專利名稱：一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法，該方法依據(jù)一對(duì)包含諧波的工頻電壓和電流輸入信號(hào)，獲得對(duì)基波無(wú)功功率和各次諧波無(wú)功功率求和的總無(wú)功功率數(shù)據(jù)。本發(fā)明屬電力參數(shù)測(cè)量技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
在電力系統(tǒng)中，無(wú)功功率和無(wú)功電能是十分重要的電量參數(shù)，無(wú)功的大小對(duì)電力系統(tǒng)的傳輸效率、電能質(zhì)量具有非常大的影響，通過(guò)精確地計(jì)算出系統(tǒng)的無(wú)功，就能夠采取相應(yīng)的措施進(jìn)行電網(wǎng)無(wú)功的分配調(diào)度，或者對(duì)無(wú)功負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償，抑制無(wú)功引起的輸電線路損耗和電壓衰落，從而達(dá)到改善電能質(zhì)量的效果。因此，對(duì)無(wú)功的測(cè)量一直是人們研究的重要課題之一。
2002年的一項(xiàng)申請(qǐng)?zhí)枮閆L02116443.6、題目為《一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法》的中國(guó)發(fā)明專利介紹了一種無(wú)功功率的測(cè)量方法，其原理框圖如圖1所示。該方法通過(guò)對(duì)一對(duì)包含諧波的工頻電壓和電流輸入信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，獲得數(shù)字采樣的電壓信號(hào)u(n)和電流信號(hào)i(n)。再對(duì)轉(zhuǎn)換后的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)和數(shù)字電流信號(hào)i(n)分別進(jìn)行數(shù)字移相濾波，這兩個(gè)數(shù)字移相濾波器(F1)和(F2)在測(cè)量頻帶內(nèi)的相位移的差為90度，濾波輸出的信號(hào)為u′(n)和i′(n)。然后，將上述信號(hào)u′(n)和i′(n)相乘，獲得中間信號(hào)q(n)＝u′(n)×i′(n)。對(duì)信號(hào)q(n)進(jìn)行直流濾波，從而獲得其直流成分Q(n)。Q(n)就是對(duì)基波無(wú)功功率和測(cè)量帶寬內(nèi)的各次諧波無(wú)功功率求和的總無(wú)功功率數(shù)據(jù)。如果測(cè)量帶寬內(nèi)的最高諧波次數(shù)為M，U1是基波電壓有效值，U2～UM是各次諧波電壓成分的有效值，I1是基波電流有效值，I2～I(xiàn)M是各次諧波電流成分的有效值，θ1～θM是基波和各次諧波電壓的相位，1～M是基波和各次諧波電壓和電流的相位差。則對(duì)于基波或者某一次諧波的電壓和電流產(chǎn)生的無(wú)功功率為Qk＝UkIksink(k＝1，2，L，M)采用上述已有方法計(jì)算出的基波無(wú)功功率和各次諧波無(wú)功功率的總和可以表達(dá)為 已有的這種無(wú)功功率測(cè)量方法要提高其測(cè)量的準(zhǔn)確度，則要求其每個(gè)數(shù)字移相濾波器在測(cè)量帶寬內(nèi)的幅頻特性更接近1，同時(shí)兩個(gè)數(shù)字移相濾波器的相位移的差要求更接近90度。而數(shù)字移相濾波器的性能要求越高，則其階次將提高，計(jì)算量將增加，濾波達(dá)到穩(wěn)定的時(shí)間也會(huì)變長(zhǎng)。同時(shí)，實(shí)現(xiàn)過(guò)程中參數(shù)的有效位數(shù)也必須較長(zhǎng)才能夠保證濾波計(jì)算的精度。而且，濾波器階次提高后，容易出現(xiàn)計(jì)算數(shù)值超范圍，引起濾波的不穩(wěn)定。如果假設(shè)被測(cè)的電壓電流信號(hào)僅包含基波，則經(jīng)過(guò)理想的移相濾波后的u′(n)和i′(n)可以表達(dá)為u′(n)=2·U1·sin(2π·f1Fs·n+θ1′)]]> 其中，f1是基波頻率，θ1′是基波電壓經(jīng)過(guò)數(shù)字移相濾波(F1)后的相位。由此，中間信號(hào)q(n)的形式為q(n)=u′(n)×i′(n)]]> 上式的第一項(xiàng)就是基波無(wú)功功率值，而第二項(xiàng)是計(jì)算中的紋波干擾。由于第二項(xiàng)的幅值較大，所以需要通過(guò)較好性能的直流濾波處理，才能夠提取出q(n)的直流成分Q(n)。當(dāng)直流濾波部分的性能要求提高時(shí)，其濾波階次也會(huì)提高，濾波達(dá)到穩(wěn)定的時(shí)間會(huì)變長(zhǎng)。介于上述原因，已有無(wú)功功率測(cè)量方法的穩(wěn)定時(shí)間較長(zhǎng)，其無(wú)功測(cè)量結(jié)果難以應(yīng)用于無(wú)功補(bǔ)償?shù)葘?shí)時(shí)控制場(chǎng)合。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法，用以克服上述已有的無(wú)功功率測(cè)量方法的不足，降低測(cè)量準(zhǔn)確度對(duì)移相濾波器性能的要求，減小每個(gè)采樣點(diǎn)所計(jì)算的中間參數(shù)q(n)的紋波，減小無(wú)功測(cè)量達(dá)到穩(wěn)定的延時(shí)時(shí)間。
本發(fā)明一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法，其特征在于該方法依次含有以下步驟步驟1對(duì)從電網(wǎng)上測(cè)得的用于測(cè)量無(wú)功功率的一對(duì)模擬電壓信號(hào)u(t)和模擬電流信號(hào)i(t)，分別經(jīng)過(guò)兩路具有相同采樣頻率的模數(shù)轉(zhuǎn)換通道進(jìn)行模數(shù)變換，得到離散的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)和數(shù)字電流信號(hào)i(n)；所述采樣頻率至少大于被測(cè)量信號(hào)的最高M(jìn)次諧波頻率的兩倍；步驟2分別用數(shù)字移相濾波器(F1)和數(shù)字移相濾波器(F2)同時(shí)對(duì)步驟1得到的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)進(jìn)行移相濾波，依次分別得到移相電壓信號(hào)uy(n)和移相電壓信號(hào)ux(n)；再用數(shù)字移相濾波器(F3)和數(shù)字移相濾波器(F4)同時(shí)對(duì)步驟1得到的數(shù)字電流信號(hào)i(n)進(jìn)行移相濾波，依次分別得到移相電流信號(hào)iy(n)和移相電流信號(hào)ix(n)；其中，所述的數(shù)字移相濾波器(F1)的傳遞函數(shù)HF1(ejω)和數(shù)字移相濾波器(F3)的傳遞函數(shù)HF3(ejω)相等，數(shù)字移相濾波器(F2)的傳遞函數(shù)HF2(ejω)和數(shù)字移相濾波器(F4)的傳遞函數(shù)HF4(ejω)相等，而且，在包含基波和最高M(jìn)次諧波的頻帶(ω1，ω2)內(nèi)，所述各傳遞函數(shù)滿足如下關(guān)系|HF1(ejω)|=|HF3(ejω)|=1|HF2(ejω)|=|HF4(ejω)|=1(ω1<ω<ω2)HF2(ejω)HF1(ejω)=HF4(ejω)HF3(ejω)=j]]>同時(shí)，所述各傳遞函數(shù)特性的誤差小于依據(jù)測(cè)量準(zhǔn)確度要求所設(shè)定的閾值；步驟3通過(guò)一個(gè)運(yùn)算器按下式對(duì)步驟2得到的各個(gè)信號(hào)進(jìn)行計(jì)算，求得中間信號(hào)q(n)；q(n)＝0.5×(uy(n)×ix(n)-ux(n)×iy(n))步驟4用一個(gè)直流濾波器對(duì)步驟3得到的中間信號(hào)q(n)進(jìn)行濾波，得到的直流成分Q(n)在數(shù)量上就等于需要測(cè)量的代表基波和2至M次諧波無(wú)功功率之和的總無(wú)功功率值。
本發(fā)明所述的基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量系統(tǒng)，其特征在于該系統(tǒng)含有模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道1，設(shè)有一個(gè)模擬電壓信號(hào)u(t)輸入端；模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道2，設(shè)有一個(gè)模擬電流信號(hào)i(t)輸入端；數(shù)字移相濾波器(F1)和數(shù)字移相濾波器(F2)，各自的輸入端分別和所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道1的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)的輸出端相連；數(shù)字移相濾波器(F3)和數(shù)字移相濾波器(F4)，各自的輸入端分別和所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道2的數(shù)字電流信號(hào)i(n)的輸出端相連；以上所述各數(shù)字移相濾波器的傳遞函數(shù)滿足以下關(guān)系HF1(ejω)=HF3(ejω)HF2(ejω)=HF4(ejω)|HF1(ejω)|=|HF3(ejω)|=1|HF2(ejω)|=|HF4(ejω)|=1(ω1<ω<ω2)HF2(ejω)HF1(ejω)=HF4(ejω)HF3(ejω)=j]]>其中，HF1(ejω)、HF2(ejω)、HF3(ejω)和HF4(ejω)依次分別為所述各數(shù)字移相濾波器(F1)、(F2)、(F3)和(F4)的傳遞函數(shù)；(ω1，ω2)為所述包含基波和最高M(jìn)次諧波在內(nèi)的測(cè)量頻帶范圍；乘法器1，有兩個(gè)輸入端，分別與所述數(shù)字移相濾波器(F1)的移相電壓信號(hào)uy(n)的輸出端，以及數(shù)字移相濾波器(F4)的移相電流信號(hào)ix(n)的輸出端相連；乘法器2，有兩個(gè)輸入端，分別與所述數(shù)字移相濾波器(F2)的移相電壓信號(hào)ux(n)的輸出端，以及數(shù)字移相濾波器(F3)的移相電流信號(hào)iy(n)的輸出端相連；減法器，有兩個(gè)輸入端，分別與所述乘法器1以及乘法器2的輸出端相連；運(yùn)算放大器，放大系數(shù)為0.5，該運(yùn)算放大器的輸入端與所述減法器的輸出端相連；直流濾波器，輸入端與所述運(yùn)算放大器的中間信號(hào)q(n)的輸出端相連，該直流濾波器的輸出信號(hào)在數(shù)值上等于需要測(cè)量的代表基波和2至M次諧波無(wú)功功率之和的總無(wú)功功率值。
本發(fā)明提出了一種新的無(wú)功功率測(cè)量方法，從兩個(gè)方面克服了已有無(wú)功功率測(cè)量方法的不足。一方面，在相同的測(cè)量準(zhǔn)確度要求下，本發(fā)明方法對(duì)數(shù)字移相濾波器的相移性能要求要低于已有無(wú)功功率測(cè)量方法。在已有方法中，如果兩個(gè)數(shù)字移相濾波器(F1)和(F2)對(duì)于k次諧波的相位移的差相比 弧度(即90度)具有誤差Δθk，則無(wú)功的測(cè)量結(jié)果為 將cosΔθk和sinΔθk表達(dá)為泰勒多項(xiàng)式展開形式，當(dāng)Δθk較小時(shí)，忽略3次及其以上高階小量，上式可以近似為 已有無(wú)功測(cè)量方法的誤差將主要由上式中的第二項(xiàng)和第三項(xiàng)所決定。由于第二項(xiàng)中的Δθk是二次項(xiàng)形式，而第三項(xiàng)中的Δθk是一次項(xiàng)形式，所以第三項(xiàng)造成的測(cè)量誤差是主要的。如果采用本發(fā)明的無(wú)功功率測(cè)量方法，由于0.5·(uyk(n)·ixk(n)-uxk(n)·ixk(n))]]> 其中，uyk(n)、uxk(n)、iyk(n)和ixk(n)分別是(F1)、(F2)、(F3)和(F4)數(shù)字移相濾波后k次諧波電壓和k次諧波電流的輸出分量，θk′是k次諧波電壓經(jīng)過(guò)數(shù)字移相濾波(F1)后的相位?；谏鲜?，忽略關(guān)于Δθk的3次及其以上的高階小量，本發(fā)明方法獲得的無(wú)功功率測(cè)量結(jié)果為
由上式可見，本發(fā)明方法相比已有方法，不再包含Δθk的一次項(xiàng)所引入的誤差。所以，如果采用相同結(jié)構(gòu)和系數(shù)的數(shù)字移相濾波處理，則關(guān)于數(shù)字移相濾波器的相移特性誤差對(duì)無(wú)功測(cè)量所造成的系統(tǒng)誤差，本發(fā)明方法要小于已有方法。換言之，要達(dá)到相同的測(cè)量準(zhǔn)確度，本發(fā)明方法對(duì)數(shù)字移相濾波器相移特性的要求低于已有方法。由此，采用本發(fā)明方法可以降低數(shù)字移相濾波器的階次，這也有利于縮短無(wú)功測(cè)量的穩(wěn)定時(shí)間，降低濾波器對(duì)數(shù)據(jù)有效位數(shù)的要求，并且提高了濾波器實(shí)現(xiàn)的穩(wěn)定性。
另一方面，本發(fā)明方法應(yīng)用于純正弦電路或者諧波較小的正弦電路中的無(wú)功測(cè)量時(shí)，其中間信號(hào)q(n)的紋波要遠(yuǎn)小于基于已有方法所計(jì)算出的中間信號(hào)q(n)。如果假設(shè)被測(cè)的電壓信號(hào)和電流信號(hào)僅包含基波正弦成分，則有q(n)=0.5·(uy(n)·ix(n)-ux(n)·iy(n))]]> 由上式可見，中間信號(hào)q(n)僅包含直流成分，不含紋波。由此，本發(fā)明方法有利于降低直流濾波的階次，便于在短時(shí)間內(nèi)快速準(zhǔn)確地測(cè)量無(wú)功功率。


圖1是已有的基于數(shù)字移相濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法的原理框圖。
圖2是本發(fā)明基于數(shù)字移相濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法的原理框圖。
圖3是本發(fā)明基于數(shù)字移相濾波的無(wú)功功率測(cè)量系統(tǒng)的原理框圖。
圖4是實(shí)施例中數(shù)字移相濾波器HF1(ejω)和HF3(ejω)的幅頻特性。
圖5是實(shí)施例中數(shù)字移相濾波器HF2(ejω)和HF4(ejω)的幅頻特性。
圖6是實(shí)施例中 和 的相頻特性(縱坐標(biāo)范圍0～180度)。
圖7是實(shí)施例中 和 的相頻特性(縱坐標(biāo)范圍88～92度)。
圖8是輸入本發(fā)明實(shí)施例的一對(duì)電壓和電流信號(hào)的諧波成分表。
圖9是測(cè)量純正弦電壓和電流信號(hào)的無(wú)功功率時(shí)，本發(fā)明實(shí)施例和已有方法的中間信號(hào)q(n)的對(duì)比波形。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明實(shí)施例的原理框圖如圖2所示，其系統(tǒng)構(gòu)成如圖3所示。參照?qǐng)D2和圖3，本發(fā)明基于數(shù)字移相濾波的無(wú)功功率測(cè)量實(shí)施例的工作過(guò)程如下步驟1首先將從50Hz工頻電網(wǎng)上測(cè)得的一對(duì)模擬電壓信號(hào)u(t)和模擬電流信號(hào)i(t)分別按照相同的固定采樣頻率FS＝2000Hz進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到離散的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)和數(shù)字電流信號(hào)i(n)。被測(cè)量的諧波的最高次數(shù)M＝18次，最高次諧波對(duì)應(yīng)頻率為900Hz。由此，所選擇的采樣頻率FS大于最高次諧波頻率的2倍。
步驟2將上述步驟1得到的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)同時(shí)經(jīng)過(guò)兩組數(shù)字移相濾波器(F1)和(F2)后，分別得到移相電壓信號(hào)uy(n)和移相電壓信號(hào)ux(n)。上述步驟1得到的數(shù)字電流信號(hào)i(n)同時(shí)經(jīng)過(guò)兩組數(shù)字移相濾波器(F3)和(F4)后，分別得到移相電流信號(hào)iy(n)和移相電流信號(hào)ix(n)。
實(shí)施例選擇的數(shù)字移相濾波器(F1)和(F3)是具有相同傳遞函數(shù)形式的無(wú)限沖激響應(yīng)(IIR)類型的濾波器，它們的傳遞函數(shù)HF1(ejω)和HF3(ejω)具有如下形式HF1(ejω)=HF3(ejω)=B1(1)+B1(2)e-jω+B1(3)e-j2ω+B1(4)e-j3ω+B1(5)e-j4ω+B1(6)e-j5ωA1(1)+A1(2)e-jω+A1(3)e-j2ω+A1(4)e-j3ω+A1(5)e-j4ω]]>具體的系數(shù)如下B1＝
；A1＝[2.45019384670975，0，-3.33319694380045，0，1]；依據(jù)數(shù)字濾波設(shè)計(jì)理論可知，數(shù)字移相濾波器(F1)和(F3)是因果的，也就是可實(shí)現(xiàn)的。進(jìn)一步分析可知，這兩個(gè)濾波處理是穩(wěn)定的。HF1(ejω)和HF3(ejω)的幅頻特性如圖4所示。從圖中可以看出，在測(cè)量頻帶50～900Hz內(nèi)，數(shù)字移相濾波器(F1)和(F3)的幅頻特性非常接近0dB，滿足|HF1(ejω)|＝|HF3(ejω)|＝1的設(shè)計(jì)要求。
實(shí)施例選擇的數(shù)字移相濾波器(F2)和(F4)是具有相同傳遞函數(shù)形式的無(wú)限沖激響應(yīng)(IIR)類型的濾波器，它們的傳遞函數(shù)HF2(ejω)和HF4(ejω)具有如下形式HF2(ejω)=HF4(ejω)=B2(1)+B2(2)e-jω+B2(3)e-j2ω+B2(4)e-j3ω+B2(5)e-j4ωA2(1)+A2(2)e-jω+A2(3)e-j2ω+A2(4)e-j3ω+A2(5)e-j4ω]]>具體的系數(shù)如下B2＝
；A2＝[1，0，-0.862427965226721，0，0.104039135344303]；依據(jù)數(shù)字濾波設(shè)計(jì)理論可知，數(shù)字移相濾波器(F2)和(F4)是因果的，也就是可實(shí)現(xiàn)的。進(jìn)一步分析可知，這兩個(gè)濾波處理是穩(wěn)定的。HF2(ejω)和HF4(ejω)的幅頻特性如圖5所示。從圖中可以看出，在測(cè)量頻帶50～900Hz內(nèi)，數(shù)字移相濾波器(F2)和(F4)的幅頻特性非常接近0dB，滿足|HF1(ejω)|＝|HF3(ejω)|＝1的設(shè)計(jì)要求。
在0～1000Hz范圍內(nèi)， 和 的相頻特性曲線分別如圖6和圖7所示。由圖6可見，在頻帶40～960Hz范圍內(nèi)， 和 的相頻特性約為90度；同時(shí)，根據(jù)數(shù)字移相濾波器(F1)、(F2)、(F3)和(F4)的幅頻特性非常接近1，所以在40～960Hz范圍內(nèi) 和 基本滿足HF2(ejω)HF1(ejω)=HF4(ejω)HF3(ejω)=j]]>依據(jù)圖7，在頻帶40～960Hz范圍內(nèi)， 和 的相頻特性相比理想的90度相位移存在誤差，該誤差角度小于0.5度，即0.00873弧度。
步驟3將移相電壓信號(hào)uy(n)與移相電流信號(hào)ix(n)的乘積減去移相電壓信號(hào)ux(n)與移相電流信號(hào)iy(n)的乘積，該差值的0.5倍得到中間信號(hào)q(n)，即q(n)＝0.5×(uy(n)×ix(n)-ux(n)×iy(n))步驟4將上述步驟3得到的中間信號(hào)q(n)通過(guò)直流濾波，獲得其直流成分Q(n)，Q(n)在數(shù)值上等于需要測(cè)量的代表基波和2至18次諧波無(wú)功功率之和的總無(wú)功功率值。因?yàn)楫?dāng)采樣頻率為Fs＝2000Hz時(shí)，工頻50Hz的一個(gè)基波周期對(duì)應(yīng)40個(gè)采樣點(diǎn)，所以可以采用如下的平均處理進(jìn)行直流濾波。即Q(n)=140Σi=n-39nq(i)]]>利用上述實(shí)施例，對(duì)包含如圖8表格所示諧波成分的一對(duì)電壓和電流信號(hào)進(jìn)行測(cè)量。這對(duì)電壓和電流信號(hào)包含基波和2～18次的諧波成分，圖8的諧波成分表給出了基波和各次諧波成分所對(duì)應(yīng)的電壓有效值Uk(伏)、電流有效值Ik(安)、以及諧波電壓超前諧波電流的相位角度k(度)。同時(shí)，該表依據(jù)如下公式Q＝UkIksink(k＝1，2，L，18)給出了基波和各次諧波成分對(duì)應(yīng)的無(wú)功功率Qk(乏)。將基波的無(wú)功功率和各次諧波的無(wú)功功率進(jìn)行相加，得到的總無(wú)功功率Q=Σk=118Qk]]>為0.384983乏。
將這一對(duì)電壓電流信號(hào)輸入本發(fā)明無(wú)功功率測(cè)量的實(shí)施例系統(tǒng)后，測(cè)量得到的總無(wú)功功率Q2為0.384966乏。根據(jù)如下相對(duì)誤差計(jì)算方法， 本發(fā)明方法獲得的無(wú)功功率數(shù)據(jù)Q2與實(shí)際無(wú)功功率總和Q的相對(duì)誤差只有0.0045％?？梢姡景l(fā)明實(shí)施例獲得的測(cè)量值與實(shí)際值非常接近。
如果采用前述的已有無(wú)功功率測(cè)量方法實(shí)現(xiàn)這一對(duì)電壓電流信號(hào)無(wú)功功率的測(cè)量，其實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。而且，已有方法中數(shù)字移相濾波器(F1)和(F2)的傳遞函數(shù)與本發(fā)明實(shí)施例所采用的數(shù)字移相濾波器(F1)和(F2)完全相同。已有測(cè)量方法獲得的無(wú)功功率測(cè)量結(jié)果Q1為0.390256乏，與實(shí)際無(wú)功值Q的相對(duì)誤差為1.37％。由此，已有方法的誤差大大高于本發(fā)明方法。該對(duì)比也證明了本發(fā)明方法能夠有效地降低數(shù)字移相濾波器相位移誤差對(duì)測(cè)量準(zhǔn)確度的影響，從而簡(jiǎn)化數(shù)字移相濾波器的設(shè)計(jì)。
進(jìn)一步采用本發(fā)明實(shí)施例對(duì)一對(duì)僅包含50Hz基波的純正弦電壓和電流信號(hào)的無(wú)功功率進(jìn)行測(cè)量。該正弦電壓的有效值為1伏，正弦電流的有效值為1安，電壓和電流的相位差為45度。由此，無(wú)功功率的實(shí)際值為0.707107乏。如果采用前述的本發(fā)明實(shí)施例進(jìn)行測(cè)量，測(cè)得的無(wú)功功率Q2為0.707086乏，誤差為0.0029％；如果采用前述的已有方法進(jìn)行測(cè)量，獲得的無(wú)功功率Q1為0.701669乏，誤差為0.77％。本發(fā)明實(shí)施例的測(cè)量結(jié)果依舊好于已有方法。
如果上述純正弦電壓電流信號(hào)是在0.5秒時(shí)輸入測(cè)量系統(tǒng)，圖9中的實(shí)線是在0.45～0.65秒內(nèi)本發(fā)明實(shí)施例的中間信號(hào)q(n)的波形，而圖9中的虛線是采用相同數(shù)字移相濾波器的已有方法的中間信號(hào)q(n)的波形。由圖9可見，已有方法的中間信號(hào)q(n)的波形包含較大幅值的紋波。而本發(fā)明實(shí)施例的中間信號(hào)q(n)的波形在經(jīng)過(guò)短暫的過(guò)渡過(guò)程后，趨于平直。由此證明，當(dāng)測(cè)量純正弦或含少量諧波的電壓和電流信號(hào)的無(wú)功功率時(shí)，本發(fā)明方法的中間信號(hào)q(n)的紋波小，對(duì)直流濾波的性能要求低，并且測(cè)量速度快，適合無(wú)功補(bǔ)償?shù)葘?shí)時(shí)控制應(yīng)用。
權(quán)利要求
1.一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法，其特征在于該方法依次含有以下步驟步驟1對(duì)從電網(wǎng)上測(cè)得的用于測(cè)量無(wú)功功率的一對(duì)模擬電壓信號(hào)u(t)和模擬電流信號(hào)i(t)，分別經(jīng)過(guò)兩路具有相同采樣頻率的模數(shù)轉(zhuǎn)換通道進(jìn)行模數(shù)變換，得到離散的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)和數(shù)字電流信號(hào)i(n)；所述采樣頻率至少大于被測(cè)量信號(hào)的最高M(jìn)次諧波頻率的兩倍；步驟2分別用數(shù)字移相濾波器(F1)和數(shù)字移相濾波器(F2)同時(shí)對(duì)步驟1得到的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)進(jìn)行移相濾波，依次分別得到移相電壓信號(hào)uy(n)和移相電壓信號(hào)ux(n)；再用數(shù)字移相濾波器(F3)和數(shù)字移相濾波器(F4)同時(shí)對(duì)步驟1得到的數(shù)字電流信號(hào)i(n)進(jìn)行移相濾波，依次分別得到移相電流信號(hào)iy(n)和移相電流信號(hào)ix(n)；其中，所述的數(shù)字移相濾波器(F1)的傳遞函數(shù)HF1(ejω)和數(shù)字移相濾波器(F3)的傳遞函數(shù)HF3(ejω)相等，數(shù)字移相濾波器(F2)的傳遞函數(shù)HF2(ejω)和數(shù)字移相濾波器(F4)的傳遞函數(shù)HF4(ejω)相等，而且，在包含基波和最高M(jìn)次諧波的頻帶(ω1，ω2)內(nèi)，所述各傳遞函數(shù)滿足如下關(guān)系|HF1(ejω)|=|HF3(ejω)|=1|HF2(ejω)|=|HF4(ejω)|=1,(ω1<ω<ω2)HF2(ejω)HF1(ejω)=HF4(ejω)HF3(ejω)=j]]>同時(shí)，所述各傳遞函數(shù)特性的誤差小于依據(jù)測(cè)量準(zhǔn)確度要求所設(shè)定的閾值；步驟3通過(guò)一個(gè)運(yùn)算器按下式對(duì)步驟2得到的各個(gè)信號(hào)進(jìn)行計(jì)算，求得中間信號(hào)q(n)；q(n)＝0.5×(uy(n)×ix(n)-ux(n)×iy(n))步驟4用一個(gè)直流濾波器對(duì)步驟3得到的中間信號(hào)q(n)進(jìn)行濾波，得到的直流成分Q(n)在數(shù)量上就等于需要測(cè)量的代表基波和2至M次諧波無(wú)功功率之和的總無(wú)功功率值。
2.一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量系統(tǒng)，其特征在于該系統(tǒng)含有模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道1，設(shè)有一個(gè)模擬電壓信號(hào)u(t)輸入端；模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道2，設(shè)有一個(gè)模擬電流信號(hào)i(t)輸入端；數(shù)字移相濾波器(F1)和數(shù)字移相濾波器(F2)，各自的輸入端分別和所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道1的數(shù)字電壓信號(hào)u(n)的輸出端相連；數(shù)字移相濾波器(F3)和數(shù)字移相濾波器(F4)，各自的輸入端分別和所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器通道2的數(shù)字電流信號(hào)i(n)的輸出端相連；以上所述各數(shù)字移相濾波器的傳遞函數(shù)滿足以下關(guān)系HF1(ejω)=HF3(ejω)HF2(ejω)=HF4(ejω)|HF1(ejω)|=|HF3(ejω)|=1|HF2(ejω)|=|HF4(ejω)|=1HF2(ejω)HF1(ejω)=HF4(ejω)HF3(ejω)=j,(ω1<ω<ω2)]]>其中，HF1(ejω)、HF2(ejω)、HF3(ejω)和HF4(ejω)依次分別為所述各數(shù)字移相濾波器(F1)、(F2)、(F3)和(F4)的傳遞函數(shù)；(ω1，ω2)為所述包含基波和最高M(jìn)次諧波在內(nèi)的測(cè)量頻帶范圍；乘法器1，有兩個(gè)輸入端，分別與所述數(shù)字移相濾波器(F1)的移相電壓信號(hào)uy(n)的輸出端，以及數(shù)字移相濾波器(F4)的移相電流信號(hào)ix(n)的輸出端相連；乘法器2，有兩個(gè)輸入端，分別與所述數(shù)字移相濾波器(F2)的移相電壓信號(hào)ux(n)的輸出端，以及數(shù)字移相濾波器(F3)的移相電流信號(hào)iy(n)的輸出端相連；減法器，有兩個(gè)輸入端，分別與所述乘法器1以及乘法器2的輸出端相連；運(yùn)算放大器，放大系數(shù)為0.5，該運(yùn)算放大器的輸入端與所述減法器的輸出端相連；直流濾波器，輸入端與所述運(yùn)算放大器的中間信號(hào)q(n)的輸出端相連，該直流濾波器的輸出信號(hào)在數(shù)值上等于需要測(cè)量的代表基波和2至M次諧波無(wú)功功率之和的總無(wú)功功率值。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種基于數(shù)字濾波的無(wú)功功率測(cè)量方法及系統(tǒng)，屬于電力參數(shù)測(cè)量技術(shù)領(lǐng)域。其特征在于該方法首先將一對(duì)模擬電壓和電流信號(hào)模數(shù)轉(zhuǎn)換為一對(duì)數(shù)字電壓和電流信號(hào)，然后數(shù)字電壓和電流信號(hào)經(jīng)過(guò)四個(gè)數(shù)字移相濾波器處理，獲得一對(duì)移相電壓信號(hào)和一對(duì)移相電流信號(hào)，再將四個(gè)移相電壓和電流信號(hào)進(jìn)行算術(shù)運(yùn)算和直流濾波，測(cè)量出無(wú)功功率數(shù)據(jù)；本發(fā)明所述的系統(tǒng)的特征在于該系統(tǒng)由模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)字移相濾波器、算術(shù)運(yùn)算部分和直流濾波器組成。本發(fā)明實(shí)現(xiàn)了無(wú)功功率的數(shù)字化測(cè)量，同時(shí)降低了對(duì)數(shù)字移相濾波器的特性要求，簡(jiǎn)化了實(shí)現(xiàn)；而且，該方法應(yīng)用于純正弦或含少量諧波的電路時(shí)，中間信號(hào)紋波小，直流濾波的性能要求低，并且測(cè)量速度快。
文檔編號(hào)G01R21/133GK1800864SQ200610002150
公開日2006年7月12日 申請(qǐng)日期2006年1月19日 優(yōu)先權(quán)日2006年1月19日
發(fā)明者龐浩, 王贊基 申請(qǐng)人:清華大學(xué)