專(zhuān)利名稱(chēng)：時(shí)間復(fù)用多輸出dc/dc轉(zhuǎn)換器和電壓調(diào)整器的制作方法
時(shí)間復(fù)用多輸出DC/DC轉(zhuǎn)換器和電壓調(diào)整器
背景技術(shù)：
通常需要進(jìn)行電壓調(diào)整以防止對(duì)各種微電子組件供電的電源的變化，尤其是在如
蜂窩電話、筆記本電腦和消費(fèi)產(chǎn)品這類(lèi)電池供電的應(yīng)用中需要進(jìn)行這樣的電壓調(diào)整，各種
微電子組件例如是數(shù)字IC、半導(dǎo)體存儲(chǔ)器、顯示模塊、硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器、RF電路、微處理器、數(shù)字 信號(hào)處理器和模擬IC。 由于產(chǎn)品的電池或DC輸入電壓通常必須被增高(st印-up)至較高的DC電壓或者 被減低(st印-down)至較低的DC電壓，因此，將這些調(diào)整器稱(chēng)為DC到DC轉(zhuǎn)換器。在電池 電壓高于所希望的負(fù)載電壓時(shí)，就使用減低轉(zhuǎn)換器。減低轉(zhuǎn)換器可以包括感應(yīng)式開(kāi)關(guān)調(diào)整 器、電容式電荷泵以及線性調(diào)整器。反之，當(dāng)電池的電壓低于對(duì)其負(fù)載供電所需的電壓時(shí)， 就需要增高轉(zhuǎn)換器，通常稱(chēng)為升壓轉(zhuǎn)換器。增高轉(zhuǎn)換器可以包括感應(yīng)式開(kāi)關(guān)調(diào)整器或者電 容式電荷泵。 在前述的電壓調(diào)整器中，感應(yīng)式開(kāi)關(guān)調(diào)整器可以跨越最寬范圍的電流、輸入電壓 和輸出電壓獲得良好的性能。DC/DC感應(yīng)式開(kāi)關(guān)調(diào)整器的基本原理是基于如下簡(jiǎn)單的假 設(shè)的電感器中的電流不能瞬時(shí)被改變并且電感器將產(chǎn)生反向電壓來(lái)抵制其電流的任何改變。 基于電感器的DC/DC開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的基本原理是將DC電源切換或"切削"為脈沖或 突發(fā)，并且利用包括電感器和電容器的低通濾波器對(duì)這些突發(fā)濾波，以產(chǎn)生功能良好的時(shí) 變電壓，即，將DC變?yōu)锳C。通過(guò)利用一個(gè)或多個(gè)晶體管以高頻率切換以重復(fù)地磁化和去磁 化電感器，則可以將電感器用來(lái)增高或減低轉(zhuǎn)換器的輸入，以產(chǎn)生與其輸入不同的輸出電 壓。在利用磁性使AC電壓變高或變低之后，然后輸出被整流回DC，并且被濾波以移除任何 的紋波(ripple)。 晶體管通常是利用具有低的導(dǎo)通態(tài)電阻的MOSFET來(lái)實(shí)現(xiàn)的，通常稱(chēng)為"功率 M0SFET"。利用來(lái)自轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的反饋來(lái)控制開(kāi)關(guān)條件，即使轉(zhuǎn)換器的輸入電壓或其 輸出電流的急速改變，也可以維持恒定的經(jīng)過(guò)適當(dāng)調(diào)整的輸出電壓。 為了移除因晶體管的開(kāi)關(guān)動(dòng)作生成的任何AC噪聲或紋波，輸出電容器被置于開(kāi) 關(guān)調(diào)整器電路的輸出的兩端。電感器與輸出電容器一起形成了能夠移除晶體管的大部分開(kāi) 關(guān)噪聲以防止噪聲到達(dá)負(fù)載的"低通"濾波器。通常為lMHz或更大的開(kāi)關(guān)頻率必然比濾波 器的"LC"回路的諧振頻率"高"?？缭蕉鄠€(gè)開(kāi)關(guān)周期被平均，被開(kāi)關(guān)的電感器表現(xiàn)得就像具 有緩變平均電流的可編程電流源。 由于平均電感器電流是由被偏置為"導(dǎo)通"或"截止"開(kāi)關(guān)的晶體管來(lái)控制的，因 此，晶體管中的功耗理論上較小，并且可以實(shí)現(xiàn)在百分之八十到九十范圍中的高轉(zhuǎn)換器效 率。具體地，當(dāng)利用"高"柵極偏壓將管理MOSFET偏置為導(dǎo)通狀態(tài)(on-state)的開(kāi)關(guān)時(shí)， 其表現(xiàn)出具有通常為200毫歐或更小的低RDS(。n)電阻的線性I-V漏極特性。例如在0. 5A 時(shí)，這種器件將表現(xiàn)出僅100mV的最大壓降ID *RDS(。n)而不管其高漏極電流如何。在其導(dǎo)通 狀態(tài)的傳導(dǎo)時(shí)間期間其功耗為ID2 RDS(。n)。在給出的示例中，在晶體管的傳導(dǎo)期間功耗為 (0. 5A) 2 (0. 2 Q ) = 50mW。
5
在其截止?fàn)顟B(tài)中，功率MOSFET使其柵極被偏置到其源極，S卩，使得Vw = 0。即使 具有等于轉(zhuǎn)換器的電池輸入電壓Vbatt的所施加漏極電壓V。s，功率MOSFET的漏極電流IDSS 也很小，通常遠(yuǎn)低于一微安培并且通常高于毫微安培。電流I^主要包括結(jié)漏(junction leakage)。 因此，在DC/DC轉(zhuǎn)換器中用作開(kāi)關(guān)的功率MOSFET是高效的，這是因?yàn)樵谄浣刂範(fàn)?況中，其在高電壓時(shí)表現(xiàn)出低電流，并且在其導(dǎo)通狀態(tài)中，其在低壓降時(shí)表現(xiàn)出高電流。除 開(kāi)關(guān)瞬態(tài)之外，功率MOSFET中的ID V。s積保持較小，并且開(kāi)關(guān)中的功耗保持較低。
功率MOSFET不僅用來(lái)通過(guò)切削輸入電源而將AC轉(zhuǎn)換為DC，而且還可以用來(lái)取 代將合成的AC整流回DC所需的整流器二極管。MOSFET作為整流器的操作通常伴隨著將 MOSFET與肖特基二極管并聯(lián)地布置并且只要二極管導(dǎo)電就導(dǎo)通MOSFET， S卩，與二極管的導(dǎo) 電同步。因此，在這種應(yīng)用中，將MOSFET稱(chēng)為同步整流器。 由于將同步整流器MOSFET制作為具有低導(dǎo)通電阻以及比肖特基二極管低的壓降 的大小，因此，傳導(dǎo)電流從二極管被轉(zhuǎn)移到MOSFET溝道并且"整流器"中的整體功耗被減 小。大多數(shù)功率MOSFET包括寄生的源漏極二極管(source-to-drain diode)。在開(kāi)關(guān)整 流器中，這種固有的P-N二極管的取向必須與肖特基二極管具有相同的極性，S卩，陽(yáng)極到 陽(yáng)極、陰極到陰極。由于這種硅P-N二極管和肖特基二極管的并聯(lián)組合僅在同步整流器 MOSFET導(dǎo)通之前的較短間隔內(nèi)承載電流(稱(chēng)為"先通后斷"(break-before-make))，因此， 二極管中的平均功耗較低并且肖特基二極管時(shí)常完全被除去。 假設(shè)與振蕩周期相比晶體管開(kāi)關(guān)事件較快，在電路分析中，開(kāi)關(guān)期間的功耗可以 被認(rèn)為忽略不計(jì)或者替代地被當(dāng)作固定的功耗。于是，整體上，可以通過(guò)考慮傳導(dǎo)損耗和柵 極驅(qū)動(dòng)損耗來(lái)估計(jì)低電壓開(kāi)關(guān)調(diào)整器中的功耗。然而，在數(shù)兆赫的開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，開(kāi)關(guān)波形分 析變得更加重要，并且必須通過(guò)分析相器件的漏極電壓、漏極電流和柵極偏壓驅(qū)動(dòng)與時(shí)間 的關(guān)系來(lái)進(jìn)行考慮。 基于上面的原理，現(xiàn)代的基于電感器的DC/DC開(kāi)關(guān)調(diào)整器是利用很寬范圍的電 路、電感器和轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋪?lái)實(shí)現(xiàn)的。大體上，它們被分為兩種主要類(lèi)型的拓?fù)?，即非隔離轉(zhuǎn) 換器和隔離轉(zhuǎn)換器。 常見(jiàn)的隔離轉(zhuǎn)換器包括反激式和正激式轉(zhuǎn)換器，并且需要變壓器或經(jīng)耦合的電感 器。在更高功率時(shí)，還使用全橋轉(zhuǎn)換器。隔離轉(zhuǎn)換器能夠通過(guò)調(diào)節(jié)變壓器的初級(jí)繞組與次 級(jí)繞組比來(lái)增高或減低其輸入電壓。具有多個(gè)繞組的變壓器可以同時(shí)產(chǎn)生多個(gè)輸出，包括 比輸入高的電壓和比輸入低的電壓。變壓器的缺點(diǎn)是與單繞組電感器相比它們較大并且遭 受不希望的雜散電感。 非隔離電源包括減低降壓轉(zhuǎn)換器、增高升壓轉(zhuǎn)換器以及降壓升壓轉(zhuǎn)換器 (Buck-boost converter)。特別地，降壓和升壓轉(zhuǎn)換器是高效的并且大小較小，尤其是在兆 赫頻率范圍中操作時(shí)，可以使用2.2iiH或更小的電感器。這種拓?fù)湓诿總€(gè)線圈中產(chǎn)生單個(gè) 經(jīng)調(diào)整的輸出電壓，并且需要專(zhuān)用控制環(huán)路和用于每個(gè)輸出的單獨(dú)的P麗控制器，以不斷 地調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間從而調(diào)整電壓。 在便攜式和電池供電的應(yīng)用中，通常采用同步整流來(lái)提高效率。采用同步整流的 減低降壓轉(zhuǎn)換器稱(chēng)為同步降壓調(diào)整器。采用同步整流的增高升壓轉(zhuǎn)換器稱(chēng)為同步升壓調(diào)整 器。
同步升壓轉(zhuǎn)換器操作如圖1所示，現(xiàn)有技術(shù)的同步升壓轉(zhuǎn)換器1包括低位 (low-side)功率M0SFET開(kāi)關(guān)9、與電池相連的電感器2、輸出電容器5以及與整流器二極 管4并聯(lián)的"浮動(dòng)的"同步整流器M0SFET 3。 MOSFET的柵極由先通后斷電路7驅(qū)動(dòng)并且由 P麗控制器6響應(yīng)于來(lái)自出現(xiàn)在濾波電容器5兩端的轉(zhuǎn)換器的輸出的電壓反饋VFB進(jìn)行控 制。需要BBM操作來(lái)防止輸出電容器5短路。 可以是N溝道或P溝道的同步整流器MOSFET 3從其源極和漏極端子永遠(yuǎn)不連接 到任何供電軌(即，既不連到地也不連到Vbatt)的意義上來(lái)說(shuō)，被認(rèn)為是浮動(dòng)的。二極管4 是同步整流器MOSFET 3固有的P-N二極管，而不管同步整流器是P溝道還是N溝道器件。 可以與MOSFET 3并聯(lián)地包括肖特基二極管，然而，所具有的串聯(lián)電感使得不能足夠快地操 作以從正向偏置固有二極管4轉(zhuǎn)移電流。二極管8包括N溝道低位MOSFET 9固有的P_N 結(jié)型二極管，并且在正常的升壓轉(zhuǎn)換器操作下保持被反向偏置。由于二極管8在正常升壓 操作下不導(dǎo)電，因此被示為虛線。 如果將轉(zhuǎn)換器的占空系數(shù)D定義為能量從電池或電源流向DC/DC轉(zhuǎn)換器的時(shí)間， 即低位MOSFET開(kāi)關(guān)9導(dǎo)通并且電感器2被磁化的時(shí)間期間，則升壓轉(zhuǎn)換器的輸出與輸入電 壓之比與1減去其占空比系數(shù)的倒數(shù)成比例，即，<formula>formula see original document page 7</formula>
雖然該等式描述了較寬范圍的轉(zhuǎn)換比，然而，在沒(méi)有極快的器件和電路響應(yīng)時(shí)間 的情況下，升壓轉(zhuǎn)換器不能夠平滑地接近單位(unity)傳送特性。對(duì)于高占空系數(shù)和轉(zhuǎn)換 比，電感器傳導(dǎo)大的尖峰電流并且降低了效率。考慮到這些因素，升壓轉(zhuǎn)換器占空系數(shù)實(shí)際 上被限于5%到75%的范圍內(nèi)。 對(duì)多個(gè)經(jīng)調(diào)整的電壓的需要現(xiàn)在的電子設(shè)備需要大量經(jīng)調(diào)整的電壓來(lái)進(jìn)行操 作。例如，智能電話在單個(gè)手持單元中可能使用二十五個(gè)以上的單獨(dú)的經(jīng)調(diào)整電源供應(yīng)?？?間限制妨礙了均具有單獨(dú)電感器的這么多開(kāi)關(guān)調(diào)整器的使用。 不幸的是，多輸出非隔離轉(zhuǎn)換器需要多個(gè)繞組或抽頭線圈(tapped)電感器。雖然 比隔離轉(zhuǎn)換器和變壓器小，然而，抽頭電感器仍然比單繞組電感器大得多并且在高度上更 高，并且遭受增加的寄生效應(yīng)和輻射噪聲。結(jié)果，在諸如手機(jī)和便攜式消費(fèi)電子之類(lèi)的任何 空間敏感的或便攜式設(shè)備中通常不采用多繞組電感器。 作為折衷的辦法，當(dāng)今的便攜式設(shè)備僅采用與大量線性調(diào)整器相組合的少量開(kāi)關(guān) 調(diào)整器來(lái)產(chǎn)生所需數(shù)目的獨(dú)立供應(yīng)電壓。雖然低壓降(low-drop-out)線性調(diào)整器或LDO 的效率通常比開(kāi)關(guān)調(diào)整器差，然而，由于不需要線圈，因此它們要小得多并且成本更低。結(jié) 果，為了較低成本和較小的大小而損失了效率和電池壽命。 因此，需要能夠從單個(gè)繞組電感器產(chǎn)生多個(gè)輸出并且使成本和大小兩者都最小化 的開(kāi)關(guān)調(diào)整器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的實(shí)施例包括具有多個(gè)輸出的升壓開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器。作為典型的實(shí)現(xiàn)方式，電 感器連接在輸入電源(通常為電池)與節(jié)點(diǎn)l之間。低位開(kāi)關(guān)連接節(jié)點(diǎn)Vx與地。包括兩 個(gè)或更多個(gè)輸出級(jí)。每個(gè)輸出級(jí)包括高位開(kāi)關(guān)和輸出電容器。每個(gè)輸出級(jí)被連接為將電流遞送到各個(gè)負(fù)載。 控制電路被連接為以重復(fù)序列來(lái)驅(qū)動(dòng)低位開(kāi)關(guān)和高位開(kāi)關(guān)。作為典型的實(shí)現(xiàn)方 式，該序列的第一階段將電感器連接在輸入電源與地之間。這使得電感器以磁場(chǎng)的形式存 儲(chǔ)電荷。 在第二階段和后續(xù)階段期間，每個(gè)輸出級(jí)依次被選擇。當(dāng)各級(jí)被選擇時(shí)，其高位開(kāi) 關(guān)被增強(qiáng)。這使得電流從電感器流到包括其輸出電容器和負(fù)載在內(nèi)的所選輸出級(jí)。然后序 列重復(fù)，電感器被再充電。 應(yīng)當(dāng)理解，其它序列也可以是同樣有效的。這意味著例如電感器可以更經(jīng)常地 (例如在各個(gè)輸出級(jí)激活之間)或更少地被充電。還可以靜態(tài)地或動(dòng)態(tài)地使一個(gè)或多個(gè)輸 出級(jí)的激活優(yōu)先級(jí)化。 可以使用各種方法來(lái)調(diào)整升壓開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器。通常，這包括脈寬調(diào)制，其中，輸出級(jí) 的激活持續(xù)時(shí)間是變化的。電感器充電時(shí)間也可是變化的。還可以使用脈沖頻率調(diào)制，其 中，輸出級(jí)激活的速率被調(diào)制以與負(fù)載狀況相匹配。 上述轉(zhuǎn)換器作為升壓轉(zhuǎn)換器操作。由各個(gè)輸出級(jí)產(chǎn)生的電壓超過(guò)供應(yīng)電壓。通 常，每個(gè)輸出級(jí)將產(chǎn)生不同的輸出電壓，因此，轉(zhuǎn)換器作為兩個(gè)或更多個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器系列來(lái) 操作。還可以利用相關(guān)拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)反相轉(zhuǎn)換器。反相轉(zhuǎn)換器的典型實(shí)現(xiàn)方式包括連接在地與 節(jié)點(diǎn)V,之間的電感器。低位開(kāi)關(guān)連接節(jié)點(diǎn)V,與輸入電源(通常為電池)。包括兩個(gè)或更 多個(gè)輸出級(jí)。每個(gè)輸出級(jí)包括高位開(kāi)關(guān)和輸出電容器。每個(gè)輸出級(jí)被連接為將電流遞送到 各個(gè)負(fù)載。 如前所述，控制電路以重復(fù)序列來(lái)對(duì)電感器充電并激活輸出級(jí)。這使得每個(gè)輸出 級(jí)遞送不同的輸出電壓，所有輸出電壓具有與電源電壓相反的極性。實(shí)際上，反相轉(zhuǎn)換器作 為反相器系列進(jìn)行操作，反相器的數(shù)目與輸出級(jí)的數(shù)目相對(duì)應(yīng)。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)的同步升壓轉(zhuǎn)換器的框圖。 圖2是時(shí)間復(fù)用電感器(TMI)雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器的示意圖。 圖3A是示出雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器在電感器被磁化的階段期間的操作的示意圖。 圖3B是示出圖3A的雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器在電荷被傳送到V。UT1 (C)的階段 期間的操作的示意圖。 圖3C是示出圖3A的雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器在電荷被傳送到V。UT2(C)的階段 期間的操作的示意圖。 圖4是示出雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器的算法的流程圖。 圖5A是示出雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)波形的曲線圖。 圖5B是示出強(qiáng)調(diào)了雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器的先通后斷行為的開(kāi)關(guān)波形的曲線圖。 圖6示出了使用具有基體(body)偏壓生成器的P溝道MOSFET以消除固有的源漏 極二極管的雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)方式。 圖7A示出了使用具有基體偏壓生成器的N溝道M0SFET的雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)方式。 圖7B示出了使用基體接地(grounded body)的N溝道M0SFET的雙輸出TMI同步 升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)方式。 圖8示出了雙輸出TMI升壓和同步升壓轉(zhuǎn)換器。 圖9A示出了三輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器。 圖9B是用于操作圖9A的升壓轉(zhuǎn)換器的第一算法的流程圖。 圖9C是用于操作圖9A的升壓轉(zhuǎn)換器的第二算法的流程圖。 圖9D是用于操作圖9A的升壓轉(zhuǎn)換器的第三算法的流程圖。 圖9E是用于操作圖9A的升壓轉(zhuǎn)換器的第四算法的流程圖。 圖10示出了雙輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器。 圖11示出了數(shù)位控制三輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器。 圖12示出了經(jīng)改進(jìn)的數(shù)位控制三輸出TMI同步升壓轉(zhuǎn)換器。
具體實(shí)施例方式
如前所述，傳統(tǒng)的非隔離開(kāi)關(guān)調(diào)整器需要一個(gè)單繞組電感器以及用于每個(gè)經(jīng)調(diào)整 的輸出電壓的相對(duì)應(yīng)的專(zhuān)用P麗控制器。相反，本公開(kāi)描述了能夠從一個(gè)單繞組電感器產(chǎn) 生多個(gè)經(jīng)獨(dú)立調(diào)整的輸出的創(chuàng)新性升壓轉(zhuǎn)換器。 圖2示出了兩輸出的形式，時(shí)間復(fù)用電感器升壓轉(zhuǎn)換器10包括低位N溝道MOSFET 11、電感器12、具有固有的源漏極二極管15的浮動(dòng)同步整流器14、無(wú)源漏極二極管的浮動(dòng) 同步整流器13、分別對(duì)輸出V。UT1和V。UT2濾波并驅(qū)動(dòng)負(fù)載20和19的輸出濾波電容器17和 16。調(diào)整器操作由驅(qū)動(dòng)先通后斷緩沖器21(也稱(chēng)為縮寫(xiě)B(tài)BM)的P麗控制器22控制，先通 后斷緩沖器21進(jìn)而控制M0SFET 11、13和14的導(dǎo)通時(shí)間。P麗控制器22可以以固定頻率 或可變頻率進(jìn)行操作。通過(guò)來(lái)自V,和V,輸出的反饋、利用相對(duì)應(yīng)的反饋信號(hào)V皿和V， 來(lái)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)調(diào)整?？梢园凑招枰ㄟ^(guò)電阻分壓器(未示出)來(lái)縮放反饋電壓。低位M0SFET ll包括用虛線示出的固有的P-N二極管18，其在正常操作時(shí)保持被反向偏置并且不導(dǎo)電。
具有時(shí)間復(fù)用電感器的升壓轉(zhuǎn)換器的操作原理是有順序的，磁化電感器，然后在 再次磁化電感器之前逐個(gè)地將能量傳送到每個(gè)輸出。圖4的流程40針對(duì)具有經(jīng)獨(dú)立調(diào)整 的輸出V。UT1和V。UT2的雙輸出轉(zhuǎn)換器圖示出了這種算法。 作為示例實(shí)現(xiàn)方式，雙輸出轉(zhuǎn)換器10包括如圖3A-3C所示在電池輸入V^t、第一 電壓輸出V。m和第二電壓輸出V。UT2間的時(shí)間復(fù)用電感器12。在圖3A的電路30中，通過(guò)導(dǎo) 通低位N溝道M0SFET 11而使電感器12磁化，在此時(shí)間期間
Vx = VDS(。n) = IL RDSN(on) 其中，IJt)是取決于時(shí)間的電感器電流，并且RDSN(。n)是低位N溝道M0SFET 11的 導(dǎo)通態(tài)電阻，通常在數(shù)十到數(shù)百毫歐的范圍。 圖5A圖示出了與調(diào)整器10的操作相對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)波形，包括l電壓曲線圖50、電 感器電流曲線圖51、輸出電壓曲線圖52和M0SFET電流曲線圖53。如圖所示，(t,t》到T 之間的間隔tmag對(duì)應(yīng)于對(duì)電感器12的磁化。該磁化階段還被圖示為時(shí)刻t。之前的間隔中 的初始狀況。持續(xù)時(shí)間^的t。與^之間的間隔對(duì)應(yīng)于將能量從電感器傳送到V。皿。類(lèi)似 地，持續(xù)時(shí)間t2的^與(t一t》之間的間隔對(duì)應(yīng)于將能量從電感器傳送到V。UT2。
如曲線圖50所示，當(dāng)L斜線上升時(shí)，Vx維持非常接近于地的電位57，并且二極管 15保持反向偏置并且不導(dǎo)電。電感器電流IJt)在時(shí)刻t?；驎r(shí)刻(t,t2)時(shí)的這種操作的 第一狀態(tài)的結(jié)束處分別達(dá)到其峰值60A或60B。這種持續(xù)時(shí)間間隔tmag在此被稱(chēng)為轉(zhuǎn)換器 的磁化階段，其是需要被遞送到負(fù)載的所有能量必須被存儲(chǔ)在電感器中的間隔。在此間隔 期間，截止的MOSFET 13和14將轉(zhuǎn)換器的輸出從電感器12斷開(kāi)連接，在此時(shí)間期間，電容 器17和16必須對(duì)負(fù)載20和19供電，如曲線圖52的輸出電壓中的衰減所證實(shí)的。
轉(zhuǎn)變到下一階段包括在導(dǎo)通任一同步整流器MOSFET之前使MOSFET 11截止。需 要稱(chēng)為先通后斷或BBM間隔的、其間所有三個(gè)MOSFET均截止的這種短暫間隔來(lái)確保在開(kāi)關(guān) 轉(zhuǎn)變期間輸出電容器16或17不會(huì)不慎被短路。因此，BBM操作避免了稱(chēng)為"貫通電流"的 不希望的電流尖峰，這種電流尖峰會(huì)降低效率、增加噪聲并且可能導(dǎo)致器件損壞。
先通后斷間隔t皿通常取決于諸如升壓轉(zhuǎn)換器10中的BBM柵極驅(qū)動(dòng)緩沖器21之 類(lèi)的BBM電路的設(shè)計(jì)而在數(shù)納秒至數(shù)百納秒的范圍內(nèi)。雖然BBM操作僅在轉(zhuǎn)變期間發(fā)生， 然而，其并不被認(rèn)為是轉(zhuǎn)換器"狀態(tài)"。因此，短的BBM間隔確保電路和雜散電容將減弱Vx 節(jié)點(diǎn)上的快速轉(zhuǎn)變，防止不希望的電壓尖峰。如圖5B所示，VJ皮形的特寫(xiě)70揭示了 取決 于電容，Vx電壓可能表現(xiàn)出由曲線71所示的小的瞬間增長(zhǎng)，或者跳躍至受前向偏置的二極 管15限制的較高電壓72。 在由圖3B的電路31所示的第二階段的操作中的先通后斷間隔之后，Vx處的電壓 響應(yīng)于MOSFET ll中電流的中斷而上升。在該轉(zhuǎn)變之后，同步整流器之一，在此示例中為 MOSFET 13被導(dǎo)通，以將電感器電流^引導(dǎo)至輸出V。肌、濾波電容器17和負(fù)載20。如曲線 圖50所示，在時(shí)刻t。和T，VX電壓過(guò)沖然后固定到基本上等于V。UT1的值上。與該事件同步 地，如曲線圖53所示電感器12中的電流從MOSFET 11被重新導(dǎo)向MOSFET 13，并且在其峰 值60A處的^此后開(kāi)始衰減。 在持續(xù)時(shí)間^之后，即在將電容器17充電到通過(guò)來(lái)自V。UT1的反饋控制確定的指定 電壓63所需的時(shí)間之后，轉(zhuǎn)換器表現(xiàn)出另一短的先通后斷間隔，在此間隔期間，取決于電 容，V,電壓跳躍至由圖5B中的瞬態(tài)73所示的較高電壓，其中，通過(guò)瞬間前向偏置二極管15 而使Vx電壓被鉗位到其最大值。如曲線圖53所示，電感電流L = L從同步整流器MOSFET 13被重新導(dǎo)向MOSFET 14以開(kāi)始對(duì)V。UT2的電容器16充電，由此I: — 12。在此瞬間，V。肌達(dá) 到其峰值電壓63并且此后開(kāi)始衰減，而V。UT2達(dá)到其最小電壓61并且此后開(kāi)始充電。
在持續(xù)時(shí)間^之后，即在時(shí)刻t = (t一t》，電容器16達(dá)到其峰值目標(biāo)電壓62。同 樣，作為在持續(xù)時(shí)間間隔(t,t2)中對(duì)兩個(gè)電容器16和17充電而不進(jìn)行刷新的結(jié)果，電感 器12中的電流L達(dá)到其最小電流61。然后所有MOSFET截止，并且如圖5B所示，Vx電壓瞬 間增加至(V。m+Vf)，其中，Vf是二極管15兩端的前向偏置電壓。此后，低位N溝道MOSFET 11導(dǎo)通，電感器11隨著其電流斜線上升而被磁化，并且循環(huán)再次開(kāi)始。
以這種方式，兩個(gè)輸出被調(diào)整為兩個(gè)不同的電壓V。UT1和V。UT2，它們都是從單個(gè)電感 器供電的。由于AQ = C* AV，因此，在其充電循環(huán)期間每個(gè)輸出電容器上被刷新的電荷由 下式給出 <formula>formula see original document page 10</formula> 以及
<formula>formula see original document page 11</formula>
每個(gè)循環(huán)時(shí)電感器中的總能量必須在磁化循環(huán)期間在閉環(huán)反饋下被補(bǔ)足。
時(shí)間復(fù)用電感器升壓轉(zhuǎn)換器的Vx節(jié)點(diǎn)的最大電壓是由最高輸出電壓V。UT2加上鉗 位二極管兩端的前向偏置電壓Vf來(lái)確定的，即，Vx(max)《(V。UT2+Vf)。所有MOSFET在其截 止?fàn)顟B(tài)中都需要能夠阻斷Vx(max)。 P溝道同步整流雖然用來(lái)磁化TMI升壓轉(zhuǎn)換器的電感器的低位MOSFET通常為N 溝道的，然而，同步整流器MOSFET可以是P溝道。 如圖6的電路80所示，最高電壓輸出可以利用源與基體短接的傳統(tǒng)P溝道M0SFET 83作為同步整流器。同步整流器MOSFET 83必須被導(dǎo)向，以使得其源漏極二極管84具有如 下取向陽(yáng)極連接到電感器82和MOSFET 81的漏極，即連接到Vx節(jié)點(diǎn)，并且陰極連接到輸 出V。UT2和電容器85。由于在對(duì)電容器85充電時(shí)Vx僅超過(guò)V。UT2，因此，在其它操作條件下， 二極管84保持被反向偏置。就此而言，由于V。UT1 > Vx，因此，MOSFET 83在其截止?fàn)顟B(tài)中僅 需要單向阻斷。通過(guò)將P溝道83的柵極拉向地來(lái)導(dǎo)通MOSFET并且將其柵極連接到V。UT2來(lái) 關(guān)斷它，從而容易地實(shí)現(xiàn)P溝道83的柵極偏置V『 連接到V。un的同步整流器MOSFET 87的構(gòu)造完全不同。當(dāng)N溝道81導(dǎo)電時(shí)，Vx接 近于地并且V。UT1 > Vx。相反地，當(dāng)P溝道83導(dǎo)電時(shí)，Vx = V。UT2，以使得極性與先前情況相 反Vx > V。UT1。結(jié)果，MOSFET必須在其截止?fàn)顟B(tài)中雙向地阻斷傳導(dǎo)，并且不能包括并聯(lián)的源 漏極二極管。 為了防止二極管導(dǎo)電，P溝道87的基體端子不被短接到其源極或漏極端子，而 是由基體偏壓生成器89來(lái)偏置，基體偏壓生成器89包括具有交叉耦合的柵極的P溝道 MOSFET 90A和90B。具體地，P溝道90A的源極和漏極端子與P_N 二極管88A并聯(lián)地連接 在MOSFET 87的基體和V。UT1之間。P溝道90B的源極和漏極端子與P_N 二極管88B并聯(lián)地 連接在MOSFET 87的基體和Vx之間。MOSFET 90A和90B的柵極與連接到Vx的MOSFET 90A 的柵極以及連接到V。UT1的MOSFET 90B的柵極交叉耦合。P溝道MOSFET 87的N型基體連 接被與MOSFET 90A和90B以及P_N 二極管88A和88B的陰極共享。 BBG電路89的操作通過(guò)分路(shunting)來(lái)避免前向偏置源極到基體和漏極到基 體二極管88A和88B，利用在任何給定時(shí)間僅一個(gè)處于其"導(dǎo)通"狀態(tài)的導(dǎo)電的MOSFET 90A 或90B來(lái)前向偏置二極管88A和88B中的任一個(gè)。例如，當(dāng)Vx > V。UT1時(shí)，二極管88B被前 向偏置，然而由于P溝道90B的交叉耦合的柵極相對(duì)于其源極為負(fù)，因此MOSFET 90B導(dǎo)通， 將MOSFET 87的基體短接到Vx端子，并且由此使得二極管88B短路。由于其陰極具有比其 陽(yáng)極更高的電位，因此P-N 二極管88A被反向偏置并且不傳導(dǎo)電流。類(lèi)似地，P溝道90A的 柵極比其源極具有更高電位，從而使得MOSFET 90A保持截止。 由于BBG電路89關(guān)于源極和漏極對(duì)稱(chēng)，因此，其在相反極性偏置時(shí)進(jìn)行類(lèi)似地操 作。具體地，當(dāng)V。UT1 > Vx時(shí)，二極管88A被前向偏置，然而由于P溝道90A的交叉耦合的柵 極相對(duì)于其源極為負(fù)，因此，M0SFET90A導(dǎo)通，將MOSFET 87的基體短接到V。UT1端子，并且由 此使得二極管88A短路。由于其陰極具有比其陽(yáng)極更高的電位，因此P-N二極管88A被反向 偏置并且不傳導(dǎo)電流。類(lèi)似地，P溝道90B的柵極比其源極具有更高電位，從而使得MOSFET 90B保持截止。
因此，無(wú)論哪個(gè)端子被偏置得電位更高，M0SFET 87固有的P_N 二極管88A和88B保持被反向偏置并且截止。雖然有時(shí)亦稱(chēng)為"基體搶奪器(body snatcher)"的基體偏壓生成器的概念本身不是新穎的，然而其在多輸出轉(zhuǎn)換器80中的作用是至關(guān)重要的，以防止將Vx鉗位到低于V。UT2的電壓。容易將基體偏壓生成器電路89的實(shí)現(xiàn)方式集成到使用公共P型襯底的非隔離CMOS晶片制造中，這是因?yàn)镸OSFET 87的基體區(qū)域包括N型阱，該N型阱自然地與公共P型襯底相隔離。 N溝道同步整流圖6圖示出了采用多個(gè)P溝道同步整流器的TMI升壓轉(zhuǎn)換器；替代地，還可以采用N溝道MOSFET來(lái)執(zhí)行同步整流器功能。圖7A圖示出了 TMI升壓轉(zhuǎn)換器的全N溝道實(shí)現(xiàn)方式100，包括低位N溝道MOSFET 101、電感器102、具有固有的PN源漏極并聯(lián)二極管105的第一N溝道同步整流器MOSFET 104、具有固有的PN源極到基體和漏極到基體二極管106A和106B并且具有基體偏壓生成器電路117的第二N溝道同步整流器MOSFET103，以及輸出濾波電容器115和116。其余組件108至114包括用于執(zhí)行N溝道同步整流器MOSFET 103和104的柵極驅(qū)動(dòng)的電路。 雙輸出時(shí)間復(fù)用升壓轉(zhuǎn)換器100的操作在算法上與先前描述的轉(zhuǎn)換器10和80相同，包括序列導(dǎo)通低位MOSFET 101并且磁化電感器102 ;使MOSFET 101截止并且導(dǎo)通同步整流器103以對(duì)輸出電容器116充電并且將能量遞送到輸出V。肌，使MOSFET 103截止并且導(dǎo)通同步整流器104以對(duì)輸出電容器115充電并且將能量遞送到輸出V。吣，然后，重復(fù)整個(gè)序列。 與使用P溝道同步整流器的轉(zhuǎn)換器80類(lèi)似，僅連接到最高輸出電壓V。UT2的同步整流器MOSFET可以包括允許與同步整流器MOSFET 10協(xié)同導(dǎo)電的固有PN 二極管105。連接到較低輸出電壓的所有其它同步整流器必須沒(méi)有與MOSFET的源漏極端子并聯(lián)的任何前向偏置的二極管。 包括交叉耦合的N溝道MOSFET 107A和107B的BBG電路117實(shí)現(xiàn)了這樣的目的，即，防止二極管106A或106B在前向偏置時(shí)傳導(dǎo)電流。盡管是利用N溝道MOSFET取代P溝道器件實(shí)現(xiàn)的，然而，基體偏壓生成器電路117的操作以與先前描述的BBG電路89類(lèi)似地方式進(jìn)行，即，短接任何前向偏置的二極管，以使得僅反向偏置的二極管出現(xiàn)在MOSFET的源漏極端子兩端，無(wú)不管所施加的極性如何。 例如，當(dāng)1> V。m時(shí)，即，當(dāng)電感器102正將能量傳送到轉(zhuǎn)換器的輸出之一時(shí)，在其柵極上得到的正向柵極偏壓導(dǎo)通了將MOSFET 103的基體連接到V。UT1的BBG MOSFET 107A，并且由此使得前向偏置的二極管106A短路。由于其陰極以VJ扁置并且其陽(yáng)極連接到電位更低的V。UT1端子，因此，另一二極管106B被反向偏置并且不傳導(dǎo)電流。
反之，當(dāng)V。UT1 > Vx時(shí)，例如，當(dāng)電感器102正被磁化時(shí)，107B的柵極上的正柵極偏壓導(dǎo)通了將MOSFET 103的基體連接到Vx的107B，并且于此使得前向偏置的二極管106B短路。由于其陰極以V。UT1偏置并且其陽(yáng)極連接到電位更低的Vx端子，因此，另一二極管106A被反向偏置并且不會(huì)出現(xiàn)不希望的電流傳導(dǎo)。 如圖所示，N溝道MOSFET 103的P型基體與N溝道BBG M0SFET107A和107B的P型基體以及二極管106A和106B的陽(yáng)極共享電連接。結(jié)果，器件103、106和107可以共享公共浮動(dòng)P型區(qū)域或阱。不幸的是，與P溝道BBG實(shí)現(xiàn)方式89不同，N溝道BBG電路117不能被容易地集成，這是因?yàn)榇蠖鄶?shù)的IC制備工藝包括具有接地的P型襯底的非隔離CM0S。
無(wú)隔離，任何P型區(qū)域?qū)⒉豢杀苊獾乇唤拥夭⑶也荒芨?dòng)或者響應(yīng)于變化的條件
而被偏置。這樣，N溝道BBG電路117只能被集成到提供電隔離和"浮動(dòng)"N溝道MOSFET的
IC工藝中，這些工藝往往更復(fù)雜、更昂貴并且不能從商業(yè)晶圓代工廠商獲得。 圖7B圖示出了對(duì)這種困難處境的一種補(bǔ)救方法，其中，電路119中的N溝道
MOSFET 103使其基體連接到地，從而使得二極管106A和106B總是保持被反向偏置，這消除
了對(duì)需要浮動(dòng)N溝道MOSFET和電隔離的BBG電路的需要。使N溝道103的基體接地的問(wèn)
題在于由稱(chēng)為體效應(yīng)的現(xiàn)象引起的不希望的閾值增加，體效應(yīng)的特征為由于反向偏置晶體
管的源極到基體結(jié)而使得MOSFET的閾值增加。該增加大致與結(jié)的反向偏置的平方根成比
例，從而 K F ~ = F 由此等式，如果V。UT1為3V，則同步整流器MOSFET 103的閾值電壓將增加3V的平方根，即Vt,將增加1. 7V，并且由此減小了 MOSFET的有效柵極驅(qū)動(dòng)(Ves-VtN)并且增加了同步整流器功率MOSFET的特定于區(qū)域的導(dǎo)通電阻。在此情況中，N溝道柵極驅(qū)動(dòng)變?yōu)殛P(guān)鍵的考慮因素。 轉(zhuǎn)換器100中的柵極驅(qū)動(dòng)電路包括驅(qū)動(dòng)N溝道同步整流器M0SFET104的自舉電容器110、浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)緩沖器108以及自舉二極管112，以及驅(qū)動(dòng)N溝道同步整流器MOSFET103的自舉電容器111、浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)緩沖器109和自舉二極管113，它們由先通后斷電路BBM 114控制，以防止同步整流器MOSFET 103和104同時(shí)導(dǎo)電。自舉操作包括每當(dāng)V,接近地時(shí)就將自舉電容器IIO和111充電至電壓(V^t-Vf)，然后利用自舉電容器上的電荷來(lái)對(duì)浮動(dòng)?xùn)艠O緩沖器108和109供電。當(dāng)同步整流器M0SFET103導(dǎo)電時(shí)，V, " V。UT1，并且對(duì)緩沖器109供電的電容器111的正極端子上的電位最初具有相對(duì)應(yīng)的電位(V。UT1+Vbatt-Vf)并且在其驅(qū)動(dòng)緩沖器109時(shí)放電。由于它們都參考電位Vx，因此，對(duì)緩沖器109和MOSFET 103
供電的凈電壓為(vbatt-vf)。 類(lèi)似地，當(dāng)同步整流器MOSFET 104導(dǎo)電時(shí)，Vx " V。UT2，并且對(duì)緩沖器108供電的電容器110的正極端子上的電位最初具有相對(duì)應(yīng)的電位(V。UT2+Vbatt-Vf)并且在其驅(qū)動(dòng)緩沖器108時(shí)放電。由于它們都參考電位Vx，因此，對(duì)緩沖器108和MOSFET 104供電的凈電壓為
(vbatt-vf)。 混合同步和異步整流器轉(zhuǎn)換器圖8圖示出了包含具有肖特基二極管124的單個(gè)同步整流器123的簡(jiǎn)化雙輸出TMI升壓轉(zhuǎn)換器120。在轉(zhuǎn)換器120中，P麗控制器131控制MOSFET 121和123的導(dǎo)通時(shí)間并且輸出電壓V。脂和V固。操作包括導(dǎo)通MOSFET 121、磁化電感器122，然后使MOSFET 121截止并且導(dǎo)通同步整流器MOSFET 123以對(duì)電容器127充電。在此轉(zhuǎn)變期間，BBM電路130防止MOSFET 121和123同時(shí)導(dǎo)電。 當(dāng)把電容器127充電到其調(diào)整后的電壓之后，同步整流器M0SFET123截止。此時(shí)，由電感器122施壓Vx的上升到V。UT2之上，并且前向偏置肖特基124，對(duì)電容器126進(jìn)行充電。當(dāng)V。UT2到達(dá)其調(diào)整后的電壓時(shí)，P麗控制器131導(dǎo)通MOSFET 121并且此后該循環(huán)重復(fù)。低位MOSFET 121和同步整流器MOSFET 123形成同步升壓轉(zhuǎn)換器。低位MOSFET和肖特基二極管124形成傳統(tǒng)的非同步升壓轉(zhuǎn)換器。因此，時(shí)間復(fù)用電感器升壓轉(zhuǎn)換器120包括傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器以及電壓調(diào)整器的混合。
13
多通道TMI升壓轉(zhuǎn)換器圖9A圖示出了三輸出TMI升壓轉(zhuǎn)換器140，包括N溝道 MOSFET 141、電感器142、三個(gè)同步整流器146、145和143以及與經(jīng)獨(dú)立調(diào)整后的輸出V。UT3、 V,和V固相對(duì)應(yīng)的電容器147、148和149。對(duì)最高的正輸出電壓V。UT3供電的MOSFET 143 包括并聯(lián)的PN 二極管整流器144。 對(duì)電感器142的時(shí)間復(fù)用交替地進(jìn)行向所有三個(gè)輸出傳送能量和磁化電感器 142。在圖9B的算法150中，四種狀態(tài)是這樣的順序電感器僅當(dāng)能量被傳送到所有三個(gè)輸 出之后被磁化。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，向V。UT2的電 容器148傳送能量，向V。UT3的電容器147傳送能量，并且此后重復(fù)從磁化電感器起的整個(gè)循 環(huán)。 該方法遭受了電感器電流中的最嚴(yán)重紋波，但是以可能的最高速率來(lái)均一地刷新 輸出電容器。作為描述各個(gè)算法的簡(jiǎn)化符號(hào)，這里，將M定義為指代磁化電感器的步驟并且 定義表示在電感器被再次磁化之前被刷新的輸出的具體編號(hào)的數(shù)字。利用這種命名法，則 該算法可以稱(chēng)為M123，即磁化電感器，然后相繼向三個(gè)不同輸出傳送能量，然后重復(fù)。
在圖9C的算法151所示的本發(fā)明另一實(shí)施例中，在向每個(gè)輸出傳送能量之后立 即磁化電感器。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，磁化電感器 142，向V。UT2的電容器148傳送能量，磁化電感器142，向V。UT3的電容器147傳送能量，并且 此后重復(fù)整個(gè)循環(huán)。該方法在電感器電流中表現(xiàn)出最小紋波，但是允許輸出電容器電壓在 被刷新之前下陷較多，從而增加了輸出電壓紋波。作為速記，該算法遵循M1M2M3的模式。
在圖9D所示的算法152中，每當(dāng)?shù)谌齻€(gè)階段時(shí)即在向兩個(gè)輸出傳輸能量之后電感 器被磁化。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，向V。UT2的電容器 148傳送能量，磁化電感器142，向V。UT3的電容器147傳送能量，向V。UT1的電容器149傳送 能量，磁化電感器142，向V。UT2的電容器148傳送能量，向V。UT3的電容器147傳送能量，然后 重復(fù)整個(gè)循環(huán)。這種方法獲得了輸出電壓紋波與電感器輸入電流紋波之間的折衷。該算法 遵循模式M12M31M23。 在許多應(yīng)用中，一個(gè)特定電源需要滿足嚴(yán)格的電壓調(diào)整容限而其它的不需要，這 或許是因?yàn)樗鼈儾恢匾蛟S是因?yàn)樗鼈兒苌俳?jīng)受負(fù)載瞬變(load transient)。圖9E圖示 出了這種"優(yōu)選輸出"算法153，其中，一個(gè)特定的輸出比其它兩個(gè)輸出更頻繁地被刷新。在 這里定義的速記命名法中，該優(yōu)先輸出算法遵循模式M1M2M1M3。 如圖所示，可以將任意數(shù)目的復(fù)用算法用來(lái)實(shí)現(xiàn)多輸出時(shí)間復(fù)用電感器升壓轉(zhuǎn)換 器。例如，替代的優(yōu)選輸出算法可以包括M1M123模式。如果兩個(gè)輸出被優(yōu)選而僅一個(gè)輸出 不重要，則"被忽視輸出"算法可以包括M12M12M3，其中，輸出3被給予僅在1/8的循環(huán)時(shí)間 中進(jìn)行再充電的機(jī)會(huì)。 在給出的所有示例中，算法是由控制器決定的而未考慮負(fù)載。雖然連接到任何給 定輸出的電感器的停留時(shí)間響應(yīng)于反饋而變化，然而，用來(lái)給予刷新其輸出電感器的機(jī)會(huì) 的頻率取決于控制器所執(zhí)行的算法?？刂破髋袛嗪螘r(shí)"詢(xún)問(wèn)"特定輸出是否需要被連接到 電感器并且使其電容器被刷新的這種方法可以被當(dāng)作"輪詢(xún)"("polled")系統(tǒng)，S卩，控制 器輪詢(xún)每個(gè)負(fù)載，并且僅當(dāng)負(fù)載被選擇后才有機(jī)會(huì)刷新其下陷的電容器電壓。越大電容器
的電壓衰減得越慢，然而它們的電壓仍然隨著時(shí)間而衰減。 在使用反饋的另一方法中，P麗控制器可以給予需要刷新的任何輸出以?xún)?yōu)先級(jí)。再次參考圖2中的轉(zhuǎn)換器IO，兩個(gè)輸出V。UT1和V。UT2通過(guò)相對(duì)應(yīng)信號(hào)VFB1和VFB2被反饋回控制 器22。如上所述，MOSFET 13和14的導(dǎo)通時(shí)間^和t2是利用負(fù)反饋來(lái)確定的，以獲得穩(wěn)定 的閉環(huán)控制。 然而，該電壓反饋信息還可以用來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)調(diào)整器的算法。例如，如果使用諸如 給予兩個(gè)輸出平等對(duì)待的M1M2之類(lèi)的時(shí)間復(fù)用算法，并且如果V。皿開(kāi)始失去調(diào)整達(dá)數(shù)個(gè)循 環(huán)，則轉(zhuǎn)換器可以動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)其算法以幫助糾正問(wèn)題。在V。UT1正經(jīng)歷瞬變并且難以維持調(diào) 整的間隔期間，控制器可以切換到諸如M1M12之類(lèi)的"優(yōu)選輸出"算法，以使得輸出l得到
更多關(guān)注。 另一方法是使用反饋信息生成中斷，S卩，檢測(cè)需要優(yōu)先關(guān)注的狀況并且暫停正常 操作直到狀況被補(bǔ)救為止。例如，如果V,將下降到目標(biāo)輸出電壓以下10%，則立即跳至 使同步整流器13導(dǎo)通并且通過(guò)來(lái)自電感器12的電流刷新電容器17的狀況。通過(guò)立即對(duì) 事件作出響應(yīng)并且改變不能預(yù)見(jiàn)或預(yù)測(cè)的狀況，中斷驅(qū)動(dòng)的TMI升壓轉(zhuǎn)換器可以比使用輪 詢(xún)的實(shí)現(xiàn)方式更快地對(duì)動(dòng)態(tài)改變作出響應(yīng)。如果多于一個(gè)的輸出可以同時(shí)生成優(yōu)先中斷， 則必須包括中斷優(yōu)先列表或?qū)哟位壿?，以解決沖突并且確定調(diào)整器應(yīng)當(dāng)如何起作用。
反向多輸出TMI升壓轉(zhuǎn)換器到此為止，這里公開(kāi)的TMI電路拓?fù)淠軌驈膯蝹€(gè)電感 器生成多個(gè)正向輸出電壓。時(shí)間復(fù)用電感器在反向升壓轉(zhuǎn)換器或"反相器"中同樣有效。圖 10的示意圖160圖示出了根據(jù)本發(fā)明作出的雙輸出TMI反相器。與采用低位MOSFET以及 與電池相連接的電感器類(lèi)的升壓轉(zhuǎn)換器不同，反相器將這兩個(gè)組件倒置，即MOSFET 161連 接到正向電池輸入，即在高位上，而電感器162連接到地。示出了P溝道MOSFET 161，這是 因?yàn)镻溝道M0SFET比N溝道M0SFET更易被驅(qū)動(dòng)為高位器件。通過(guò)適當(dāng)?shù)母?dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)電 路，N溝道M0SFET可以取代M0SFET 161，而不用改變TMI反相器160的操作。
每當(dāng)高位MOSFET 161導(dǎo)電時(shí)，電感器電流斜線上升，并且電感器162被磁化 并存儲(chǔ)能量。這里被標(biāo)為Vy的電感器162與高位M0SFET 161的連接具有最大正向電壓 (Vbatt_L *RDSP)，即近似等于Vbatt的電壓。每當(dāng)高位MOSFET 161截止時(shí)，Vy處的電壓立即跳 為負(fù)值。余下的欠阻尼的較大負(fù)電壓Vy將導(dǎo)致MOSFET 161進(jìn)入雪崩擊穿。但是由于二極 管164出現(xiàn)在V,與Vy節(jié)點(diǎn)之間，因此，Vy電壓被限制為最大負(fù)電位(-V,-Vf)，其中，Vf 是PN結(jié)164兩端的前向偏置壓降。 除了二極管164以外，同步整流器MOSFET 163和165將電感器的Vy節(jié)點(diǎn)分別連接 到濾波電容器167和168并且輸出_V。UT2和-V。UT1。這些MOSFET可以是N溝道的或P溝道 的，然而例外地，連接到最大負(fù)輸出_V。UT2的MOSFET 163必須被構(gòu)造為沒(méi)有任何源漏極PN 二極管。對(duì)于N溝道或P溝道，可以利用與先前描述的包括基體偏壓生成器電路的正向TMI 升壓轉(zhuǎn)換器方法相同的技術(shù)來(lái)消除不希望的寄生二極管。替代地，可以使用其基體連接到 電位更高的供電軌(例如Vbatt)或者甚至連接到地的N溝道MOSFET。 雙輸出TMI反相器160的操作需要磁化電感器162、然后在使高位MOSFET 161截 止后，導(dǎo)通同步整流器MOSFET 165并且將168充電到受負(fù)反饋V剛控制的指定電壓。在此 間隔期間，Vy二-V。肌。在時(shí)間^之后，MOSFET 165截止并且第二同步整流器MOSFET 163導(dǎo) 通，以允許電感器電壓Vy跳到甚至更負(fù)的電壓-V,并且對(duì)電容器167充電。當(dāng)電壓到達(dá)由 P麗控制器和反饋信號(hào)VFB1確定的指定電壓時(shí)，同步整流器MOSFET 163截止，高位MOSFET 161導(dǎo)通，并且該循環(huán)自己重復(fù)。
以這種方式，TMI反相器161從單個(gè)電感器產(chǎn)生多個(gè)負(fù)的經(jīng)調(diào)整的輸出電壓。
數(shù)位控制算法的TMI轉(zhuǎn)換器在先前的示例中，復(fù)用算法是根據(jù)硬件實(shí)現(xiàn)方式和 硬連線混合信號(hào)電路來(lái)描述的。TMI升壓轉(zhuǎn)換器的算法還可以利用數(shù)字技術(shù)、可編程狀態(tài) 機(jī)、微處理器或微控制器來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖11圖示出了這種實(shí)現(xiàn)方式200，該實(shí)現(xiàn)方式200包括控 制根據(jù)本發(fā)明作出的三輸出時(shí)間復(fù)用電感器轉(zhuǎn)換器和調(diào)整器的微處理器210。 TMI轉(zhuǎn)換器 的基本元件，即低位N溝道MOSFET 201、同步整流器M0SFET 206、205和203以及濾波電容 器207、208、209從單個(gè)電感器202分別生成經(jīng)調(diào)整的輸出V。UT3、 V。UT2和V。UT1。
MOSFET 201 、203、205和206的柵極控制和定時(shí)由執(zhí)行前面描述的各種復(fù)用算法 的微處理器或數(shù)字控制器210內(nèi)的軟件程序控制。算法決定何時(shí)使各個(gè)MOSFET依次導(dǎo)通 和截止，并且還按需執(zhí)行任何先通后斷定時(shí)。雖然210的Ve^輸出可以直接驅(qū)動(dòng)接地 的N溝道201，然而驅(qū)動(dòng)同步整流器MOSFET 203、205和206的VG3、 VG2和VG1可能需要如柵 極緩沖器215所示的電平移動(dòng)。 為了調(diào)整各個(gè)輸出的電壓并且控制MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間，控制需要來(lái)自其各個(gè)輸 出的電壓反饋V,、 V^和VFB1。為了能夠使用電壓反饋，模擬信號(hào)必須被數(shù)字化，如饋給微 處理器210的模數(shù)轉(zhuǎn)換器211、212和123所示的。實(shí)際上，這些轉(zhuǎn)換器可以包括在微處理 器210內(nèi)部。如圖所示，電壓調(diào)整器200針對(duì)每個(gè)輸出電壓需要一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器。
在圖12的電路240所示的替代實(shí)施例中，單個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器244可以用來(lái)利用 MOSFET 241、242、243監(jiān)視所有的三個(gè)輸出電壓，以按照順序?qū)⒎答佇盘?hào)VFB3、 VFB2、 VFB1 —次 一個(gè)地復(fù)用到控制器245中。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，A/D反饋復(fù)用與連接到每個(gè)輸出 的同步整流器的復(fù)用協(xié)同地發(fā)生。 TMI升壓輸出電壓在所描述的算法中，未假設(shè)哪些輸出電壓高于或低于其它輸 出電壓，也未假設(shè)對(duì)各個(gè)輸出充電的任何優(yōu)選順序。TMI升壓轉(zhuǎn)換器可以被設(shè)計(jì)為首先對(duì)較 低電壓的輸出充電，并且以最高電壓的輸出結(jié)束，或者反之亦然。也可以首先對(duì)最高輸出電 壓充電，接著對(duì)最低輸出電壓充電，并且最后對(duì)中間大小的電壓充電。任何電壓充電順序?qū)?于本TMI升壓轉(zhuǎn)換器來(lái)說(shuō)都是可以的。 —個(gè)重要的約束在于僅連接到最高輸出電壓的同步整流器MOSFET可以具有與其 源極-漏極端子并聯(lián)的PN二極管。例如，使用這里公開(kāi)的接地基體或BBG電路技術(shù)，使得 除最高的正電壓輸出之外的所有其它正電壓輸出都必須沒(méi)有源漏極二極管。
理論上，最高電壓也不需要二極管。然而，如果所有MOSFET在磁化電感器之后的 延長(zhǎng)的持續(xù)時(shí)間中截止，則Vx電壓將毫無(wú)限制地上升直到某個(gè)PN結(jié)擊穿為止。最有可能 發(fā)生在低位N溝道MOSFET中的這種雪崩擊穿將強(qiáng)使MOSFET吸收存儲(chǔ)在電感器中的所有能 量。稱(chēng)為欠阻尼感應(yīng)開(kāi)關(guān)的這種狀況表明了能量和效率的損耗，并且形成了針對(duì)連接到V, 節(jié)點(diǎn)的任何功率MOSFET、尤其是針對(duì)看到最高VDS電位的N溝道低位MOSFET的潛在破壞性 狀況。 如果如在圖1的傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器1中那樣PN二極管出現(xiàn)在同步整流器MOSFET兩 端，則其輸出的最小輸出電壓必須是V^t，這是因?yàn)橹灰獙㈦娔苁┘拥秸{(diào)整器的輸入端子， 二極管前向偏置就將輸出拉至V^t。然而，在所公開(kāi)的TMI升壓轉(zhuǎn)換器中，PN二極管未出 現(xiàn)在其同步整流器兩端的輸出不被局限于僅高于Vbatt的操作。修改用于減低電壓調(diào)整的升 壓轉(zhuǎn)換器的拓?fù)涫穷}為"High-Efficiency Up-Down and Related DC/DCCo読rters，，(與此同時(shí)提交)的共同未決專(zhuān)利的主題，并且通過(guò)引用將該專(zhuān)利包括于此。 本公開(kāi)描述了時(shí)間復(fù)用電感器在正輸出和負(fù)輸出升壓轉(zhuǎn)換器中的應(yīng)用。在
與此同時(shí)提交的題為"Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Co読rtersand Voltage
Regulators"的相關(guān)專(zhuān)利中，描述了能夠從單個(gè)電感器同時(shí)產(chǎn)生正電壓和負(fù)電壓的轉(zhuǎn)換器，
并且通過(guò)引用將此專(zhuān)利結(jié)合于此。
1權(quán)利要求
一種開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，包括電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點(diǎn)Vx之間；低位開(kāi)關(guān)，該低位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與地之間；第一高位開(kāi)關(guān)，該第一高位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與第一負(fù)載之間；以及第二高位開(kāi)關(guān)，該第二高位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與第二負(fù)載之間。
2. 如權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括與所述第一負(fù)載并聯(lián)連接的第一輸出電 容器以及與所述第二負(fù)載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
3. 如權(quán)利要求l所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復(fù)序 列來(lái)驅(qū)動(dòng)所述低位開(kāi)關(guān)、所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān)，所述重復(fù)序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間； 第二階段，其中所述電感器向所述第一負(fù)載提供電流；以及第三階段，其中所述電感器向所述第二負(fù)載提供電流。
4. 如權(quán)利要求3所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
5. 如權(quán)利要求3所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
6. 如權(quán)利要求3所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路被 配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個(gè)階段 的持續(xù)時(shí)間。
7. 如權(quán)利要求3所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路被 配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復(fù)頻率。
8. 如權(quán)利要求l所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為 提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路被 配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而跳過(guò)所述第一階段、第二階段或第三階段。
9. 如權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述低位開(kāi)關(guān)是N溝道MOSFET器件。
10. 如權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān)中 的至少一個(gè)是P溝道M0SFET器件。
11. 如權(quán)利要求10所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
12. 如權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān)中 的至少一個(gè)是N溝道M0SFET器件。
13. 如權(quán)利要求12所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
14. 一種開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，包括電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點(diǎn)V,之間；低位開(kāi)關(guān)，該低位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與地之間；第一高位開(kāi)關(guān)，該第一高位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與第一負(fù)載之間；以及二極管，該二極管連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與第二負(fù)載之間。
15. 如權(quán)利要求14所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括與所述第一負(fù)載并聯(lián)連接的第一輸出 電容器以及與所述第二負(fù)載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
16. 如權(quán)利要求14所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復(fù) 序列來(lái)驅(qū)動(dòng)所述低位開(kāi)關(guān)和所述第一高位開(kāi)關(guān)，所述重復(fù)序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間； 第二階段，其中所述電感器向所述第一負(fù)載提供電流；以及 第三階段，其中所述電感器向所述第二負(fù)載提供電流。
17. 如權(quán)利要求16所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
18. 如權(quán)利要求16所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
19. 如權(quán)利要求16所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個(gè)階 段的持續(xù)時(shí)間。
20. 如權(quán)利要求16所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復(fù)頻率。
21. 如權(quán)利要求16所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而跳過(guò)所述第一階段、第二階段或第三階段。
22. 如權(quán)利要求14所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述低位開(kāi)關(guān)是N溝道M0SFET器件。
23. 如權(quán)利要求14所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一高位開(kāi)關(guān)是P溝道M0SFET器件。
24. 如權(quán)利要求23所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
25. 如權(quán)利要求14所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一高位開(kāi)關(guān)是N溝道M0SFET器件。
26. 如權(quán)利要求25所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
27. —種開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，包括低位開(kāi)關(guān)，該低位開(kāi)關(guān)連接在電源電壓與節(jié)點(diǎn)l之間；電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點(diǎn)V,之間；第一高位開(kāi)關(guān)，該第一高位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)Vx與第一負(fù)載之間；以及第二高位開(kāi)關(guān)，該第二高位開(kāi)關(guān)連接在所述節(jié)點(diǎn)vx與第二負(fù)載之間。
28. 如權(quán)利要求27所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括與所述第一負(fù)載并聯(lián)連接的第一輸出電容器以及與所述第二負(fù)載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
29. 如權(quán)利要求27所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復(fù)序列來(lái)驅(qū)動(dòng)所述低位開(kāi)關(guān)、所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān)，所述重復(fù)序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間；第二階段，其中所述電感器向所述第一負(fù)載提供電流；以及 第三階段，其中所述電感器向所述第二負(fù)載提供電流。
30. 如權(quán)利要求29所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第一階段、 第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
31. 如權(quán)利要求29所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括其中，所述重復(fù)序列具有如下形式第 一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
32. 如權(quán)利要求29所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個(gè)階 段的持續(xù)時(shí)間。
33. 如權(quán)利要求29所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復(fù)頻率。
34. 如權(quán)利要求29所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負(fù)載中的至少一個(gè)負(fù)載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號(hào)，并且其中所述控制電路 被配置為響應(yīng)于所述反饋信號(hào)而跳過(guò)所述第一階段、第二階段或第三階段。
35. 如權(quán)利要求27所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述低位開(kāi)關(guān)是N溝道M0SFET器件。
36. 如權(quán)利要求27所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中，所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān) 中的至少一個(gè)是P溝道M0SFET器件。
37. 如權(quán)利要求36所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
38. 如權(quán)利要求27所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，其中所述第一高位開(kāi)關(guān)和所述第二高位開(kāi)關(guān)中 的至少一個(gè)是N溝道M0SFET器件。
39. 如權(quán)利要求38所述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
全文摘要
一種具有多個(gè)輸出的升壓開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器包括連接在輸入供應(yīng)(通常為電池)與節(jié)點(diǎn)Vx之間的電感器。低位開(kāi)關(guān)連接節(jié)點(diǎn)Vx與地。包括兩個(gè)或更多個(gè)輸出級(jí)。每個(gè)輸出級(jí)包括高位開(kāi)關(guān)和輸出電容器。每個(gè)輸出級(jí)被連接為將電流遞送到各個(gè)負(fù)載?？刂齐娐繁贿B接為按重復(fù)的序列來(lái)驅(qū)動(dòng)低位開(kāi)關(guān)和高位開(kāi)關(guān)。電感器首先被充電并且然后被放電到各個(gè)輸出級(jí)。實(shí)際上，提供了一系列不同的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，每個(gè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器具有不同的輸出電壓。
文檔編號(hào)G05F1/00GK101779173SQ200880102252
公開(kāi)日2010年7月14日 申請(qǐng)日期2008年8月4日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月8日
發(fā)明者理查德·K·威廉姆斯 申請(qǐng)人:先進(jìn)模擬科技公司