專(zhuān)利名稱(chēng)：信息錄放裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用光磁錄放裝置、光學(xué)錄放裝置的光學(xué)傳感頭來(lái)播放信息的錄放裝置，特別是涉及為了改善高密度記錄及糾錯(cuò)率而適用于用來(lái)與維特比譯碼器相組合的PR(局部響應(yīng))方式。
最近，在數(shù)字磁記錄的重放系統(tǒng)信號(hào)處理技術(shù)中，如日本專(zhuān)利申請(qǐng)公開(kāi)JP4-221464和JP5-2842提出了用來(lái)改善高密度記錄等替代峰值檢測(cè)方式(電平檢測(cè)方式)作為信號(hào)檢波方法的局部響應(yīng)(Partial ResponsePR)的方案，而且人們注意到為改善差錯(cuò)率特性，把維特比譯碼法加在解調(diào)系統(tǒng)中作為最準(zhǔn)確譯碼法(糾錯(cuò)譯碼法)是有效的手段。另一方面，在光學(xué)記錄、光磁記錄領(lǐng)域中，作為適用局部響應(yīng)方式和維特比譯碼法的例子，公知的文獻(xiàn)有大沢、山內(nèi)、田崎的論文“新的利用可變長(zhǎng)數(shù)據(jù)塊代碼和d限定的維特比譯碼法在光磁記錄中的應(yīng)用”電視雜志，44，10，pp1369～1375(1990)。
圖11是使用局部響應(yīng)和維特比譯碼方法的現(xiàn)有的光磁記錄重放系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
在這種光磁記錄重放系統(tǒng)中，設(shè)置有為抑制由后述的錄放系統(tǒng)(光磁驅(qū)動(dòng)器)3的頻帶限制而造成的單元波形(讀取波形)的干擾(碼間干擾)以及為使來(lái)自單元波形序列的同步信息的取樣簡(jiǎn)易化而按照適宜于錄放系統(tǒng)3的特性的編碼規(guī)則進(jìn)行編碼所需要的編碼調(diào)制器1。例如作為這種編碼調(diào)制器1，它是由(2，7)RLL編碼器和NRZI調(diào)制器構(gòu)成。RLL編碼器用來(lái)把必須記錄的輸入數(shù)據(jù)比特串(數(shù)字信息串){Ai}編碼成為串長(zhǎng)(Run)最小值參數(shù)d＝2、最大值參數(shù)k＝7的RLL(有限串長(zhǎng))代碼；NRZI調(diào)制器進(jìn)一步把那個(gè)(2，7)RLL代碼串變換成為NRZI(非歸零轉(zhuǎn)換)代碼(符號(hào)0時(shí)，電平不翻轉(zhuǎn)；只有在符號(hào)1時(shí)才在信息串的前端進(jìn)行電平翻轉(zhuǎn))。(2，7)RLL編碼規(guī)則的k限制(＝7)的優(yōu)點(diǎn)是可以抑制碼間干擾(波形干擾)，NRZI調(diào)制器的標(biāo)識(shí)長(zhǎng)調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是有助于提高高記錄密度。
另外，用圖11的光磁錄放系統(tǒng)，由編碼調(diào)制器1產(chǎn)生的編碼數(shù)據(jù)序列{ai}被預(yù)先輸入到具有后述的波形均衡器4的逆?zhèn)鬏斕匦缘碾娐返奶匦訹1/(1＋D)]模2的預(yù)編碼器2，不會(huì)在后級(jí)的維特比譯碼器7中引起在波形均衡中4的輸出內(nèi)抵消錄放特性造成的誤傳送。來(lái)自預(yù)編碼器2的記錄代碼系列{di]作為記錄單元波形用錄放系統(tǒng)3的半導(dǎo)體激光器等的熱效應(yīng)記錄在光磁記錄載體的磁性薄膜上。
另一方面，在重放處理過(guò)程中，為了進(jìn)行高密度記錄，修正波形并補(bǔ)償波形干擾的波形均衡器4對(duì)用錄放系統(tǒng)3的光學(xué)傳感頭從光磁記錄載體讀出并由前置放大器放大所得到的重放單元波形e(t)進(jìn)行波形均衡。作為該波形均衡器4的一般結(jié)構(gòu)，它由串聯(lián)延遲級(jí)(SR)、(2L＋1)個(gè)加權(quán)電路(乘法器)4b以及加法器4c構(gòu)成。其中如圖12所示，串聯(lián)延遲級(jí)(SR)是由采用橫向?yàn)V波器的延遲時(shí)間為T(mén)的延遲電路4a進(jìn)行(2L)級(jí)串聯(lián)而構(gòu)成；加權(quán)電路4b把加權(quán)系數(shù)Cj(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)乘在構(gòu)成信號(hào)識(shí)別點(diǎn)的各分支的輸出信號(hào)上，加法器4C用來(lái)求全部輸出的總和。延遲電路4a的延遲時(shí)間T不必與代碼符號(hào)序列的信息組寬度Tb相同，為了減少波形均衡的均衡誤差，可以采用延遲時(shí)間為T(mén)＝Tb/M的延遲電路4a。其中m是自然數(shù)。
可是，在此僅在正確的取樣點(diǎn)kTb對(duì)重放單元波形序列e(t)進(jìn)行取樣時(shí)，為了使取樣值只取決于對(duì)應(yīng)于該代碼符號(hào)的單元波形，而不存在不受相鄰單元波形影響的波形間干擾，就必須滿足下面的尼奎斯特(Nyquist)條件(尼奎斯特的第1無(wú)畸變條件)。
ek＝e(kTb)＝e0δk0……(1)其中，Tb是代碼符號(hào)序列的時(shí)間單位，即信息組寬度。δk0是眾所周知的科羅奈卡(Kronecker)的戴爾他(δ)符號(hào)，δij＝1(j＝i)，δij＝0(i＝j(luò))，在滿足這個(gè)尼奎期特條件的單元波形e0中，公知的各種波形有方脈沖波、尼奎斯特波形等，但是最基本的波形是下面的尼奎斯特波形(取樣函數(shù))r(t)。
r(t/Tb－n)＝sinc(t/Tb－n)＝sin(t/Tb－n)/(t/Tb－n)……(2)但是，既使用尼奎斯特波形r(t)作為單元波形，裝置的每個(gè)精度偏離和高密度記錄也會(huì)使分辨能力惡化，仍舊會(huì)不可避免地發(fā)生波形間干擾，而導(dǎo)致碼間干擾，與其如此倒不如用波形均衡器4按PR方式積極利用波形間干擾。也就是說(shuō)，對(duì)于預(yù)編碼器2、錄放系統(tǒng)3和波形均衡器4的綜合傳輸函數(shù)，如果把脈沖加在預(yù)編碼器2上時(shí)的波形波均衡器4的輸出波形(脈沖應(yīng)答波形)作為h(t)，一般在預(yù)編碼器2的輸入是編碼數(shù)據(jù)序列{ai}時(shí)，波形均衡器4的輸出x(t)由下式給出x(t)=ΣKaKh(tTb-K)……(3)]]>其中，ak作為k時(shí)刻的數(shù)據(jù)輸入，使T＝Tb。
在此，若波形均衡器4是具有圖12所示的延遲時(shí)間T的延遲電路4a的橫向?yàn)V波器，h(t)用尼奎斯特波形r(t)的卷積表示。h(t)=Σn=0LCnγ(tTb-n)……(4)]]>此處，當(dāng)n≠0時(shí)，尼奎斯特波形相當(dāng)于延遲運(yùn)算得到的應(yīng)答部分，被稱(chēng)之為局部響應(yīng)，由(3)，(4)式得到的結(jié)果是x(t)=ΣKaK[Σn=0LCnγ(tTb-n-k)]]]>=ΣKa′Kγ(tTb-K)……(5)]]>這里a′K=Σn=0LCnaK-n……(6)]]>由式(1)可以檢出X(t＝kTb)＝a′k|mod N……(7)總之，在時(shí)間離散的識(shí)別點(diǎn)(kTb)，把波形均衡器4的輸出x(t)作為信號(hào)電平(mod N)的多值來(lái)識(shí)別，在此，一般把各加權(quán)系數(shù)Cj間設(shè)定為適當(dāng)?shù)恼麛?shù)比。這樣把加權(quán)系數(shù)Cj設(shè)定為整數(shù)比的波形均衡器4也稱(chēng)之為PR(局部響應(yīng))電路，在PR方式中，用該P(yáng)R電路的加權(quán)系數(shù)Cj來(lái)一般性地表示為PR(C0，C1，…，CL)。在必要的情況下，加權(quán)系數(shù)Cj也可以擴(kuò)展到實(shí)際數(shù)字，因此，PR方式的方案提議人Kretzmer把作為代表性的PR方式表示為5種形式，即PR(1，1)，PR(1，2，1)，PR(2，1，-1)，PR(1，0，-1)，PR(-1，0，2，0，-1)。
其中，在圖11的光磁記錄重放系統(tǒng)中，因?yàn)楣獯庞涗浿械墓鈱W(xué)傳輸函數(shù)OTF呈現(xiàn)Sinc函數(shù)，所以采用具有與其相似的頻率特性的PR(1，1)方式。因?yàn)樵赑R(1，1)方式中C0＝C1＝1，所以波形均衡器4的輸出波形(脈沖應(yīng)答波形)h(t)是r(t/Tb)及其延遲波r(t/Tn－1)的合成波形。由于識(shí)別點(diǎn)是每個(gè)Tb，其振幅值從0→1→1→0推移，所以按照對(duì)它的識(shí)別，就能檢測(cè)出脈沖輸入。在PR(1，1)的情況下，使用延遲運(yùn)算因子D時(shí)，由于可以用作為G(D)＝1＋D來(lái)表示，所以在輸入為dk時(shí)，其輸出可以表示為(dk＋dk－1)。當(dāng)dk＝dk－1＝1時(shí)，輸出為2，所以波形均衡器4的輸出電平是3個(gè)值(0，1，2)。
PR方式對(duì)于存儲(chǔ)單一的單元波形來(lái)說(shuō)，是一種積極利用在重放信號(hào)的多個(gè)識(shí)別點(diǎn)其應(yīng)答不是零的波形(相關(guān)波形)的方式，而且即使存在波形間干擾，也檢出電平的一定時(shí)間延遲的相關(guān)性，所以人們把這種方式作為適合于與(2，7)PLL代碼等電平相關(guān)代碼有關(guān)的錄放特性的均衡方法予以關(guān)注。
圖11的波形均衡器4的輸出X(t)在低通濾波器(LPF)5中除去重放過(guò)程和均衡過(guò)程相加產(chǎn)生的白色噪聲之后，再在A/D變換器6中在信息組寬度的時(shí)間離散點(diǎn)取樣，同時(shí)進(jìn)行取樣值的量化。
可是，在波形均衡器4中噪聲相疊加，實(shí)際上作為錯(cuò)誤序列輸出去，為此，要在維特比(Viterbi)譯碼器7中用維特比算法執(zhí)行最大似然譯碼方法(Maximum LikelihoodML)。所謂最大似然譯碼是在識(shí)別及譯碼處理中不把各識(shí)別點(diǎn)上的信號(hào)值作為處理對(duì)象，而把某個(gè)有限長(zhǎng)的信號(hào)序列(有限長(zhǎng))作為處理對(duì)象。維特比算法是最大似然譯碼方法的一種形式，其前提是接收(重放)信號(hào)序列可以用有限自動(dòng)控制裝置·模型來(lái)表示。因?yàn)閳D12所示的橫向?yàn)V波器的波形均衡器4可以稱(chēng)之為卷積編碼器，所以其輸出也可以用有限自動(dòng)控制裝置·模型(用內(nèi)部狀態(tài)和輸入決定輸出的機(jī)器)來(lái)表示。而且，所謂維特比算法是在每個(gè)有限狀態(tài)機(jī)器即編碼器的格線圖(按照輸入信息系列表示編碼器的狀態(tài)變化過(guò)程所生成的輸出代碼系列的線圖)的時(shí)間推移點(diǎn)上求出各時(shí)間點(diǎn)輸入的測(cè)量值(似然度基準(zhǔn))成為最小的路徑(內(nèi)部狀態(tài)的推移路徑)的算法。
在圖11所示的光磁記錄重放系統(tǒng)中，針對(duì)(2，7)RLL代碼和PR(1，1)方式的組合采用維特比譯碼方法，當(dāng)把錄放系統(tǒng)3和波形均衡器4作為有限狀態(tài)機(jī)器(卷積編碼器)時(shí)，圖13上表示了其內(nèi)部狀態(tài)的狀態(tài)推移圖。輸入信息系列是預(yù)編碼器2的輸出dt(＝0，1)，輸出代碼系列是波形均衡器4的輸出Xt。波形均衡器4是PR(1，1)電路，其檢出的輸出Xt是0，1或2。因?yàn)榘形ㄒ坏难舆t單元，內(nèi)部狀態(tài)就是21＝2個(gè)。若用ut－1表示內(nèi)部狀態(tài)，ut－1＝0時(shí)對(duì)應(yīng)于狀態(tài)S1，ut－1＝1時(shí)對(duì)應(yīng)于狀態(tài)S2。因此在狀態(tài)S1的情況下，輸入0時(shí)處于狀態(tài)S1的原狀態(tài)下，其輸出就為0，在這種情況下，在圖13上把輸入/輸出＝dt/xt表示為0/0。在輸入1的時(shí)候狀態(tài)推移為狀態(tài)S2，其輸出為1，在狀態(tài)S2的情況下，輸入1的時(shí)候處于狀態(tài)S2的原狀態(tài)，輸出就成了2，輸入0時(shí)，狀態(tài)推移到狀態(tài)S1，其輸出為1。
圖14是一幅格線圖，表示根據(jù)圖13的狀態(tài)推移圖的時(shí)間的內(nèi)部狀態(tài)變化過(guò)程，圖14的有向虛線表示從輸0引起的推移，有向?qū)嵕€表示由輸入1引起的推移，在有向線上都加有dt/xt的值。下面簡(jiǎn)單說(shuō)明維特比算法，首先計(jì)算在各時(shí)間點(diǎn)(t－2～t＋2)上狀態(tài)匯流的多個(gè)分支的量度值，例如用漢明距離作為該分支的量度值，其中把具有最小的分支量度值的通路作為保全通路。分支量度值相同時(shí)，選擇任意通路。因?yàn)榧仁乖诮庹{(diào)方也已經(jīng)知道初始狀態(tài)，代碼串的相關(guān)性的標(biāo)準(zhǔn)即約束長(zhǎng)度以及終了狀態(tài)，所以從唯一的終了狀態(tài)向前回溯保全通路可以追溯到唯一的起始狀態(tài)，從而能決定最正確的路徑?？紤]到這種狀態(tài)推移的相關(guān)性，克服了錄放系統(tǒng)3和波形均衡器4的比特差錯(cuò)，就使正確的信息系列得到解調(diào)。
雖然省略了維特比譯碼器7的結(jié)構(gòu)的詳細(xì)說(shuō)明，但如圖15所示，通常維特比譯碼器7由假定路徑存儲(chǔ)器7a、ACS電路7b、路徑存儲(chǔ)器7c和路徑選擇器7d構(gòu)成。其中假定路徑存儲(chǔ)器7a用來(lái)存儲(chǔ)從對(duì)應(yīng)于約束長(zhǎng)度的比特?cái)?shù)的數(shù)據(jù)列的波形所求出的期待值；ACS電路包含有加法器(A)、比較器(B)及選擇器(C)，用加法器(A)求出來(lái)自A/D變換器6的取樣值和來(lái)自假定路徑存儲(chǔ)器7a的期待值之差的2倍輸出與上次算出的路徑量度值之和，然后用比較器(B)比較加法運(yùn)算的輸出，用選擇器(C)從中選出小值；路徑選擇器7d用來(lái)選出路徑量度值的最小值的路徑，把最末尾的數(shù)據(jù)作為解調(diào)數(shù)據(jù)。
圖11的系統(tǒng)的最末級(jí)的解調(diào)器8解調(diào)由維特比譯碼器7所得到的糾錯(cuò)碼{ai]，而返回到信息序列{Ai}，這相當(dāng)于(2，7)RLL編碼和NRZI編碼的逆變換。
但是，上述的光磁錄放系統(tǒng)存在如下的問(wèn)題。
①如果把圖11的光磁錄放系統(tǒng)中的錄放系統(tǒng)(光磁驅(qū)動(dòng)器)3的傳輸函數(shù)作為H(f)，波形均衡器4的傳輸函數(shù)作為E(f)，那么在局部響應(yīng)PR(1，1)的情況下，為了滿足下式，必須決定波形均衡器4的加權(quán)系數(shù)Cj。
H(f)·E(f)＝PR11(f)……(8)其中，PR11(f)是PR(1，1)的傳輸函數(shù)。若使用延遲運(yùn)算因子D＝exp(-jωTb)，PR(1，1)可以表示為G(ω)＝(1＋D)，其中ω＝2πf。因此，傳輸函數(shù)PR11(f)是|G(f)|＝| 2cos(7πfTb)|。在這里，截止頻率f11＝1/2Tb，圖16表示記錄密度低的情況下的傳輸函數(shù)的頻率特性，因?yàn)橛涗浢芏鹊?，錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)的截止頻率fH比PR11(f)的截止頻率f11還高，這種情況下，如果構(gòu)成在截止頻率f11之下具有傳輸函數(shù)E(f)為零的波形均衡器4，從原理上可以實(shí)現(xiàn)沒(méi)有均衡誤差的狀態(tài)。
但是，把記錄密度提高起來(lái)的話，如圖17所示，由于波形間干擾使傳輸函數(shù)H(f)的截止頻率fH降低，隨之使它比PR11(f)的截止頻率f11還低。這種情況下，存在不滿足(8)式的區(qū)域(fH≤f≤f11)，從原理上講存在增大均衡誤差的問(wèn)題。均衡誤差變大就意味著碼間干擾糾正的削弱，因此，自然會(huì)產(chǎn)生高密度錄放的極限。
②如圖16所示，既使在記錄密度比較低的情況下，傳輸函數(shù)E(f)的高端呈現(xiàn)為大于1的值，所以，噪音起了主要作用。而且為了減低均衡誤差(最小二乘法誤差)，雖然從硬件的角度來(lái)看可以增加使用延遲時(shí)間短的延遲電路4a的波形均衡器4的分支數(shù)，但自然會(huì)增大波形均衡器4的結(jié)構(gòu)復(fù)雜性，從而由于延遲單元的數(shù)量的增大進(jìn)一步使噪聲變得顯著，引起高端噪音的增強(qiáng)，均衡誤差的抑制卻變得不那么有效。存在的問(wèn)題是由于比特誤差率變高，即使實(shí)施維特比譯碼也不能明顯改善比特差錯(cuò)率。
鑒于上述的第①和②的問(wèn)題，本發(fā)明的任務(wù)是為達(dá)到匯總編碼側(cè)、錄放系統(tǒng)及解調(diào)側(cè)構(gòu)成的整體的最佳特性，而發(fā)現(xiàn)與維特比譯碼相組合而得到的最佳PR方式，從而提供可以提高高密度記錄和減低比特差錯(cuò)率的信息錄放裝置。
為實(shí)現(xiàn)上述任務(wù)，本發(fā)明是由光磁錄放裝置，光學(xué)錄放裝置等的光學(xué)傳感頭播放信息的信息錄放裝置中采用使加權(quán)系數(shù)特殊化的局部響應(yīng)(PR)方式的裝置。
本發(fā)明的第1裝置具有把數(shù)字信息序列進(jìn)行RLL編碼后進(jìn)行NRZI編碼的編碼調(diào)制裝置；把其編碼符號(hào)序列記錄在信息記錄載體上，并作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學(xué)傳感頭重放模擬信號(hào)的錄放裝置；對(duì)來(lái)自上述錄放裝置的單元波形進(jìn)行波形均衡的波形均衡裝置，當(dāng)把上述編碼符號(hào)序列的數(shù)據(jù)組寬度Tb作為延遲時(shí)間的延遲運(yùn)算因子設(shè)為D、加權(quán)系數(shù)分別為C0，C1，…，Cn時(shí)，該波均衡裝置是具有例如延遲時(shí)間為T(mén)b/m等的延遲因子的橫向?yàn)V波器，該波形均衡裝置用傳輸函數(shù)把上述編碼符號(hào)的單元波形變成為用傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…＋CnDn)運(yùn)算出的波形；把均衡波形序列按取樣周期Tb/m取樣并量化的A/D變換裝置；把數(shù)字輸出與規(guī)定的期待值相對(duì)比，把最大似然路徑作為譯碼符號(hào)序列的維特比譯碼裝置；對(duì)譯碼符號(hào)序列施以RLL編碼和NRZI編碼的逆變換，并對(duì)譯碼數(shù)字信息序列解調(diào)的解調(diào)裝置；以及在上述波形均衡裝置或上述A/D變換裝置的后級(jí)從其輸出中除去高頻噪聲的低通濾波器；其特征是上述的加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)值序列，且序列增字的上升順序和下降順序列是同一序列，至少加權(quán)系數(shù)C0，C1，C2≠0。
本發(fā)明的第2裝置具有把數(shù)字信息序列進(jìn)行RLL編碼后進(jìn)行NRZI編碼的編碼調(diào)制裝置；把其編碼符號(hào)序列記錄在信息記錄載體上，并作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學(xué)傳感頭重放模擬信號(hào)的錄放裝置；把其重放單元波形序列按上述編碼符號(hào)序列的數(shù)據(jù)組寬度Tb/m(m是自然數(shù))的取樣周期取樣，并量化的A/D變換裝置；把來(lái)自上述A/D變換裝置的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行波形均衡的波形均衡裝置，該波形均衡裝置是具有例如規(guī)定延遲時(shí)間為T(mén)b/m等的延遲單元的橫向?yàn)V波器，當(dāng)把數(shù)據(jù)組寬度Tb作為延遲時(shí)間的延遲單元設(shè)為D，把加權(quán)系數(shù)分別設(shè)為C0，C1，…，Cn時(shí)，該波形均衡裝置把上述代碼符號(hào)的單元波形變成為對(duì)來(lái)自上述A/D變換裝置的數(shù)字信號(hào)用傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…CnDn)運(yùn)算所得到的波形；從波形均衡過(guò)的信號(hào)中除去高頻噪聲的低通濾波器；以及把濾波器輸出與規(guī)定的期待值對(duì)比，并把最大似然路徑作為譯碼信號(hào)序列的維特比譯碼裝置；其特征是上述加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)值序列，并且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權(quán)系數(shù)C0，C1，C2≠0。
上述加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}最好是正實(shí)數(shù)中的高分布序列。特別是，上述PR方式的傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)最好是從PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)構(gòu)成的組中所選出的傳輸函數(shù)。其中最好是D的3次傳輸函數(shù)PR(C0，C1，C1，C0)＝(C0＋C1D＋C1D2＋C0D3)，作為傳輸函數(shù)G(D)最好是PR(1，2，2，1)＝(1＋2D＋2D2＋D3)。
在這樣的信息錄放裝置中，低通濾波器的截止頻率可以設(shè)置在1/2Tb～1/6Tb的范圍內(nèi)。
作為用于上述PR(1，2，2，1)方式的維特比譯碼裝置，最好是把上述錄放裝置和上述波形均衡裝置視為卷積編碼器，作為內(nèi)部狀態(tài)也包含作為其輸入的上述代碼符號(hào)狀態(tài)，并從其中抽出(1，7)RLL編碼和NRZI編碼所禁止的狀態(tài)推移，作為10個(gè)狀態(tài)數(shù)的內(nèi)部狀態(tài)S0～S9，并采用基于其狀態(tài)推移的格線圖。具體說(shuō)，就是這種內(nèi)部狀態(tài)S0～S9的狀態(tài)推移圖是在狀態(tài)S0下，向上述錄放裝置輸入為0的時(shí)候，保持狀態(tài)S0的原樣不動(dòng)，上述波形均衡裝置的輸出為0；在狀態(tài)S0，其輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S1推移，其輸出為1；在狀態(tài)S1，其輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S2推移，其輸出為3；在狀態(tài)S2，其輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S8推移，其輸出為4；在狀態(tài)S2，其輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S3推移，其輸出為5；在狀態(tài)S3，輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S5推移，其輸出為5；在狀態(tài)S3，其輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S4推移，其輸出為6；在狀態(tài)S4，其輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S5推移，其輸出為5；在狀態(tài)S4，其輸出為1時(shí)，保持狀態(tài)S4原樣，輸出為6；在狀態(tài)S5，其輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S6推移，輸出為3；在狀態(tài)S6，其輸入為0時(shí)向狀態(tài)S7推移，輸出為1；在狀態(tài)S6，輸入1時(shí)，向狀態(tài)S9推移，輸出為2；在狀態(tài)S7，其輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S0推移，輸出為0；在狀態(tài)S7，輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S1推移，輸出為1；在狀態(tài)S8，其輸入為0時(shí)，向狀態(tài)S6推移，輸出3；以及在狀態(tài)S9，其輸入為1時(shí)，向狀態(tài)S2推移，輸出為3。
當(dāng)采用PR方式的加權(quán)系數(shù)的數(shù)據(jù)序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)數(shù)值序列、而且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列、至少系數(shù)C0，C1，C2≠0的PR方式時(shí)，與采用錄放裝置的傳輸函數(shù)H(f)和波形均衡裝置本身的傳輸函數(shù)E(f)的積的PR方式傳輸函數(shù)良好一致，這就可以減低均衡誤差，而實(shí)現(xiàn)高密度記錄。與原來(lái)的PR(1，1)方式相比，由于約束長(zhǎng)度變長(zhǎng)，從而從維特比譯碼裝置實(shí)現(xiàn)了比特差錯(cuò)糾正的改善。
其中，最好采用加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}為中高分布序列的PR方式，例如PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)，特別是取為PR(1，2，2，1)方式時(shí)，高密度記錄和比特糾錯(cuò)方面都優(yōu)越。
對(duì)于PR(1，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率為1/2Tb來(lái)說(shuō)，因?yàn)镻R(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率是更低值1/3Tb，所以，即使不增加均衡裝置的分支數(shù)，也能把均衡誤差壓抑到很低的數(shù)值，從而提高對(duì)波形干擾的抑制力?？梢圆辉黾泳庋b置的分支數(shù)，當(dāng)然就可以實(shí)現(xiàn)均衡裝置結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)化，從而可以避免噪聲的增大，并可抑制比特誤差。從這一點(diǎn)來(lái)看也可以提高解調(diào)能力。
因?yàn)镻R(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率是1/3Tb，就有可能把低通濾波器的截止頻率設(shè)定在1/2Tb以下(1/2Tb～1/6Tb)，從而使噪聲消除的效果也是顯著的。因此，提高了糾錯(cuò)率。
在維特比譯碼裝置中，把錄放裝置和波形均衡裝置看作卷積編碼器，作為其輸入的代碼符號(hào)的狀態(tài)也包含作內(nèi)部狀態(tài)，從其中把(1，7)RLL代碼和NRZI代碼所禁止的狀態(tài)推移抽出來(lái)。設(shè)成10個(gè)內(nèi)部狀態(tài)S0～S9，在采用以狀態(tài)推移為基礎(chǔ)的格線圖的情況下，因?yàn)榧娱L(zhǎng)了可以增加內(nèi)部狀態(tài)的部分，即最小自由距離，從而加強(qiáng)了代碼的相關(guān)性，提高糾錯(cuò)率。
附圖簡(jiǎn)要說(shuō)明圖1是表示按照本發(fā)明的光磁錄放裝置的實(shí)施例1的整體結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是包含PR(1，2，2，1)方式的PR方式的波形圖。
圖3是實(shí)施例1中，把錄放系統(tǒng)和波形均衡器作為約束長(zhǎng)度4的格線偏碼器的情況下的內(nèi)部狀態(tài)的狀態(tài)推移圖。
圖4是基于圖3的狀態(tài)推移圖的時(shí)間的內(nèi)部狀態(tài)變化過(guò)程格線圖。
圖5是實(shí)施例1中，基于把錄放系統(tǒng)和波形均衡器作為約束長(zhǎng)度5的格線編碼器的情況下的內(nèi)部狀態(tài)推移圖的格線圖。
圖6是實(shí)施例1中，錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)及PR方式的傳輸函數(shù)PR11(f)，PR1221(f)的曲線圖。
圖7是實(shí)施例1中，重放(1，7)RLL的NRZI代碼的情況的波形均衡的均衡波行的理想的眼圖。
圖8是實(shí)施例1中，與PR(1，2，2，1)方式和PR(1，1)有關(guān)的均衡誤差對(duì)于波形均衡器的分支數(shù)的依存關(guān)系曲線。
圖9是實(shí)施例中，用最大長(zhǎng)周期序列(M系列)的0，1數(shù)據(jù)作為記錄數(shù)據(jù)，按0.25μm/bit～0.35μm/bit的記錄密度在光記錄載體上進(jìn)行記錄，其重放信號(hào)的解調(diào)后的數(shù)據(jù)的比特差錯(cuò)率(BER)與其重放信號(hào)的信噪比(S/N)的關(guān)系曲線。
圖10是按照本發(fā)明的光磁錄放裝置的實(shí)施例2整體結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖11是原來(lái)的光磁錄放裝置的一個(gè)例子的整體結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖12是用于光磁錄放裝置的橫向波形均衡器的一般結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖13是把圖11中的錄放系統(tǒng)和波形均衡器當(dāng)作為有限狀態(tài)機(jī)器(約束長(zhǎng)度為1的卷積編碼器)的情況下的內(nèi)部狀態(tài)的狀態(tài)推移圖。
圖14是基于圖13的狀態(tài)推移圖的格線圖。
圖15是用于光磁錄放裝置的維特比譯碼器的一般結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖16是圖11中，在低密度記錄的情況下，錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)、波形均衡器的傳輸函數(shù)H(f)以及PR(1，1)方式的傳輸函數(shù)pR11(f)的曲線圖。
圖17是圖11中高密度記錄的情況下，錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)，波形均衡器的傳輸函數(shù)H(f)以及PR(1，1)方式的傳輸函數(shù)PR11(f)的曲線圖。
下面，按照


本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1是按照本發(fā)明的光磁錄放裝置的實(shí)施例1的整體結(jié)構(gòu)的方框圖。
本例的編碼調(diào)制器11由(1，7)RLL編碼器和NRZI調(diào)制器構(gòu)成。(1，7)RLL編碼器的行程最小值參數(shù)d＝1，最大值參數(shù)k＝7，該編碼器用來(lái)對(duì)輸入數(shù)據(jù)比特序列(數(shù)字信息序列){Ai}進(jìn)行編碼；NRZI調(diào)制器進(jìn)一步把(1，7)RLL編碼序列變換成NRZI代碼。(1，7)RLL編碼規(guī)則的K限定(＝7)的優(yōu)點(diǎn)是可以抑制碼間干擾。由編碼調(diào)制器11輸出的編碼序列{ai]作為記錄單元波形序列用錄放系統(tǒng)(光磁驅(qū)動(dòng)器)3的半導(dǎo)體激光器等的熱效應(yīng)被記錄在光磁記錄載體的磁性薄膜上。在信息重放處理中，作為信號(hào)檢測(cè)系統(tǒng)的后述的波形均衡器14對(duì)由錄放系統(tǒng)的光學(xué)傳感頭讀出的重放單元波形e(t)進(jìn)行波形均衡。本例的波形均衡器14也由串聯(lián)延遲級(jí)(SR)、(2L＋1)個(gè)加權(quán)電路(乘法器)4b和加法器4C構(gòu)成。如圖12所示，串聯(lián)延遲級(jí)(SR)把2L段使用橫向?yàn)V波器具有分支的一定時(shí)間間隔(延遲時(shí)間)T的延遲電路4a串聯(lián)而成；加權(quán)電路4b用來(lái)把加權(quán)系數(shù)Cj(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)賦予來(lái)自信號(hào)識(shí)別點(diǎn)的各分支的輸出信號(hào)。另外，延遲電路4a的延遲時(shí)間T不必與編碼符號(hào)序列的數(shù)據(jù)組寬度Tb相同，為減低波形均衡的均衡誤差，可以使用T＝Tb/m的延遲電路4a。
本例的波形均衡器14為使其自身所包含的錄放系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)局部響應(yīng)PR(1，2，2，1)特性而設(shè)定有均衡器14的加權(quán)系數(shù)Cj。在PR(1，2，2，1)中，因?yàn)镃0＝1，C1＝2，C2＝2，C3＝1，根據(jù)(4)式，在錄放系統(tǒng)3上加以脈沖時(shí)的波形均衡器4的輸出波形(脈沖應(yīng)答波形)即h(t)由下式給出h(t)＝r(t/Tb)＋2r(t/Tb－1)＋2r(t/Tb－2_＋r(t/Tb－3)……(9)在此，因?yàn)樵O(shè)T＝Tb，應(yīng)答波形的識(shí)別點(diǎn)是每個(gè)Tb，如圖2所示，脈沖應(yīng)答波形的幅值按0→1→2→1→0推移，所以對(duì)此予以識(shí)別，就能檢測(cè)出脈沖輸出。當(dāng)用延遲運(yùn)算因子D＝exp(-jωTb)時(shí)，PR(1，2，2，1)可以用數(shù)字形式表示為G(D)＝(1＋2D＋2D2＋D3)，其中ω＝2πf。若時(shí)刻K時(shí)的輸入為ak，那么其輸出可以表示為(ak＋2ak－1＋2ak－2＋ak－3)，在ak＝ak－1＝ak－2＝ak－3＝1時(shí)，輸出為6，所以波形均衡器14的輸出信，號(hào)有7個(gè)值(0，1，2，3，4，5，6)。因此，PR(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)PR1221(f)是|G(f)|＝|2cos(πfT){1＋2cos(2πfT}1/2}|
在這里，截止頻率f1221＝1/3Tb。
然后，在低通濾波器(LPF)15除去在重放過(guò)程和均衡過(guò)程中疊加起來(lái)的白噪聲，因?yàn)閭鬏敽瘮?shù)PR1221(f)的截止頻率是f1221＝1/3Tb，所以1比特的延遲時(shí)間(數(shù)據(jù)組的寬度)設(shè)為T(mén)b時(shí)，濾波器15的截止頻率的范圍是1/3Tb～1/6Tb，1/4Tb～1/6Tb為好。然后，在后面的A/D變換器16中，在數(shù)據(jù)組寬度的時(shí)間離散點(diǎn)取樣的同時(shí)，進(jìn)行取樣值的量化。
此后，經(jīng)A/D變換器16量化過(guò)的重放數(shù)字信號(hào)在維特比譯碼器17用維特比算法進(jìn)行最大似然譯碼方法。本例中，對(duì)于(1，7)RLL編碼、NRZI編碼和PR(1，2，2，1)方式的組合采用了與其相適合的維特比譯碼方法。在這里，當(dāng)把錄放系統(tǒng)3和波形均衡器4用作有限狀態(tài)機(jī)器(約束長(zhǎng)度為4的格線編碼器)時(shí)，圖3表示了它的內(nèi)部狀態(tài)的狀態(tài)推移圖。輸入信息序列是編碼調(diào)制器的輸出at(＝0，1)，輸出編碼序列是波形均衡器4的輸出xt。波形均衡器14的輸出xt的電平是0，1，2，3，4，5或6。因?yàn)榘?個(gè)延遲元件T，所以?xún)?nèi)部狀態(tài)最大有23＝8種，但受(1，7)RLL的d＝1的限制，實(shí)際的內(nèi)部狀態(tài)只有6種。當(dāng)用(ut－1，ut－2，ut－3)表示內(nèi)部狀態(tài)時(shí)，存在狀態(tài)S0＝(0，0，0)，S1＝(1，0，0)，S2＝(1，1，0)，S3＝(1，1，1)，S4＝(0，1，1)，S5＝(0，0，1)6種，而狀態(tài)(1，0，1)和狀態(tài)(0，1，0)不存在。
因此，在狀態(tài)S0的情況下，輸入為0時(shí)，狀態(tài)S1為原樣，其輸出為0，且把輸入/輸出＝at/xt表示作0/0。輸入為1時(shí)，推移到狀態(tài)S1，其輸出為1。在狀態(tài)S1的情況下，下一個(gè)輸入也為1，推至狀態(tài)S2，其輸出為3。在狀態(tài)S2，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S3，其輸出為5，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S4，其輸出為4。在狀態(tài)S3，輸入1時(shí)，保持狀態(tài)S3原樣，其輸出為6，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S4，其輸出為5。在狀態(tài)S4，下一個(gè)輸入也為0，推至狀態(tài)S5，其輸出為3。在狀態(tài)S5，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S0，其輸出是1，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S1，其輸出是2。
圖4是基于圖3的狀態(tài)推移圖的時(shí)間的內(nèi)部狀態(tài)的變化過(guò)程的格線圖。圖4的有向虛線表示由輸入0的推移，有向?qū)嵕€表示由輸入1的推移，有向線上注以輸入/輸出＝at/xt。對(duì)應(yīng)于具有這種格線圖的卷積編碼系統(tǒng)的維特比算法也與前述方法一樣，首先在各時(shí)間點(diǎn)(t－3～t＋3)計(jì)算匯合于狀態(tài)的多個(gè)分支的量度，保全其中具有最小分支量度值的路徑，并找出路徑，從終了狀態(tài)向前回溯保全路徑，溯尋到唯一的初始狀態(tài)，從而決定出最大似然路徑。而且，該維特比譯碼器17也具有與圖15所示結(jié)構(gòu)相同的構(gòu)成。
另一方面，為了提高糾錯(cuò)率把也包含有現(xiàn)有輸入dt＝ut的內(nèi)部狀態(tài)用狀態(tài)(ut，ut－1，ut－2，ut－3)來(lái)表示時(shí)，可以看作為約束長(zhǎng)度為5的卷積編碼器(格線編碼器)。其編碼系統(tǒng)的內(nèi)部狀態(tài)是最大24＝16種，但是受(1，7)RLL的d＝1的限制，實(shí)際的內(nèi)部狀態(tài)數(shù)是(S0～S9)10種。與圖3的情況相比，內(nèi)部狀態(tài)增加了4個(gè)，就加長(zhǎng)了最小自由距離(從格線圖上初始狀態(tài)開(kāi)始，經(jīng)其他狀態(tài)再回到初始狀態(tài)的路徑的漢明加權(quán)的最小值)，從而加強(qiáng)了代碼的相關(guān)性，提高了糾錯(cuò)率。
圖5是表示這樣擴(kuò)展了的內(nèi)部狀態(tài)的時(shí)間變化過(guò)程的格線圖，在這個(gè)狀態(tài)推移圖中，在狀態(tài)S0，輸入代碼0時(shí)，保持狀態(tài)S0原狀，均衡器輸出為0，在狀態(tài)S0，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S1，輸出是1；在狀態(tài)S1，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S2，輸出是3；在狀態(tài)S2，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S8，輸出是4；在狀態(tài)S2，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S3，輸出是5；在狀態(tài)S3，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S5，輸出是5；在狀態(tài)S3，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S4，輸出是6；在狀態(tài)S4，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S5，輸出是5；在狀態(tài)S4，輸入1時(shí)，保持狀態(tài)S4原狀，輸出是6；在狀態(tài)S5，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S6，輸出是3；在狀態(tài)S6，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S7，輸出是1；在狀態(tài)S6，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S9，輸出是2；在狀態(tài)S7，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S0，輸出是0；在狀態(tài)S7，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S1，輸出是1；在狀態(tài)S8，輸入0時(shí)，推至狀態(tài)S6，輸出是3；在狀態(tài)S9，輸入1時(shí)，推至狀態(tài)S2，輸出是3；因?yàn)樘幱趫D1最末級(jí)的解調(diào)器18對(duì)維特比譯碼17所得到的糾錯(cuò)碼{ai}進(jìn)行解調(diào)，再返回信息序列{Ai}，所以相當(dāng)于(1，7)RLL編碼和NRZI編碼的逆變換。而且在解調(diào)器18中包有具備波形均衡器14的逆?zhèn)鬏斕匦缘暮缶幋a器電路。
圖6是表示本例的PR(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)PR1221(f)的曲線圖。取為fb＝fT的歸一化頻率。如前所述，傳輸函PR1221(f)是|2cos(πfb){1＋2cos(2πfb}1/2}|，其截止頻率是fb1221＝1/3Tb≈0.33。另一方面，PR(1，1)的傳輸函數(shù)PR11(f)是|2cos(πfb)|，其截止頻率是fb11＝1/2＝0.5。因此，既使由密度記錄產(chǎn)生波形間干擾，使錄放系統(tǒng)3的傳輸函數(shù)H(f)的頻率特性的截止頻率fbH變得比PR11(f)的截止頻率相對(duì)更低，直到fbH達(dá)到fb1221以下，依然存在滿足下式的波形均衡器14的傳輸函數(shù)E(f)。
H(f)·E(f)＝PR1221(f)……(10)因此，波形均衡的保證可以實(shí)現(xiàn)比原來(lái)更進(jìn)一步的高密度記錄。在圖6中，PR1221(f)比傳輸函數(shù)PR11(f)更加接近于錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)，所以，波形均衡器14的傳輸函數(shù)E(f)可以比原來(lái)的PR(1，1)的傳輸函數(shù)更低，可以更接近于1。從而可以抑制噪聲的高頻區(qū)增強(qiáng)，而減小了比特誤差。
圖7表示的是重放(1，7)RLL的NRZI代碼時(shí)的波形均衡器14的均衡波表的理想的眼圖，眾所周知，這是單元波形序列的單位間隔(數(shù)據(jù)組寬度)Tb的2個(gè)相鄰數(shù)據(jù)且能產(chǎn)生的全部波形的組合重疊起來(lái)得到的圖形，例如在t/Tb＝1的時(shí)間點(diǎn)所示的那樣，在7個(gè)值(0，1，2，3，4，5，6)的離散點(diǎn)上，曲線群匯集交叉在一起，離散點(diǎn)之間沒(méi)有曲線群通也因此，區(qū)域變得很寬，在各整數(shù)值之間設(shè)置具有閾值的閾值因子就能使信號(hào)識(shí)別更加容易。
圖8表示的是均衡誤差對(duì)于均衡器分支數(shù)的依存性曲線。原來(lái)的PR(1，1)方式中均衡誤差(理想PR(1，1)波形和現(xiàn)實(shí)的波形均衡器的輸出波形的最小二乘法誤差)值很高，這是因?yàn)閺膱D6的傳輸函數(shù)的曲線形狀的比較看出，PR(1，1)方式的傳輸函數(shù)偏離錄放系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(f)更大，使波形均衡更難。波形均衡器的分支(識(shí)別點(diǎn))數(shù)為5時(shí)，均衡誤差約為0.13，增大分支數(shù)而構(gòu)成波形均衡器時(shí)，當(dāng)然均衡誤差會(huì)減小，但，既使分支數(shù)為21時(shí)，均衡誤差還高達(dá)0.03。分支數(shù)的增大意味著增加延遲電路4a的數(shù)量，所以會(huì)導(dǎo)致均衡器自身結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，并導(dǎo)致噪聲疊加的問(wèn)題，還會(huì)誘發(fā)比特誤差。與此相對(duì)應(yīng)，用本發(fā)明的PR(1，2，2，1)的方式，在分支(識(shí)別點(diǎn))數(shù)為5時(shí)，均衡誤差已經(jīng)在0.02以下，雖然分支數(shù)很少，但均衡誤差極小，所以，能充分抑制碼間干擾，能實(shí)現(xiàn)更高的高密度記錄的同時(shí)，可以簡(jiǎn)化波形均衡器14自身的結(jié)構(gòu)，在波形均衡器中也能減輕噪聲疊加。
圖9所示的曲線表示本實(shí)施例中使用最大長(zhǎng)周期系列(M系列)的0，1數(shù)據(jù)作為記錄數(shù)據(jù)，按0.25μm/比特～0.35μm/bit的記錄密度在光記錄載體上進(jìn)行記錄，其重放信號(hào)的信噪比(S/N)和其重放信號(hào)的解調(diào)后的數(shù)據(jù)的比特誤差率(BER)的關(guān)系。比特誤差率按如下順序下降PR(1，1)→PR(1，2，1)→PR(1，3，3，1)≈PR(1，4，6，4，1)→PR(1，2，2，1)?？梢杂蛇@些點(diǎn)類(lèi)推，有關(guān)PR方式的加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}，序列增字的上升順序和下降順序列最好是同一中高分布序列(C0＝Cn，C1＝Cn－1，C2＝Cn－2，…)，至少系數(shù)C0，C1，C2≠0。必要的情況下，加權(quán)系數(shù)不限于整數(shù)，只要是實(shí)數(shù)就可以。
特別是PR(1，2，2，1)的情況與PR(1，1)的情況相比可以看到數(shù)dB以上的明顯的改善。在圖9中表示了幾種中間的改良局部響應(yīng)。由該圖可以理解，還可以采用PR(1，3，3，1)、PR(1，4，6，4，1)方式。可以推斷加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列的正實(shí)數(shù)的中高序列是良好的。但是，由于與PR(1，3，3，1)為9個(gè)值相比，PR(1，4，6，4，1)是17值，所以在增大延遲單元數(shù)及增大A/D變換器結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性的同時(shí)有必要補(bǔ)償由于噪聲的增大引起的信噪比的下降。因此，與PR(1，4，6，4，1)方式相比，更希望采用R(1，3，3，1)方式。所以，通常在加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列的正實(shí)數(shù)的中高序列中，4元要素(C0，C1，C2(＝C1)，C3(＝C0))是良好的。順便要提及的是，PR(1，4，4，1)，PR(2，3，3，2)中是11值；PR(1，5，5，1)中是13值；PR(1，6，6，1)，PR(2，5，5，2)，PR(3，4，4，3)中是15值；PR(1，7，7，1)，PR(3，5，5，3)中是17值。且在必要的情況下，加權(quán)系數(shù)不限于整數(shù)，只要是實(shí)數(shù)就行。
在上述的實(shí)施例中，低通濾波器15作為模擬濾波器緊接在波形均衡器14之后，也可以作為數(shù)字濾波器緊接在A/D變換器16之后。
實(shí)施例2圖10是本發(fā)明的光磁錄放裝置的實(shí)施例2的整體結(jié)構(gòu)方框圖。圖10中，與圖1所示部分相同的部分注以同一參考符號(hào)，省略了對(duì)其所作的說(shuō)明。
在本實(shí)施例中，A/D變換器26緊接在錄放系統(tǒng)3之后，A/D變換器26之后設(shè)有數(shù)字型波形均衡器24。15是數(shù)字型低通濾波器，A/D變換器26的取樣頻率也可以是數(shù)據(jù)組寬度Tb，但為了降低均衡誤差，也可以設(shè)置為T(mén)b/m(其中m是自然數(shù))。通常，數(shù)字型波形均衡器24是非巡環(huán)形數(shù)字濾波器(FIR)，構(gòu)成它的多個(gè)延遲電路的延遲時(shí)間是Tb/m。
這樣，用數(shù)字電路構(gòu)成波形均衡器可以用來(lái)提高高密度記錄的密度并能改善糾錯(cuò)率。
如上所述，本發(fā)明的特征在于PR方式的加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)序列，且是把序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列的、至少系數(shù)C0，C1，C2≠0的PR方式與維特比譯碼裝置相組合。因此，能達(dá)到如下效果。
①由于與采用錄放裝置的傳輸函數(shù)H(f)和波形均勻衡裝置自身的傳輸函數(shù)E(f)的乘積的PR方式的傳輸函數(shù)良好一致，所以可以降低均衡誤差，實(shí)現(xiàn)高密度記錄。與原來(lái)的PR(1，1)相比，因?yàn)榧s束長(zhǎng)度變長(zhǎng)，而用維特比譯碼裝置實(shí)現(xiàn)了比特糾錯(cuò)的改善。
②既使在上述的PR方式中，加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}采用為中高分布序列的PR方式，如PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)時(shí)，上述的效果也是顯著的。
③特別在采用PR(1，2，2，1)方式時(shí)，在高密度記錄和比特糾錯(cuò)方面極為優(yōu)越。相對(duì)于PR(1，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率為1/2Tb，因?yàn)镻R(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率是1/3Tb的低值，既使不增大波形均衡裝置的分支數(shù)，也能把均衡誤差抑制為極低的值，碼間干擾的抑制力很高。從這一點(diǎn)來(lái)看，也可以使解調(diào)能力提高。因?yàn)镻R(1，2，2，1)的傳輸函數(shù)的截止頻率是1/3Tb，這就能把低通濾波器的截止頻率設(shè)置在1/2Tb以下，除去噪聲的效果也很顯著。因此，提高了糾錯(cuò)率。另外，與其他延遲運(yùn)算因子D的3次傳輸函數(shù)相比，由于PR(1，2，2，1)方式能按7值檢出代碼，這就能抑制波形均衡器的延遲單元數(shù)的增大以及A/D變換器結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。
④在采用(1，7)RLL編碼規(guī)則、NRZI編碼規(guī)則以及PR(1，2，2，1)方式的情況下，在維特比譯碼裝置中，在把作為輸入的編碼符號(hào)的狀態(tài)也作為內(nèi)部狀態(tài)予以擴(kuò)展，在采用根據(jù)其狀態(tài)推移圖的格線圖的情況下，由于增加內(nèi)部狀態(tài)數(shù)，使最小自由距離加長(zhǎng)，這就增強(qiáng)了代碼的相關(guān)性，從而提高糾錯(cuò)率。
權(quán)利要求
1.一種信息錄放裝置，具有把數(shù)字信息序列進(jìn)RLL編碼后進(jìn)行NRZI編碼的編碼調(diào)制裝置；把編碼符號(hào)序列記錄在信息記錄載體上，并作為單元波形序列從信息記錄載體上用光學(xué)傳感頭重放模擬信號(hào)的錄放裝置；對(duì)來(lái)自上述錄放裝置的單元波形進(jìn)行波形均衡的波形均衡裝置，當(dāng)把上述編碼符號(hào)序列的數(shù)據(jù)組寬度Tb作為延遲時(shí)間的延遲運(yùn)算因子設(shè)為D、加權(quán)系數(shù)分別為C0，C1，…，Cn時(shí)，該波形均衡裝置是具有所規(guī)定延遲時(shí)間的延遲單元的橫向?yàn)V波器，該波形均衡裝置用傳輸函數(shù)把上述編碼符號(hào)的單元波形變成為用傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…＋CnDn)運(yùn)算出的波形；把經(jīng)均衡的波形序列取樣并量化的A/D變換裝置；把數(shù)字輸出與規(guī)定的期待值相對(duì)比，把最大似然路徑作為譯碼符號(hào)序列的維特比譯碼裝置；對(duì)譯碼符號(hào)序列施以RLL編碼和NRZI編碼的逆變換，并對(duì)譯碼數(shù)字信息序列解調(diào)的解調(diào)裝置；以及在上述波形均衡裝置和上述A/D變換裝置的后級(jí)從其輸出中除去高頻噪聲的低通濾波器；所述信息錄放裝置的特征在于所述的加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)值序列；且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權(quán)系數(shù)C0，C1，C2≠0。
2.一種信息錄放裝置，具有把數(shù)字信息序列進(jìn)行RLL編碼后進(jìn)行NRZI編碼的編碼調(diào)制裝置；把其編碼符號(hào)序列記錄在信息記錄載體上，并作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學(xué)傳感頭重放模擬信號(hào)的錄放裝置；把其重放單元波形序列按上述編碼符號(hào)序列的數(shù)據(jù)組寬度Tb/m(m是自然數(shù))的取樣周期取樣，并量化的A/D變換裝置；把來(lái)自上述A/D變換裝置的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行波形均衡的波形均衡裝置，該波形均衡裝置是具有規(guī)定延遲時(shí)間的延遲單元的橫向?yàn)V波器，當(dāng)把數(shù)據(jù)組寬度Tb作為延遲時(shí)間的延遲單元設(shè)為D，把加權(quán)系數(shù)分別設(shè)為C0，C1，…，Cn時(shí)，該波形均衡裝置把上述編碼符號(hào)的單元波形變成為對(duì)來(lái)自上述A/D變換裝置的數(shù)字信號(hào)用傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋……＋CnDn)運(yùn)算所得到的波形；從波形均衡過(guò)的信號(hào)中除去高頻噪聲的低通濾波器；以及把濾波器輸出與規(guī)定的期待值對(duì)比，并把最大似然路徑作為譯碼信號(hào)序列的維特比譯碼裝置；所述信息錄放裝置的特征在于上述加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是實(shí)數(shù)值序列，并且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權(quán)系數(shù)C0，C1，C2≠0。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的信息錄放裝置，其特征在于所述加權(quán)系數(shù)的數(shù)值序列{C0，C1，…，Cn}是正實(shí)數(shù)的中高分布序列。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的信息錄放裝置，其特征在于所述傳輸函數(shù)G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)是從PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)構(gòu)成的組中選出的傳輸函數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的信息錄放裝置，其特征在于前述傳輸函數(shù)G(D)是PR(1，2，2，1)＝(1＋2D＋2D2＋D3)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的信息錄放裝置，其特征在于所述低通濾波器的截止頻率的范圍是1/2Tb～1/6Tb。
7.根據(jù)權(quán)利要求5或6的信息錄放裝置，其特征在于所述的維特比譯碼裝置把所述錄放裝置和所述均衡裝置視作為卷積編碼器，把作為其輸入的所述編碼符號(hào)的狀態(tài)也包含作為內(nèi)部狀態(tài)，從其中抽出(1，7)RLL編碼和NRZI編碼所禁止的狀態(tài)推移，作成為10個(gè)狀態(tài)的內(nèi)部狀態(tài)S0～S9，并用基于其狀態(tài)推移的格線圖來(lái)形成。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的信息錄放裝置，其特征在于所述內(nèi)部狀態(tài)S0～S9的狀態(tài)移圖是在狀態(tài)S0，向所述錄放裝置輸入0時(shí)，保持狀態(tài)S0原狀，前述波形均衡裝置的輸出是0；在狀態(tài)S1，該輸入為1時(shí)，推移至狀態(tài)S1，其輸出是1；在狀態(tài)S1，其輸入為1時(shí)，推移至狀態(tài)S2，其輸出是3；在狀態(tài)S2，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S8，其輸出是4；在狀態(tài)S2，其輸入是1時(shí)，推移至狀態(tài)S3，輸出是5；在狀態(tài)S3，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S5，其輸出是5；在狀態(tài)S3，其輸入是1時(shí)，推移至狀態(tài)S4，其輸出是6；在狀態(tài)S4，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S5，其輸出是5；在狀態(tài)S4，其輸入是1時(shí)，保持狀態(tài)S4原樣，其輸出為6；在狀態(tài)S5，其輸入為0時(shí)，推移至狀態(tài)S6，其輸出是3；在狀態(tài)S6，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S7，其輸出是1；在狀態(tài)S6，其輸入是1時(shí)，推移至狀態(tài)S9，其輸出是2；在狀態(tài)S7，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S0，其輸出是0；在狀態(tài)S7，其輸入是1時(shí)，推移至狀態(tài)S1，其輸出是1；在狀態(tài)S8，其輸入是0時(shí)，推移至狀態(tài)S6，其輸出是3；以及在狀態(tài)S9，其輸入為1時(shí)，推移至狀態(tài)S2，其輸出是3。
全文摘要
本發(fā)明的光磁錄放裝置設(shè)置有對(duì)數(shù)字信息序列{Ai}進(jìn)行(1，7)RLL編碼·NRZI編碼的編碼調(diào)制器11；把編碼序列{ai}記錄在光磁記錄載體上，用光學(xué)傳感頭從記錄載體上把模擬信號(hào)重放為單元波形序列e(t)的錄放系統(tǒng)3；由橫向?yàn)V波器構(gòu)成的波形均衡器14，低通濾波器15；對(duì)均衡波形序列x(t)進(jìn)行取樣量化的A/D變換器16；以及把其輸出{ai}與規(guī)定的期待值對(duì)比，把最大似然路徑作為譯碼序列{Ai}的維特比譯碼器18。
文檔編號(hào)G11B7/0045GK1130792SQ9511997
公開(kāi)日1996年9月11日 申請(qǐng)日期1995年10月14日 優(yōu)先權(quán)日1994年10月14日
發(fā)明者小林道夫, 根橋聰, 下田達(dá)也, 大澤壽, 岡本好弘 申請(qǐng)人:精工愛(ài)普生株式會(huì)社