出端。
比較器300和310的第一非反相(+)輸入端301與311，分別耦合成接收上閾值電壓Vupper。比較器300的反相(-)輸入端302耦合成接收在電容器305兩端產(chǎn)生的相1脈動電壓波形，該波形是相1跨導(dǎo)放大器320向電容器305供電流而造成的。比較器310的反相(-)輸入端312耦合成接收電容器315兩端產(chǎn)生的相2脈動電壓，這是相2脈動電壓330向電容器315供電流造成的。
相1脈動電壓320的第一非反相(+)輸入端321耦合成接收相1電壓Vphase1，第二反相(-)輸入端322耦合成接收輸出電壓Vo。相1電壓Vphase1對應(yīng)與第一相輸出電壓有關(guān)的轉(zhuǎn)換電路節(jié)點35的電壓，可按輸出觸發(fā)電路280的PWM1波形輸出可控地選通，因而跨導(dǎo)放大器320產(chǎn)生的電壓相1脈動正比于Vphase1-Vo。類似地，相2跨導(dǎo)放大器330的第一非反相(+)輸入端331耦合成接收相2電壓Vphase2，第二反相(-)輸入端332耦合成接收輸出電壓Vo。相2電壓Vphase2對應(yīng)于與第二相輸出電壓有關(guān)的轉(zhuǎn)換電路節(jié)點35的電壓，按輸出觸發(fā)電路290的PWM2輸出可控地選通。這樣，跨導(dǎo)放大器330產(chǎn)生正比于Vphase1-Vo的電壓相2脈動。
參照圖6的時序圖，很容易理解本發(fā)明多相合成脈動電壓穩(wěn)壓器的工作原理。圖6最上部的主控脈動波形400，分別對上下閾值Vupper與Vlower呈現(xiàn)出鋸齒特性。圖6中部的相1和相2波形，對上閾值Vupper呈現(xiàn)鋸齒特性。要注意，Vupper的這兩種情況在同一電平上是真實的，但圖6中它們被分開了，以便示明各種脈動波形，尤其是示明各種現(xiàn)象對這些波形的發(fā)生時間，這樣就避免了被主控脈動波形重迭雜亂的相1與相2波形。最后，圖6最下部示出了在觸發(fā)電路230的QBAR輸出端產(chǎn)生的主控時鐘(CLK)信號和在輸出觸發(fā)電路280和290的Q輸出端分別產(chǎn)生的PWM1與PWM2波形。
先研究主控脈動和主控時鐘波形，在時刻t0，主控脈動波形示成下降穿過低閾值Vlower。在逐漸引到t0的間隔內(nèi)，開關(guān)240的公共端241接輸入端243，對電容器245加正比于地(OV)-Vo即-Vo的電流，就是說，電容器兩端的電壓V245(主控脈動電壓)在該間隔內(nèi)下降。在(時刻t0)該下降的電壓穿過加到比較器220輸入端221的低閾值Vlower時，比較器220斷開，使觸發(fā)電路230復(fù)位。觸發(fā)電路230復(fù)位時(其QBAR輸出變高)，在實際穿過下閾值Vlower與時刻t1之間的等待時間是由二次電路效應(yīng)造成的。觸發(fā)電路230的QBAR輸出變高時，主控時鐘(主控CLK)就變高，序列邏輯270將該輸出耦到PWM1輸出觸發(fā)電路280的置位輸入端，使其Q輸出端281(代表PWM1波形)在時刻t1更高。
觸發(fā)電路230的QBAR輸入端的狀態(tài)變化，把開關(guān)240的連接切換到輸入端242，使跨導(dǎo)放大器250的輸出受滯后比較器電路監(jiān)視。在t1開始的時間間隔內(nèi)，跨導(dǎo)放大器250產(chǎn)生的輸出電流正比于其輸入之差，即正比于Vin-Vo。該電流加到電容器245，使得電容器245充電時，其電壓(主控脈動)升高，如時刻t1與t2之間所示。最后，主控脈動電壓的升高將超過上閾值Vupper，使比較器210斷開，觸發(fā)電路230置位。還要注意，由于二次等待效應(yīng)，與觸發(fā)電路230復(fù)位有關(guān)的時刻t2相對于主控脈動電壓穿過上閾值電壓Vupper的實際時刻稍有延遲。
現(xiàn)在設(shè)置了觸發(fā)電路230，其QBAR輸出在時刻t2變低，并保持到它被比較器220再次復(fù)位，如上所述。在時刻t2之后的間隔內(nèi)，觸發(fā)電路230置位，開關(guān)240把輸入端243接到其公共端241，故跨導(dǎo)放大器260再對電容器245提供正比于-Vo的負(fù)電流，造成電容器245兩端的主控脈動電壓下降，如主控脈動波形的負(fù)斜率所示。最后在時刻t4，主控脈動波形再穿過低閾值Vlower，使比較器220再斷開，觸發(fā)電路230復(fù)位。當(dāng)觸發(fā)電路230的QBAR輸出變高時，序列邏輯270把該輸出口272耦合到PWM2輸出觸發(fā)電路290的置位輸入端，使其Q輸出(PWM2波形)在時刻t4變高。
觸發(fā)電路230的復(fù)位態(tài)把開關(guān)240的公共端241切換成接其輸入端242，因而跨導(dǎo)放大器250的輸出現(xiàn)由滯后比較器電路監(jiān)視。在時刻t4開始的新時間間隔內(nèi)，跨導(dǎo)放大器250產(chǎn)生的輸出電流正比于其輸入之差，即正比于Vin-Vo。仍如上所述，該電流加到電容器245，使電容器245充電，讓其電壓主控脈動增大，如在時刻t4與t5之間的間隔所示。最后，主控脈動電壓這一升高將超過上閾值Vupper，使比較器210斷開，觸發(fā)電路230置位。
觸發(fā)電路230再置位，其QBAR輸出在時刻t5變低，并保持到再次被比較器220復(fù)位，如上所述。在時刻t5之后的間隔內(nèi)，觸發(fā)電路和230置位，開關(guān)240將輸入243再接其公共端241，因而跨導(dǎo)放大器260再對電容器245加負(fù)電流，使其兩端的主控脈動電壓下降，如主控脈動波形在時間間隔t5-t7期間的負(fù)斜率所示。最后在時刻t7，主控脈動波形穿過下閾值Vlower，使比較器220再斷開，觸發(fā)電路230復(fù)位。在觸發(fā)電路230的QBAR輸出再變高時，序列邏輯270將該輸出經(jīng)輸出口271再耦合回PWM1輸出觸發(fā)電路280的置位輸入端，使其Q輸出281(因而和PWM1波形)在時刻t7變高。對以后的循環(huán)重復(fù)上述過程，如圖所示。
雖然該電路的主控脈動發(fā)生器部分直接控制著主控時鐘和PWM1與PWM2波形的上升沿的產(chǎn)生，但它不直接控制PWM1和PWM2波形的下降沿。如下所述，下降沿受相1和相2脈動波形控制。但要指出，主控脈動發(fā)生器用來控制主控時鐘因而也是脈動電壓的頻率，因它們產(chǎn)生依賴于輸入和輸出電壓。增大輸入電壓Vin，可增大跨導(dǎo)放大器250供給電容器245的電流幅值(Vin-Vo)，從而縮短了電容器245兩端的主控脈動電壓達(dá)到上閾值電壓Vupper所需的時間。反之，減小輸出電壓Vo不僅增大了跨導(dǎo)放大器250提供的電流幅度(Vin-Vo)，還增大了跨導(dǎo)放大器260提供的負(fù)電流幅值，而后者可有效地縮短電容器245兩端的主控脈動電壓達(dá)到下閾值電壓Vlower所需的時間。
如上指出，跨導(dǎo)放大器320和330產(chǎn)生的輸出電流相1脈動與相2脈動分別正比于Vphase1-Vo與Vphase2-Vo，電壓Vphase1和Vphase2對應(yīng)于與多相DC-DC轉(zhuǎn)換器各相有關(guān)的轉(zhuǎn)換器電路節(jié)點35的電壓。先研究相1脈動波形，該波形被圖示為下降，而且一直下降到主控脈動電壓在時刻t0穿過下閾值，使比較器220斷開，觸發(fā)電路230復(fù)位。如上所述，由于二次等待效應(yīng)，觸發(fā)電路230在時刻t1復(fù)位，此時序列邏輯270驅(qū)動PWM1輸出觸發(fā)電路280的置位輸入端，使其Q輸出281因而使PWM1波形變高。利用PWM1波形變高，其關(guān)聯(lián)的DC-DC轉(zhuǎn)換器節(jié)點35的Vphase1電壓被驅(qū)高，使跨導(dǎo)放大器320開始用正比于Vphase1-V0的電流對電容器305充電，因而電容器305兩端的電壓升高，如時刻t1開始的相1脈動電壓的正斜率部分所示。最后，加到比較器300反相(-)輸入端302的該升高的相1脈動電壓，穿過加到比交器300非反相輸入端301的上閾值電壓Vupper。此時再考慮二次等待效應(yīng)，比較器300在時刻t3斷開，因而驅(qū)動PWM1輸出觸發(fā)電路280的復(fù)位輸入端。利用觸發(fā)電路280在時刻t3被比較器300復(fù)位，觸發(fā)電路280的Q輸出281現(xiàn)被驅(qū)低，使PWM1波形變低。如上所述，PWM1波形保持低，直到觸發(fā)電路280再在時刻t7被置位。在t3～t7間隔內(nèi)，由相節(jié)點35導(dǎo)出的相對低的相1電壓使跨導(dǎo)放大器320對電容器305施加負(fù)電流(為-V0量級)，使相1脈動電壓波形不斷下降，直到PWM1的下一次循環(huán)。
相2脈動波形的工作方式與上述的相1波形一樣，但相對于相1波形每隔一個主控時鐘循環(huán)，即在時刻t4之前，相2脈動波形在下降，而且繼續(xù)下降到主控脈動電壓穿過下閾值，使比較器220斷開，觸發(fā)電路230復(fù)位。如上所述，由于二次等待效應(yīng)，觸發(fā)電路230在時刻t4復(fù)位，此時序列邏輯270驅(qū)動PWM2輸出觸發(fā)電路290的置位輸入端，使其Q輸出291因而也使PWM2波形變高。利用PWM2波形變高，其與DC-DC轉(zhuǎn)換器有關(guān)的節(jié)點35的Vphase2電壓被驅(qū)高，因而跨導(dǎo)放大器330開始用正比于Vphase2-V0的電流對電容器315充電，由此提高了電容器315兩端的電壓。如相2脈動電壓在時刻t4開始的正斜率部分所示。最后，加到比較器310反相(-)輸入端312的這一升高的相2脈動電壓，穿過加到比較器310非反相輸入端311的上閾值電壓Vupper。此時再考慮二次等待效應(yīng)，比較器310在時刻t5斷開，因而驅(qū)動PWM2輸出觸發(fā)電路290的復(fù)位輸入端。利用觸發(fā)電路290在時刻t5被比較器310復(fù)位，觸發(fā)電路290的Q輸出291現(xiàn)被驅(qū)低，使PWM2波形變低。PWM2波形將保持低，直到觸發(fā)電路290最后再被出現(xiàn)在t7與t8之間之后的主控時鐘下一次交替循環(huán)置位。在時刻t6開始的下一間隔內(nèi)，由相節(jié)點35導(dǎo)出的相對低的相2電壓使跨導(dǎo)放大器330對電容器315加負(fù)電流(為-Vo量級)，故相2脈動電壓波形連續(xù)下降到PWM2的下次循環(huán)。
根據(jù)第一替換方法，應(yīng)用圖7的單一比較器和圖8的有關(guān)時序圖，放電復(fù)位技術(shù)可以建立電容器245兩端生成的主控脈動波形。在時刻to，電容器C245用正比于Vo的電流放電，當(dāng)電容器C245兩端的電壓在t1跌到低于或穿過閾值Vlower時，比較器80和單觸發(fā)82圖示為MSLCK的輸出使開關(guān)閉合，使電容器C245兩端的電壓在t3～t4間隔內(nèi)復(fù)位到上電壓閾Vupper的值。要指出，可用一對主控脈動電容器代替信號主控電容器C245，此時這兩只電容器從Vupper交替放電到Vlower，用于消除復(fù)位間隔(t3～t4)。
圖9和10示出另一種產(chǎn)生輸出信號PWM1的技術(shù)。該同一電路可在多相應(yīng)用中用于任一其它相。在圖9時序圖的時刻to，來自序列邏輯的信號CLK1(271)使觸發(fā)電路280的輸出口(PWM1)變高，并接通開關(guān)350。電容器CRIP兩端的脈動電容器電壓被正比于(Vin-Vo)的充電電流升高。在時刻t1，相1脈動電壓穿過上電壓閾值Vupper，比較器RRCMP將觸發(fā)電路280復(fù)位，使PWM1輸出變態(tài)(變低)。在t1-t2間隔內(nèi)，電容器CRIP兩端電壓被正比于Vo的放電電流降低。
本發(fā)明一個有利特征在于，尤其是結(jié)合多相系統(tǒng)，能響應(yīng)于負(fù)載變化改變轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率，而原有技術(shù)卻做不到。相比之下，上述圖1的原有技術(shù)滯后轉(zhuǎn)換器，實際上在負(fù)載階躍(增大)期間延遲了開關(guān)頻率。這一負(fù)載階躍造成輸出電壓降低，其作用是接通高側(cè)或上部FET30，并讓該FET保持接通，直到節(jié)點55的輸出電壓提高到上滯后設(shè)定點，即圖2所示的71處。這表明這種控制方法在多相系統(tǒng)中有問題，其中單條轉(zhuǎn)換器通道必須獲取全負(fù)載電流直到它能驅(qū)動高于上滯后設(shè)定點的輸出電壓。因此，加到多相轉(zhuǎn)換器(如三相轉(zhuǎn)換器)的滿載瞬變導(dǎo)致必須提供其三倍的穩(wěn)態(tài)功率的一條功率通道。
根據(jù)本發(fā)明，響應(yīng)于負(fù)載階躍提高轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率，解決了該問題。參照上述圖3和5的框圖及圖11～13的時序圖，就可明白。具體地說，對于負(fù)載階躍(提高)，輸出節(jié)點55的電壓起初下降，該電壓反饋給誤差放大器130的輸入端131。誤差放大器130中的這一電壓下降形成其輸入端兩端較大的差壓，故在其輸出端133產(chǎn)生更高的Vupper值。圖11示出加到圖5放大器210輸入端211的Vupper值(及其有關(guān)的加到放大器220輸入端221的電壓值Vlower)的這種過渡增大。由此可見，主控脈動現(xiàn)在將更頻繁地遇到Vupper與Vlower參考值，使觸發(fā)電路230的Q輸出更頻繁的產(chǎn)生主控時鐘，如圖12所示。圖13示出在頻率為289KHz量級接著過渡到(瞬態(tài)期間)560KHz量級頻率的第一相對穩(wěn)定態(tài)和接著頻率為300KHz量級的更穩(wěn)定態(tài)之間的頻率變化。
應(yīng)指出，主控時鐘信號啟動PWM脈沖，后者接通多相系統(tǒng)下一連續(xù)功率通道的上部FET，下一功率通道由序列邏輯270選擇。提高開關(guān)頻率意味著每條相繼的功率通道將比其在穩(wěn)態(tài)期間更快地獲取負(fù)載，故所有的功率通道都參與獲取瞬態(tài)負(fù)載電流的功率。
該方法對小于滿載的瞬間負(fù)載階躍有一附加優(yōu)點。這與響應(yīng)于負(fù)載瞬變必須同步所有的功率通道以接通各功率通道中上部FET的情況不同。利用小于滿載的瞬變，得到的電壓可能過沖目標(biāo)調(diào)整電壓。本發(fā)明可對任何大小的瞬變提供相對平滑的響應(yīng)。
從前面的描述可知，對多相DC-DC電壓發(fā)生器應(yīng)用上述’787申請揭示的跨導(dǎo)放大器和滯后比較器結(jié)構(gòu)的功能，本發(fā)明能實現(xiàn)一種新穎改進(jìn)的電路配置來同步多個合成脈動電壓發(fā)生器，產(chǎn)生的人造或合成脈動電壓波形用來控制多相DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器的切換操作。
雖然已圖示和描述了本發(fā)明一實施例，但應(yīng)理解，本發(fā)明并不限于該實施例，本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道可作各種變化和修正，因此不希望局限于這里圖示和描述的諸細(xì)節(jié)，而是包括本領(lǐng)域技術(shù)人員都知道的所有這類變化與修正。
權(quán)利要求
1.一種用于多相DC-DC穩(wěn)壓器的多相合成脈動電壓發(fā)生器，該穩(wěn)壓器包括多個開關(guān)電路，每個開關(guān)電路響應(yīng)于對應(yīng)的多個脈寬調(diào)制(PWM)信號之一通過對應(yīng)于多個輸出電感器之一經(jīng)對應(yīng)的多個相節(jié)點之一切換輸入電壓，以在一輸出節(jié)點產(chǎn)生輸出電壓，其特征在于，所述多相合成脈動電壓發(fā)生器包括主控時鐘電路，用于產(chǎn)生頻率基于誤差電壓和斜波電壓的主控時鐘信號，其中所述誤差電壓和所述斜波電壓都由輸出電壓導(dǎo)出；序列邏輯，根據(jù)所述主控時鐘信號以連續(xù)順序觸發(fā)多個PWM信號的每一個；和多個脈動發(fā)生器，每個發(fā)生器產(chǎn)生多個脈動電壓中對應(yīng)的一個，復(fù)制通過對應(yīng)一個輸出電感器的脈動電流，并根據(jù)與所述誤差電壓相比較的所述對應(yīng)的脈動電壓，使多個PWM信號中對應(yīng)的一個復(fù)位。
2.如權(quán)利要求1所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述多個脈動發(fā)生器的每一個都包括具有一輸出和一輸入的跨導(dǎo)放大器，其輸出與輸入耦合對應(yīng)的一個輸出電感器；耦接所述跨導(dǎo)放大器的所述輸出的脈動電容器；和比較器，其第一輸入耦接所述脈動電容器，第二輸入耦合成接收所述誤差電壓，而輸出耦接所述序列邏輯，使多個PWM信號中對應(yīng)的一個復(fù)位。
3.如權(quán)利要求2所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述跨導(dǎo)放大器的第一和第二輸入耦接在對應(yīng)輸出電感器的兩端。
4.如權(quán)利要求2所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述脈動電容器參照接地。
5.如權(quán)利要求1所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述多個脈動發(fā)生器都包括脈動電容器；帶輸出和輸入的第一跨導(dǎo)放大器，用于接收輸入電壓；第二跨導(dǎo)放大器，其輸入用于接收輸出電壓，輸出耦接所述脈動電容器；比較器，其第一輸入耦接所述脈動電容器，第二輸入接收所述誤差電壓，另有一輸出；置位-復(fù)位器件，其置位輸入耦接所述序列邏輯，復(fù)位輸入耦接所述比較器的所述輸出，而輸出提供相應(yīng)的PWM信號；和開關(guān)，其第一端耦接所述第一跨導(dǎo)放大器的所述輸出，第二端耦接所述脈動電容器，而控制輸入接收所述相應(yīng)的PWM信號。
6.如權(quán)利要求1所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述主控時鐘電路包括主控脈動電容器；主控跨導(dǎo)放大器電路，其輸出耦接所述主控脈動電容器，并具有受控于所述主控時鐘信號的第一與第二狀態(tài)，所述第一狀態(tài)根據(jù)輸入電壓與輸出電壓的壓差對所述主控脈動電容器充電，所述第二狀態(tài)根據(jù)輸出電壓使所述主控脈動電容器放電；和滯后比較器電路，其輸入耦合成對所述主控脈動電容器的電壓與所述誤差電壓作比較，輸出提供所述主控時鐘信號。
7.如權(quán)利要求6所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述主控跨導(dǎo)放大器電路包括第一主控跨導(dǎo)放大器，其第一輸入接收輸入電壓，第二輸入接收輸出電壓，另有一輸出；第二主控跨導(dǎo)放大器，其第一輸入接地，第二輸入接收輸出電壓，另有一輸出；和開關(guān)電路，其第一端耦接所述第一主控跨導(dǎo)放大器的所述輸出，第二端耦接所述第二主控跨導(dǎo)放大器的所述輸出，公共端耦接所述主控脈動電容器，而控制輸入接收指示所述主控時鐘信號的信號，用于把所述公共端耦接所述第一端與第二端中選擇的一端。
8.如權(quán)利要求6所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述滯后比較器電路包括第一比較器，其第一輸入耦接所述主控脈動電容器，第二輸入接收所述誤差電壓，另有一輸出；電壓源，用于提供相對于所述誤差電壓的補償電壓；第二比較器，其第一輸入接收所述補償電壓，第二輸入耦接所述主控脈動電容器，另有一輸出；和置位-復(fù)位器件，其置位輸入耦接所述第一比較器的所述輸出，復(fù)位輸入耦接所述第二比較器的所述輸出，而輸出提供所述主控時鐘信號。
9.如權(quán)利要求1所述的多相合成脈動電壓發(fā)生器，其特征在于，所述主控時鐘電路包括主控脈動電容器；主控跨導(dǎo)放大器，其輸入接收所述輸出電壓，輸出耦接所述主控脈動電容器；電壓源，用于提供相對于所述誤差電壓的補償電壓；比較器，其第一輸入耦接所述主控脈動電容器，第二輸入接收所述補償電壓，另有一輸出；單觸發(fā)器件，其輸入耦接所述比較器的所述輸出，輸出提供所述主控時鐘信號；和開關(guān)，其第一端耦接成接收所述誤差電壓，第二端耦接所述主控脈動電容器，控制輸入接收所述主控時鐘信號。
10.一種產(chǎn)生多個合成脈動電壓以控制多相DC-DC穩(wěn)壓器的相位的方法，穩(wěn)壓器包括多個開關(guān)電路，各開關(guān)電路響應(yīng)于多個脈寬調(diào)制(PWM)信號中對應(yīng)的一個而通過多個輸出電感器中對應(yīng)的一個經(jīng)多個相節(jié)點中對應(yīng)的一個切換輸入電壓，以在一輸出節(jié)點產(chǎn)生輸出電壓，其特征在于，所述方法包括比較輸出電壓與參考電壓而提供誤差電壓；根據(jù)輸出電壓產(chǎn)生斜波電壓；基于比較誤差電壓與斜波電壓產(chǎn)生主控時鐘信號；根據(jù)主控時鐘信號以連續(xù)順序啟動多個PWM信號的每一個；產(chǎn)生多個脈動電壓，各自指示通過對應(yīng)一個輸出電感器的電流；和根據(jù)與誤差電壓比較的相應(yīng)脈動電壓，使各PWM信號復(fù)位。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生多個脈動電壓包括檢測加到各輸出電感器的電壓；把各檢出的電壓轉(zhuǎn)換成檢測電流；和用相應(yīng)的檢測電流對相應(yīng)的電容器件充電。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，加到各輸出電感器的所述檢測電壓包括在相應(yīng)相節(jié)點的檢測電壓。
13.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，加到各輸出電感器的所述檢測電壓包括相應(yīng)輸出電感器兩端的檢測電壓。
14.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生多個脈動電壓包括把輸出電壓轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的第一電流；使相應(yīng)的電容器件以第一電流放電；把輸入電壓轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的第二電流；和在啟動相應(yīng)的PWM信號時，把第二電流耦合成對相應(yīng)的電容器件充電；而且其中所述使各PWM信號復(fù)位包括當(dāng)相應(yīng)的電容器件的電壓達(dá)到誤差電壓時，使第二電流從相應(yīng)的電容器件退耦。
15.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生主控時鐘信號包括根據(jù)輸入與輸出電壓之差用電流對電容器件充電，直到其電壓升至誤差電壓；電容器件電壓達(dá)到誤差電壓時，把主控時鐘信號轉(zhuǎn)換到第一邏輯電平；相對于誤差電壓提供補償電壓；使電容器件以基于輸出電壓的電流放電，直到電容器件電壓降到補償電壓；和電容器件電壓達(dá)到補償電壓時，把主控時鐘信號轉(zhuǎn)換到第二邏輯電平。
16.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生斜波電壓包括把輸出電壓轉(zhuǎn)換成電流；和使電容器件以該電流放電。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生主控時鐘信號包括相對誤差電壓提供補償電壓；把電容器件電壓與補償電壓作比較；電容器件電壓降到補償電壓電平時，把主控時鐘信號轉(zhuǎn)換到第一邏輯電平；主控時鐘轉(zhuǎn)換到第一邏輯電平時，把電容器件耦合到誤差電壓而將其充電到誤差電壓電平；電容器件電壓達(dá)到誤差電壓電平時，把主控時鐘信號轉(zhuǎn)換到第二邏輯電平；和主控時鐘轉(zhuǎn)換到第一邏輯電平時，使電容器件從誤差電壓退耦。
全文摘要
多相脈動電壓穩(wěn)壓發(fā)生器應(yīng)用一參照上下電壓閾值的滯后比較器，該比較器監(jiān)視電容器兩端產(chǎn)生的主控脈動電壓波形，而供給電容器的電流正比于輸出電壓與輸入電壓或地的差壓。滯后比較器的輸出產(chǎn)生連續(xù)耦接PWM鎖存器的主控時鐘信號，其狀態(tài)限定了被同步脈動電壓各別分量的持續(xù)時間。各個PWM鎖存器的第一狀態(tài)由選擇的主控時鐘信號啟動，而由監(jiān)視各自相節(jié)點電壓的有關(guān)相電壓比較器中止。
文檔編號H02M3/158GK1603996SQ20041008343
公開日2005年4月6日 申請日期2004年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月29日
發(fā)明者M·M·瓦爾特斯, 李學(xué)寧, T·A·約初姆 申請人:英特賽爾美國股份有限公司