一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，所述頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法根據(jù)接收信號的廣義四階循環(huán)累積量幅度譜的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率；估計(jì)出各個分量信號的功率以及分量信號的功率和；估計(jì)出接收信號的頻帶范圍，并利用多窗口周期圖法對接收信號的功率譜進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功率；計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的噪聲功率，從而估計(jì)出underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。本發(fā)明在低信噪比和高頻譜重疊率的條件下，對underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比具有良好的估計(jì)性能。
【專利說明】
一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號 的信噪比估計(jì)方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 在現(xiàn)代無線通信領(lǐng)域，隨著通信技術(shù)的發(fā)展，頻譜資源變得越來越緊張 。Underlay 頻譜共享方式能夠使主用戶和次用戶共享同一個頻帶，是解決頻譜資源短缺問題的有效途 徑。在underlay方式下，只有當(dāng)授權(quán)信道內(nèi)信號的干擾溫度低于信道的干擾溫度限的時(shí)候， 次用戶才有被接入的可能。此時(shí)，信道內(nèi)時(shí)頻重疊信號的功率是計(jì)算干擾溫度的一個重要 參數(shù)，而計(jì)算信號的功率可以通過估計(jì)信號的信噪比得到。因此，研究underlay頻譜共享方 式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)有一定的意義和價(jià)值。Shree等人利用隨機(jī)矩陣?yán)碚?，提?了基于接收信號協(xié)方差矩陣的最大特征值的信噪比估計(jì)方法（S h r e e K r i s h n a Sharma.Eigenvalue-based sensing and SNR estimation for cognitive radio in presence of noise correlation[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2013,62(8) :3671-3684.),并針對信道相關(guān)以及噪聲與信道均相關(guān)的情況，建立了接收信 號協(xié)方差矩陣的漸近特征值概率分布函數(shù)，從而進(jìn)行信噪比估計(jì)，該方法在信噪比大于3dB 時(shí)，歸一化MSE為0·1 %。（Shree Krishna Sharma·SNR estimation for Multi-dimensional cognitive receiver under correlated Channel/Noise[J]. IEEE Transactions on Wireless Communication，2013，12(12):6392-6405·)〇S·Chatzinotas 等人針對寬帶認(rèn)知無線電中相關(guān)多測量向量和相關(guān)噪聲兩種場景，運(yùn)用壓縮測量的方法有 效的對授權(quán)用戶的信噪比進(jìn)行估計(jì)。（S· Chatzinotas，B.0ttersten.Compressive SNR Estimation for Wideband Cognitive Radio under Correlated Scenarios[C].WCNC, 2014:713-718·)。Johanna Vartiainen等人提出了一種基于雙門限的多個重疊窄帶信號信 噪比估計(jì)，該方法在兩個BPSK信號混合且當(dāng)0dB〈SNR〈6dB時(shí)，估計(jì)偏差接近零，但是該方法 僅適應(yīng)于時(shí)域重疊而頻域不重疊的信號，不適用于實(shí)際的underlay頻譜共享方式。 (Johanna Vartiainen,Harri Saarnisaari,Janne J.Lehtomaki and Markku Juntti.A blind signal localization and SNR estimation method[C].Military Communications Conference,2006:1-7)〇

【發(fā)明內(nèi)容】

[0003] 本發(fā)明的目的在于提供一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，旨 在解決underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比難以估計(jì)的問題。
[0004] 本發(fā)明是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，所 述underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法:根據(jù)接收信號的廣義四階循 環(huán)累積量幅度譜的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率;估計(jì)出 各個分量信號的功率以及分量信號的功率和;估計(jì)出接收信號的頻帶范圍，并利用多窗口 周期圖法對接收信號的功率譜進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功率;計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的 噪聲功率，從而估計(jì)出underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。
[0005] 進(jìn)一步，所述頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法包括以下步驟：
[0006] 步驟一，計(jì)算接收信號的廣義四階循環(huán)累積量|GCf42|,通過檢測此廣義四階循環(huán)累 積量幅度譜/?-<?< 4()的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率β，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率，其 中廣義四階循環(huán)累積量|ecf42|;
[0007] 步驟二，根據(jù)時(shí)頻重疊信號的二階循環(huán)累積量循環(huán)頻率是碼元速率整數(shù)倍時(shí)尖峰 特性，估計(jì)出各個分量信號的功率夂以及分量信號的功率和
和4分別 為信號分量碼元速率和載波頻率，q(t)為升余弦滾降濾波函數(shù)，ε為滾降系數(shù)，Cf(:2，l)為信號 的二階循環(huán)累積量；
[0008] 步驟三，由碼元速率和帶寬頻寬的關(guān)系A(chǔ) =(1 + ?)· +估計(jì)出接收信號的頻帶范圍 [fh，^]，并利用多窗口周期圖法對接收信號的功率譜Af)進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功
[0009] 步驟四，計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的噪聲功率總=>_Σ祆，并根據(jù)信噪比的定義估計(jì) 出underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。
[0010] 進(jìn)一步，所述步驟一中時(shí)頻重疊信號的碼元速率估計(jì)方法為：
[0011] 接收信號的信號模型表示為：
[0012]
[0013] 其中Sl(t)(i = l，...，N)是時(shí)頻重疊的用戶信號分量，N為用戶信號分量的個數(shù)，t 為時(shí)間;n(t)為加性高斯白噪聲;仏為用戶信號分量&⑴的幅度;alk為調(diào)制信號;Pl(t)(i = 1，...，N)為滾降系數(shù)ε的升余弦成形濾波函數(shù)，且
碼元速 率;fi為載波頻率;j為虛數(shù)的表示形式，且滿足j2 = _l;用戶信號分量之間以及用戶信號分 量和噪聲之間相互獨(dú)立；
[0014] 時(shí)頻重疊雙信號的廣義四階循環(huán)累積量<；<42的幅度譜|GCf42|表示為：
[0015；
[Υ β=0
[0016] 其中：
，對于不同類型的信號分量則K(m)不同，Υ為非零 值;當(dāng)循環(huán)頻率為β = k/Tib或β = k/T2b，k = ± 1時(shí)，在其廣義四階循環(huán)累積量幅度譜|的 循環(huán)頻率處出現(xiàn)離散的譜線，通過檢測此幅度譜的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率，估計(jì)出時(shí) 頻重疊信號分量的碼元速率及。
[0017] 進(jìn)一步，所述步驟二中分量信號的功率和的估計(jì)方法為：
[0018] 時(shí)頻重疊的MPSK信號二階循環(huán)累積量表示為：
[0019]
[0020] 由上式可知，循環(huán)累積量在循環(huán)頻率為整數(shù)倍碼元速率處具有尖峰特性，且信號 分量K
一 k~l
[0021]
[0022] 根據(jù)信號分量在取定非零循環(huán)頻率處的循環(huán)累積量值計(jì)算出此信號分量的功率即 I = 1412(:1 __f);每個分量信號的碼速率不相同且不存在整數(shù)倍關(guān)系，每個分量循環(huán)譜的峰 值點(diǎn)對應(yīng)的循環(huán)頻率不會造成重疊，即時(shí)頻重疊信號的循環(huán)累積量的譜線具有可分性，從 而得到每個信號分量的功率總和?
[0023] 進(jìn)一步，所述步驟三中的接收信號的頻帶范圍的估計(jì)和時(shí)頻重疊信號的總功率的 估計(jì)方法為：
[0024] 根據(jù)每個信號分量的碼元速率估計(jì)值和無碼間串?dāng)_時(shí)碼元速率與帶寬之間的關(guān) 系，g卩4 =??+ ，得到每個信號分量的帶寬寬度Bl;
[0025] 然后由信號分量的載頻估計(jì)值，結(jié)合各個信號分量的帶寬，得到每個信號分量的 頻帶范圍[fLi，fHi]，i = l ,2. · .m;
[0026] 最后分別比較分量頻帶上下界，將4=,.作為時(shí)頻重疊信號的頻帶下界，將 而作為時(shí)頻重疊信號的頻帶上界，從而可得到整個接收信號的頻帶范圍[Uh];利 用多窗口周期圖法對接收的信號進(jìn)行譜估計(jì)，得到含有噪聲的時(shí)頻重疊信號的功率譜密度 為A/),并根據(jù)信號所在的頻帶范圍[fL，fH]，可得到總接收時(shí)頻重疊信號的總功率
[0027] 本發(fā)明提供的頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，當(dāng)信噪比大于 OdB時(shí)，信噪比估計(jì)的歸一化均方誤差小于1。由此可見，本發(fā)明在低信噪比和高頻譜重疊率 的條件下，對underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比具有良好的估計(jì)性能；利用 該發(fā)明技術(shù)可以便于測量出干擾溫度，并且在干擾溫度以下使主用戶和次用戶共存，從而 提高頻譜利用率。
【附圖說明】
[0028] 圖1是本發(fā)明實(shí)施例提供的頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法流程 圖。
[0029] 圖2是本發(fā)明實(shí)施例提供的本發(fā)明對不同調(diào)制類型的時(shí)頻重疊信號在不同信噪比 下的估計(jì)正確率示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0030] 為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合實(shí)施例，對本發(fā)明 進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于 限定本發(fā)明。
[0031] 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。
[0032]如圖1所示，本發(fā)明為在underlay頻譜共享方式下，一種具有低信噪比和高頻譜重 疊率的時(shí)頻重疊信號信噪比估計(jì)方法，所述方法包括以下步驟：
[0033] S1計(jì)算接收信號的廣義四階循環(huán)累積量|GCf42|，并通過檢測此廣義四階循環(huán)累積 量幅度譜々-6<4 ()的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率β，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率，其中 廣義四階循環(huán)累積量|gcS 2|。
[0034] 需要說明的是，步驟S1中時(shí)頻重疊信號的碼元速率估計(jì)原理為：
[0035]接收信號的信號模型表示為：
[0036]
[0037] 其中Sl(t)(i = l，...，N)是時(shí)頻重疊的用戶信號分量，N為用戶信號分量的個數(shù)，t 為時(shí)間;n(t)為加性高斯白噪聲;仏為用戶信號分量&⑴的幅度;alk為調(diào)制信號;Pl(t)(i = 1，...，N)為滾降系數(shù)ε的升余弦成形濾波函數(shù)，j
η為碼元速率； h為載波頻率;j為虛數(shù)的表示形式，且滿足j2 = _l;用戶信號分量之間以及用戶信號分量和 噪聲之間相互獨(dú)立；
[0038] 有限多個互為獨(dú)立的循環(huán)平穩(wěn)信號的有限次和(差)仍為循環(huán)平穩(wěn)信號，以時(shí)頻重 疊雙信號為例，且假設(shè)信號81(0和82(0互相獨(dú)立，碼元速率各不相同且互不為整數(shù)倍，則 該時(shí)頻重疊雙信號的廣義四階循環(huán)累積量的幅度譜GCf42|可表示為：
[0039] J Ρ =υ
[0040] 其中寸于不同類型的信號分量則K(m)不同，Υ為非零 V. 「_?. 1 \
\a 7 值。廣義四階循環(huán)累積量中的非線性變換僅將信號的幅度I Aa(m) I變換成了 I In I Aa(m) I I， 并未改變其相位信息，因此廣義四階循環(huán)累積量和傳統(tǒng)的四階循環(huán)累積量具有相同的循環(huán) 頻率。由上式可知：當(dāng)循環(huán)頻率為P = k/Tib或P = k/T2b，k= ±1時(shí)，在其廣義四階循環(huán)累積量 幅度譜|GCf42|的循環(huán)頻率處出現(xiàn)離散的譜線，因此可以通過檢測此幅度譜的離散譜線所對 應(yīng)的循環(huán)頻率，可以估計(jì)出時(shí)頻重疊信號分量的碼元速率&。
[0041] S2根據(jù)時(shí)頻重疊信號的二階循環(huán)累積量循環(huán)頻率是碼元速率整數(shù)倍時(shí)尖峰特性， 估計(jì)出各個分量信號的功率4,=|4|20-以及分量信號的功率和
，&和4分別 為信號分量碼元速率和載波頻率，q(t)為升余弦滾降濾波函數(shù)，ε為滾降系數(shù)，CT(ll)為信號 的二階循環(huán)累積量；
[0042]需要說明的是，步驟S2中分量信號的功率和的估計(jì)原理為：
[0043]以時(shí)頻重疊的MPSK信號為例，其二階循環(huán)累積量可表示為：
[0044]
[0045] 由上式可知，循環(huán)累積量在循環(huán)頻率為整數(shù)倍碼元速率處具有尖峰特性，且信號 分量￥
5'J：
[0046]
[0047] 在已估計(jì)出信號分量碼元速率$，和載波頻率4的基礎(chǔ)上，當(dāng)循環(huán)頻率a取在整數(shù) 倍碼元速率處，且成形脈沖q(t)為含有滾降系數(shù)ε的情況下，可根據(jù)信號分量在取定非零循 環(huán)頻率處的循環(huán)累積量值計(jì)算出此信號分量的功率即& =|4|2(i-|)。此外，當(dāng)每個分量信 號的碼速率不相同且不存在整數(shù)倍關(guān)系，每個分量循環(huán)譜的峰值點(diǎn)對應(yīng)的循環(huán)頻率不會造 成重疊，即時(shí)頻重疊信號的循環(huán)累積量的譜線具有可分性，從而得到每個信號分量的功率 總和為：
[0048]
[0049] S3由碼元速率和帶寬頻寬的關(guān)系A(chǔ) +估計(jì)出接收信號的頻帶范圍[fh， h]，并利用多窗口周期圖法對接收信號的功率譜進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功率
[0050] 需要說明的是，步驟S3中的接收信號的頻帶范圍的估計(jì)和時(shí)頻重疊信號的總功率 的估計(jì)原理為：
[0051] 根據(jù)每個信號分量的碼元速率估計(jì)值和無碼間串?dāng)_時(shí)碼元速率與帶寬之間的關(guān) 系，即盡得到每個信號分量的帶寬寬度B1;然后由信號分量的載頻估計(jì)值，結(jié)合 各個信號分量的帶寬，得到每個信號分量的頻帶范圍[紅^^""二^^^:最后分別比較 分量頻帶上下界，將作為時(shí)頻重疊信號的頻帶下界，將知作為時(shí)頻重疊信 號的頻帶上界，從而可得到整個接收信號的頻帶范圍[fL，fH]。
[0052] 利用多窗口周期圖法對接收的信號進(jìn)行譜估計(jì)，得到含有噪聲的時(shí)頻重疊信號的 功率譜密度為A./),并根據(jù)信號所在的頻帶范圍[fl，f H]，可得到總接收時(shí)頻重疊信號的總 功2
" L
[0053] S4計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的噪聲功率總=#-￡4 ,并根據(jù)信噪比的定義估計(jì)出 underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。
[0054]下面結(jié)合仿真實(shí)驗(yàn)對本發(fā)明的應(yīng)用效果作詳細(xì)的描述。
[0055]為了評估方法的性能，下面的仿真實(shí)驗(yàn)采用信號的類型為BPSK信號和QPSK信號的 混合信號，并進(jìn)行2000次Monte Carlo實(shí)驗(yàn)。檢測的評估標(biāo)準(zhǔn)為歸一化均方誤差
[0056]為了測試本方法的檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量的性能，參數(shù)設(shè)置如下：升余弦成形濾波函數(shù)的滾 降系數(shù)α = 0.35;采樣頻率為24000Hz;采樣點(diǎn)數(shù)15000;碼元速率分別為1200Hz和1600Hz;載 波頻率分別為2700Hz和3300Hz;功率比1:1。仿真結(jié)果如圖2所示，本發(fā)明的信噪比估計(jì)方法 是有效可行的。由此說明本發(fā)明方法在低信噪比和高頻譜重疊率條件下，對underlay頻譜 共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)具有較好的估計(jì)性能。
[0057]以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精 神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，其特征在于，所述頻譜共享 方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法根據(jù)接收信號的廣義四階循環(huán)累積量幅度譜的離 散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率;估計(jì)出各個分量信號的功率 以及分量信號的功率和;估計(jì)出接收信號的頻帶范圍，并利用多窗口周期圖法對接收信號 的功率譜進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功率;計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的噪聲功率，從而估計(jì)出 underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。2. 如權(quán)利要求1所述的頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，其特征在于， 所述頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法包括以下步驟： 步驟一，計(jì)算接收信號的廣義四階循環(huán)累積量|GCf4:|,通過檢測此廣義四階循環(huán)累積量 幅度譜#-6<4&的離散譜線所對應(yīng)的循環(huán)頻率β，估計(jì)出時(shí)頻重疊信號的碼元速率，其中廣 義四階循環(huán)累積量; 步驟二，根據(jù)時(shí)頻重疊信號的二階循環(huán)累積量循環(huán)頻率是碼元速率整數(shù)倍時(shí)尖峰特 性，估計(jì)出各個分量信號的以及分量信號的功率和為信號分量碼元速率和載波頻率，q(t)為升余弦滾降濾波函數(shù)，ε為滾降系數(shù)，0(2,1)為信號 的二階循環(huán)累積量； 步驟三，由碼元速率和帶寬頻寬的關(guān)系 ·估計(jì)出接收信號的頻帶范圍[fh， η]，并利用多窗口周期圖法對接收信號的功率譜nn進(jìn)行估計(jì)，得出接收信號的總功率步驟四，計(jì)算出時(shí)頻重疊信號的噪聲并根據(jù)信噪比的定義估計(jì)出 underlay頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比。3. 如權(quán)利要求2所述的頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，其特征在于， 所述步驟二中分量信號的功率和的估計(jì)方法為： 時(shí)頻重疊的MPSK信號二階循環(huán)累積量表示為：由上式可知，循環(huán)累積量在循環(huán)頻率為整數(shù)倍碼元速率處具有尖峰特性，且信號分量，則：根據(jù)信號分量在取定非零循環(huán)頻率處的循環(huán)累積量值計(jì)算出此信號分量的功率即;每個分量信號的碼速率不相同且不存在整數(shù)倍關(guān)系，每個分量循環(huán)譜的峰 值點(diǎn)對應(yīng)的循環(huán)頻率不會造成重疊，即時(shí)頻重疊信號的循環(huán)累積量的譜線具有可分性，從 而得到每個信號分量的功率總和4.如權(quán)利要求2所述的頻譜共享方式下時(shí)頻重疊信號的信噪比估計(jì)方法，其特征在于， 所述步驟三中的接收信號的頻帶范圍的估計(jì)和時(shí)頻重疊信號的總功率的估計(jì)方法為： 根據(jù)每個信號分量的碼元速率估計(jì)值和無碼間串?dāng)_時(shí)碼元速率與帶寬之間的關(guān)系，BP，得到每個信號分量的帶寬寬度Βι;然后由信號分量的載頻估計(jì)值，結(jié)合各個信號分量的帶寬，得到每個信號分量的頻帶 范圍[fLi，fHi]，i = l，2· · .m; 最后分別比較分量頻帶上下界，作為時(shí)頻重疊信號的頻帶下界 作為時(shí)頻重疊信號的頻帶上界，從而可得到整個接收信號的頻帶范圍[fuft];利用多窗口 周期圖法對接收的信號進(jìn)行譜估計(jì)，得到含有噪聲的時(shí)頻重疊信號的功率譜密度為汽/)， 并根據(jù)信號所在的頻帶范圍[fL，fH]，可得到總接收時(shí)頻重疊信號的
【文檔編號】H04L27/26GK105933257SQ201610280507
【公開日】2016年9月7日
【申請日】2016年4月28日
【發(fā)明人】劉明騫, 胡耀華, 李兵兵
【申請人】西安電子科技大學(xué)