一種動(dòng)態(tài)環(huán)境下基于數(shù)據(jù)輔助的穩(wěn)健信噪比估計(jì)方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明設(shè)及信號(hào)處理技術(shù)中的參數(shù)估計(jì)技術(shù),具體為一種動(dòng)態(tài)環(huán)境下基于數(shù)據(jù)輔 助的穩(wěn)健信噪比估計(jì)方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 信噪比是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的重要參數(shù)和指標(biāo),在很大程度上反映了通信系統(tǒng)的質(zhì) 量,影響各種通信技術(shù)和方案的選擇。對于蜂窩通信系統(tǒng)和衛(wèi)星通信系統(tǒng),信號(hào)在傳輸過程 中受到復(fù)雜傳播環(huán)境的影響,其信噪比的估計(jì)難度較大,因此需要針對不同應(yīng)用場景設(shè)計(jì) 高效的信噪比估計(jì)方法。
[0003]在現(xiàn)有文獻(xiàn)中,大多數(shù)系統(tǒng)模型都假定接收信號(hào)已進(jìn)行多普勒頻移補(bǔ)償,并未考 慮多普勒頻移帶來的影響。然而在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下,比如蜂窩移動(dòng)通信、航空導(dǎo)航與通信、 衛(wèi)星定位與通信等,存在隨機(jī)波動(dòng)變化的多普勒頻移和載波相位偏差,即使對其進(jìn)行一 定的補(bǔ)償,但仍會(huì)存在較大的多普勒頻移和載波相位偏差殘留。文獻(xiàn)出uaJ,MengLXu X,etal.NovelschemeforjointestimationofSNR,Doppler,andcarrierfrequency offsetindouble-selectivewirelesschannels[J].IEEETransactionsonVehicular Technology, 2009, 58 (3) : 1204-1217.]給出一種基于譜分析的信噪比估計(jì)算法,其主要思 想是利用白噪聲頻譜的平坦性,即任何一個(gè)頻段中單位帶寬噪聲功率都是相等的,將接收 信號(hào)頻譜最低的一段認(rèn)為是不包含信號(hào)成分的噪聲頻譜均值,它不需要準(zhǔn)確地計(jì)算噪聲頻 帶和信號(hào)頻帶的分割點(diǎn),從而完成信噪比估計(jì)。該估計(jì)方法從頻域出發(fā),通過傅里葉變換避 開了多普勒頻移的影響,取得了較好的效果。但此方法計(jì)算法過程中需要進(jìn)行傅里葉變換, 因此計(jì)算量較大、復(fù)雜度高,其次對于非窄帶通信系統(tǒng)或接收端存在抗混疊濾波器導(dǎo)致噪 聲功率譜密度非平坦的情況時(shí),譜分析算法的估計(jì)性能就會(huì)嚴(yán)重下降。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0004] 針對現(xiàn)有技術(shù)中的問題,本發(fā)明提供了一種計(jì)算量大大減少,實(shí)時(shí)性高,復(fù)雜度 低,不需要額外的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)的動(dòng)態(tài)環(huán)境下基于數(shù)據(jù)輔助的穩(wěn)健信噪比估估計(jì)方法,本發(fā)明 的技術(shù)方案如下;一種動(dòng)態(tài)環(huán)境下基于數(shù)據(jù)輔助的穩(wěn)健信噪比估計(jì)方法,其包括W下步 驟:
[0005] 101、在通信系統(tǒng)基帶模型下,當(dāng)采用平坦衰落信道時(shí),信號(hào)源根據(jù)星座映射得到 映射后的信號(hào)a。,并依次經(jīng)過過采樣、成型濾波、載波多普勒頻移、復(fù)高斯白噪聲,得出接收 端收到的信號(hào)rk;
[0006] 102、對步驟101接收端收到的信號(hào)rk,進(jìn)行延遲共輛相乘,將其變換為固定的相位 因子;即a* =?!-右,右表示町的延遲共輛;下標(biāo)k表示第k個(gè)接收數(shù)據(jù);ak表示延遲共 輛相乘后的第k個(gè)數(shù)據(jù);
[0007] 103、計(jì)算出總功率P,并對步驟102得到的ak求其期望值E[a],然后E[a]取 模得到IE[a]I,并根據(jù)已知發(fā)送數(shù)據(jù)nik求出估計(jì)信號(hào)功率5,再根據(jù)總功率與信號(hào)功率求 得估計(jì)噪聲功率方,最后求出信噪比估計(jì)值。
[0008] 進(jìn)一步的,步驟101中的通信系統(tǒng)基帶模型中,A1、依次包括對信號(hào)源信號(hào)進(jìn)行映 射得到映射后的多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制(MPSK)信號(hào)a。,其中Nwm為原始符號(hào)個(gè)數(shù),然后過采 樣過程對每個(gè)符號(hào)進(jìn)行N,,倍的過采樣得到過采樣后的信號(hào)bk;A2、然后進(jìn)行脈沖成型濾 波,脈沖成型濾波器采用滾降系數(shù)為a、長度為L的歸一化根升余弦濾波器,hk為成型濾波 器系數(shù),滿巧
化是發(fā)送數(shù)據(jù);A3、加入載波多普勒頻移,A0表示相位偏差,fd為 載波多普勒頻移,L是采樣時(shí)間間隔;A4、加入復(fù)高斯白噪聲Zk;S和N分別是信號(hào)和噪聲的 功率因子,得到接收端收到的信號(hào);
[0009]
(1)
[0010] 進(jìn)一步的,步驟102中對rk進(jìn)行延遲共輛相乘,將其變換為固定的相位因子具體 為:
[0011]
[0016] 由于化是等概率的MPSK復(fù)信息數(shù)據(jù),Z k是零均值單位方差的復(fù)高斯白噪聲,且mk 與Zk相互獨(dú)立,因此隨著K的增大,g接近于0 ;
[0017] 接著對式(3)取模,消除相位因子的影響:
[0021] 由于系統(tǒng)模型中輔助數(shù)據(jù)nik是已知的,便可m十算出因子y的具體值,從而得到 估計(jì)信號(hào)功率為:
[0029] 本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及有益效果如下:
[0030] 本發(fā)明對長度為K的數(shù)據(jù)序列進(jìn)行信噪比估計(jì)需要約服次乘法運(yùn)算,其中常 數(shù)因子y值可W事先由輔助數(shù)據(jù)計(jì)算存儲(chǔ)起來,估計(jì)信噪比時(shí)不需再做計(jì)算,而文獻(xiàn) [Hua J, Meng L, Xu X, et al. Novel scheme for joint estimation of SNR, Doppler, and carrier frequency offset in double-selective wireless channels[J].IEEE Transactions on Vehi州lar Technology, 2009, 58 (3): 1204-1217.]中提出的譜分析估計(jì) 法需要進(jìn)行約40K次乘法運(yùn)算,相比而言本文給出的新算法計(jì)算量小很多,實(shí)時(shí)性高,特別 適用于高動(dòng)態(tài)環(huán)境。此外,從硬件實(shí)現(xiàn)的角度出發(fā),本文算法復(fù)雜度低,不需要額外的數(shù)據(jù) 存儲(chǔ),相比于需要進(jìn)行傅里葉變換的譜分析算法,實(shí)現(xiàn)更為簡單,效果更好。
【附圖說明】
[0031] 圖1通信系統(tǒng)基帶模型;
[0032] 圖2 QPSK信號(hào)信噪比估計(jì)均值;
[0033] 圖3 QPSK信號(hào)信噪比估計(jì)歸一化均方誤差;
[0034] 圖4 8PSK信號(hào)信噪比估計(jì)均值;
[00巧]圖5 8PSK信號(hào)信噪比估計(jì)歸一化均方誤差。
【具體實(shí)施方式】
[0036] W下結(jié)合附圖,對本發(fā)明作進(jìn)一步說明:
[0037] 針對高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的平坦衰落信道,采用附圖1所示的通信系統(tǒng)基帶模型。圖中, a。為映射后的信號(hào),過采樣過程對每個(gè)符號(hào)進(jìn)行倍的過采樣,bk為過采樣后的信號(hào),脈 沖成型濾波器采用滾降系數(shù)為a、長度為L的歸一化根升余弦濾波器,hk為成型濾波器系 數(shù),滿巧
Nwm為原始符號(hào)個(gè)數(shù),nik是多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制(MPSK)數(shù)據(jù),Zk是零 均值單位方差的復(fù)高斯白噪聲,S和N分別是信號(hào)和噪聲的功率因子,A0表示相位偏差,fd為載波多普勒頻移,T,是采樣時(shí)間間隔。因此,接收端收到的信號(hào)可W表示為;Equation Section(Next)
[0038]
(1)
[0039] 注意,對于