一種基于fft輔助s-pll的無線通信載波跟蹤方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種基于FFT輔助S?PLL的無線通信載波跟蹤方法，在高速移動載體無線通信系統(tǒng)中，采用基于快速傅里葉變換輔助二階鎖相環(huán)的載波跟蹤方法能夠解決大范圍多普勒頻偏條件下對無線通信接收問題，在采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定理的條件下，通過FFT快速獲得信號頻率的粗略位置，進一步利用S?PLL實現(xiàn)精確的頻偏估計。該方法充分的利用了FFT和PLL的頻偏估計特性，能夠克服大范圍多普勒頻偏和信號噪聲帶來的影響，可跟蹤大動態(tài)變化載波頻偏；另一方面，該方法實現(xiàn)結構簡單，復雜度較低，實用性更強。
【專利說明】
-種基于FFT輔助S-PLL的無線通信載波跟蹤方法
技術領域
[0001] 本發(fā)明設及一種基于FFT輔助S-P化的無線通信載波跟蹤方法，屬于無線通信載波 跟蹤技術領域。
【背景技術】
[0002] 移動互聯(lián)網(wǎng)產(chǎn)業(yè)蓬勃發(fā)展對無線通信網(wǎng)絡的要求越來越高，全天候、高可靠度、高 速率、高實時性和大用戶容量的網(wǎng)絡通信成為無線通信技術發(fā)展不斷追求的目標?？v觀整 個無線通信發(fā)展史，特別是中國的無線通信發(fā)展史，面向時速數(shù)百公里甚至超過聲速的高 速移動載體的無線通信問題始終沒有得到有效的解決。在早期階段，受國民經(jīng)濟水平和技 術發(fā)展的制約，高速移動無線通信應用市場相對較小，隨著國家綜合國力的增強，特別是高 鐵技術和相關產(chǎn)業(yè)的飛速發(fā)展，面向高速移動載體的無線通信應用需求的日趨迫切。高速 移動載體的無線通信所面臨的最主要技術難點為:在高速移動的過程中，通信終端發(fā)射或 接收的通信電磁波會存在較大范圍的多普勒頻率偏移(下文簡稱頻偏）。一方面，多普勒頻 偏會造成無線通信接收機捕獲、解調、譯碼失效，導致傳輸信息無法提取;另一方面，多普勒 頻偏會隨著移動載體速度、加速度甚至加加速度的變化而動態(tài)變化，從而給無線通信載波 頻率跟蹤技術帶來巨大的挑戰(zhàn)。
[0003] 在傳統(tǒng)的無線通信系統(tǒng)中，載波頻率跟蹤主要采用兩類方法。第一類為開環(huán)估計 方法，主要包括基于快速傅里葉變換(Fast Fourier Transformation, FFT)的頻域插值方 法、基于信號自相關的時域平滑方法和基于時頻域聯(lián)合相關的估計方法;其中，最實用且有 效是基于FFT的頻域插值的方法，其基本原理是基于載波信號時域和頻域的對應數(shù)學關系， 結合載波信號的FFT變換后的譜線周期圖，采用數(shù)學插值的方法，例如二線插值法、Ξ線插 值法，進而準確獲得的載波頻偏。該方法利用了 FFT變換可快速實現(xiàn)的特點，使頻偏估計的 實現(xiàn)復雜度大大降低，因而在實際系統(tǒng)中廣泛采用。在載波頻偏大小恒定或者變化較小的 條件下，運些方法在一定程度上都能夠解決頻率偏移的估計問題。然而，理論分析表明，在 多普勒頻偏較大的條件下，運些開環(huán)估計方法均難W奏效。主要原因在于:在載波頻偏動態(tài) 變化的條件下，無論是譜線圖，還是時域的相關特性都呈現(xiàn)了實時變化的特性，從而很難準 確地估計出載波頻偏。
[0004] 載波頻偏跟蹤的第二類方法為基于鎖頻環(huán)(Frequen巧Lock Loop,化L)或者鎖 相環(huán)(Phase Lock Loop,化L)的閉環(huán)方法，其基本原理是通過反饋環(huán)動態(tài)的調整跟蹤載波 頻率。在反饋頻率與載波頻率相同的條件下，系統(tǒng)環(huán)路趨于收斂，進而實現(xiàn)準確的載波頻率 跟蹤。在理想情況下，基于化L的載波跟蹤方法能夠估計的頻偏動態(tài)范圍較大，但其載波跟 蹤的精度較差，系統(tǒng)穩(wěn)定后所殘留的頻偏大于基于化L的方法。特別是在采樣信號存在噪聲 的條件下，化L的跟蹤性能會嚴重惡化。基于化L的載波跟蹤方法能夠有效的抵抗鏈路噪聲 對系統(tǒng)頻偏估計的影響，并且能夠適應頻偏的動態(tài)變化，是實際通信系統(tǒng)經(jīng)常采用的方法。 特別是二階化USecond-order P化，S-P化），W其穩(wěn)定的收斂性能，受到工程設計師們的廣 泛青睞。盡管基于化L或化L的載波頻偏估計方法能夠在一定程度上解決載波頻偏動態(tài)變化 的估計問題，但由于其固有的問題，即：為跟蹤較大范圍的載波頻偏，需要增大環(huán)路帶寬，而 環(huán)路帶寬的增大導致系統(tǒng)噪聲的增大，造成系統(tǒng)跟蹤性能的惡化。因此，基于化L或化L的方 法很難適用于高速移動載體的無線通信載波跟蹤問題。為解決該問題，研究者們提出了許 多方法，主要包括基于卡拉曼濾波(Kalman Filter，邸)跟蹤法、基于KF聯(lián)合化L的方法W 及化L聯(lián)合化L的方法。然而，運些研究大都基于提供定位通信服務展開，例如面向GPS或者 北斗定位系統(tǒng)通信接收的載波跟蹤技術。眾所周知，定位服務的通信業(yè)務速率是很低，通常 情況約幾十波特每秒(bps)。在擴頻體制的支持下，載波符號速率可W到兆級bps,使得單位 符號的頻率變化較小，采用KF、化L或者化L聯(lián)合的方法能夠在一定程度解決頻率變化的跟 蹤問題。然而，當面對話音abps)、百肺PS級視頻或者數(shù)據(jù)通信業(yè)務時，上述方法仍然難W 適用。因此，設計一種具有跟蹤較大動態(tài)頻偏變化的載波跟蹤方法對解決高速移動載體通 信問題具有重要的價值。
[0005] 現(xiàn)有的研究表明，在采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定理的條件下，基于FFT可W快速 獲得信號頻率的粗略位置，即使載波頻率在時間域發(fā)生快速的變化，仍然能夠通過FFT定位 出載波頻率的變化區(qū)間；另一方面，當載波頻率的變化區(qū)間小于等于P1X的頻率跟蹤區(qū)間 時，則利用化L一定能夠準確地估計出載波頻偏。基于上述分析可見，在具有較大多普勒頻 偏的載波估計過程中，可W首先利用FFT估計出一個小于等于化L頻偏估計范圍的頻率變化 區(qū)間，然后利用化L實現(xiàn)精確的頻偏估計。相較于其他高速移動通信載波跟蹤技術，該方法 具有W下優(yōu)勢：1)充分的利用了FFT和化L的頻偏估計特性，使得系統(tǒng)載波跟蹤能夠克服大 范圍多普勒頻偏和電磁信號噪聲帶來的影響;2)方法對應的結構簡單，本質上由基于FFT的 粗估模塊和基于化L的精估模塊串行級聯(lián)組成，實現(xiàn)復雜度較低;3)可跟蹤的頻偏變化范圍 可W通過修改FFT和化L參數(shù)實現(xiàn)動態(tài)的調整，提高了方法的適用范圍。

【發(fā)明內容】

[0006] 本發(fā)明旨在于為高速移動載體實現(xiàn)無線通信提供一種基于快速傅里葉變換(Fast Fourier Transformation, FFT)輔助二階鎖相環(huán)（Second-order 曲ase Lock Loop, S- 化L)的無線通信載波跟蹤方法，一方面能夠解決大范圍多普勒頻偏對無線通信接收的影 響；另一方面能夠充分的利用FFT和化L的性能和復雜度優(yōu)勢，W簡單的結構和較低的復雜 度，實現(xiàn)載波頻偏的有效估計。
[0007] 本發(fā)明是通過W下技術方案實現(xiàn)的：一種基于FFT輔助S-化L的無線通信載波跟蹤 方法，包括如下步驟： 第一步：發(fā)送端處理;將待發(fā)送信息序列馬^經(jīng)過編碼調制后，轉換成能夠通過天線發(fā) 送的電磁波信號，可將該信號建模為4)，系統(tǒng)的通信信道建模為加性高斯白噪聲（ Additive White Gaussian Noise, AWGN)信道，信道的沖擊響應參數(shù)恒定為1，信號經(jīng)過 AWGN信道，會存在高斯白噪聲孤的干擾，由于發(fā)送端與接收端的相對高速運動，高速移動所 產(chǎn)生的多普勒頻偏解建模為一個關于實際載波頻率忠、載體移動速度V、加速度犀:、加加 速度；和時間?的多項表達式，即：
其中g。(V，乂）、gi(a，乂）、&(;.乂)為系數(shù)函數(shù)，具體表達式分別為：
其中L'f為通信電磁波的傳播速度，接為電磁波傳播方向與載體相對運動方向的夾角； 假設發(fā)送端所發(fā)送的符號序列為嗚，發(fā)送的信號為S貸，表示為：
其中馬為發(fā)送符號周期，g的為發(fā)送成型函數(shù)，通常選擇為平方根升余弦函數(shù)，巧為 載波初始相位，經(jīng)過AWGN信道，接收端所接收到的信號為：
其中wfi)高斯噪聲的均值為0,標準差為。
[000引第二步:接收端預處理;首先對接收到的信號Γ(0進行下變頻處理，W獲得待處理 的攜帶頻偏的基帶信號巧每，在滿足奈奎斯特采樣定理的條件下，對目）進行采樣處理，進 而獲得離散數(shù)字化的信號序列經(jīng)過載波捕獲和精確的位定時同步處理后，得到攜帶 多普勒頻偏妨前離散采樣序列fg ，表示為：
其中馬為采樣周期，采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定律，即：
其中?/。。:為系統(tǒng)設計能夠跟蹤的最大多普勒頻偏，點為接收端的實際采樣頻率;在此 基礎上，將所有的采樣點按照時間長度巧分段，7；的大小由化L環(huán)路濾波器的頻率跟蹤范 鼠:滿^?和44^共同決定，且滿足：
[0009]第Ξ步:FFT頻偏粗估計;將離散采樣序列按照固定長度分段，針對每一個 采樣數(shù)據(jù)段，首先抽取與（句^ )個采樣點做長度為2?的FFT，即：
在此基礎上，利用FFT變換后的峰值譜線得到載波頻偏的粗略估計區(qū)間碌。，即：
通過吞e的頻率校準，可W進一步得到存在殘余頻偏的采樣序列技，即：
其中為AWGN序列。
[0010]第四步:S-P化載波動態(tài)頻偏精估計;為獲得精確的載波頻偏，將存在殘余頻偏的 采樣序列進一步經(jīng)過S-P化處理，具體為： 1) 、鑒相器直咕：
其中嘴為采樣點的相位，褲為S-P化的反饋跟蹤相位，姑,)為鑒相函數(shù)； 2) 、環(huán)路濾波器巧is);將相位偏差ΔΑ經(jīng)過鑒相處理后輸入環(huán)路濾波器進行濾波處 理，環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)巧(S)為：
其中巧(s)為環(huán)路濾波器傳輸函數(shù)E域表達式，Τι、丐為環(huán)路參數(shù);濾波器輸入少如)為：
其中爲為鑒相器增益； 3) 、壓控振蕩器（VC0)丐耗);進一步將環(huán)路濾波器的輸出序列輸入到壓控振蕩器 (VC0)，傳輸函數(shù)為巧k):
其中馬尚為vco傳輸函數(shù)S域表達式，馬如為vco的增益控制參數(shù)，vco的輸入為環(huán)路 濾波器的輸出，VC0的輸出為馬； 經(jīng)過S-化L的處理，可W估計出采樣序列嗦中殘余的動態(tài)變化多普勒頻偏忌南).:，進一 步通過霜1約的校頻處理，可W得到最終的載波跟蹤輸出序列：
載波跟蹤的目標滿足： 二巧。挪如)。
[0011] 第五步:FFT相偏校準；為進一步估計載波相位偏差（下文簡稱相偏），可按照符號 速率對離散采樣序列r, (Δ/)進行抽樣，再利用窗瓜)消去載波頻偏中的動態(tài)變化部分，進 而得到序列：
進一步利用基于FFT的頻域插值方法估計出載波相偏。
[0012] 通過上述技術方案，本發(fā)明的有益效果為:本發(fā)明在采樣頻率滿足奈奎斯特采樣 定理的條件下，通過FFT快速獲得信號頻率的粗略位置，進一步利用S-化L實現(xiàn)精確的頻偏 估計，相比于其他跟蹤技術，本方法充分的利用了 FFT和化L的頻偏估計特性，能夠克服大范 圍多普勒頻偏和電磁信號噪聲帶來的影響，可跟蹤大動態(tài)變化載波頻偏;另一方面，本方法 對應的實現(xiàn)結構簡單，復雜度較低，實用性更強。
【附圖說明】
[0013] 圖1是高速移動載體通信系統(tǒng)模型圖； 圖2是典型的通信系統(tǒng)接收機結構示例圖； 圖3是本發(fā)明所設計的載波跟蹤方法所對應的流程結構圖； 圖4是本發(fā)明所采用的S-PLL結構圖； 圖5是本發(fā)明所提載波跟蹤方法在最大多普勒頻偏為140K化及信噪比為-1.0地條件下 的性能仿真圖； 圖6是本發(fā)明所提載波跟蹤方法在最大多普勒頻偏為HOIfflz及信噪比為0地條件下的 性能仿真圖。
【具體實施方式】
[0014] 下面將結合附圖對本發(fā)明進行進一步說明。
[001引如圖1-4所示，一種基于FFT輔助S-PLL的無線通信載波跟蹤方法，包括如下步驟： 第一步:發(fā)送端處理;將待發(fā)送信息序列而經(jīng)過編碼調制后，轉換成能夠通過天線發(fā)送的 電磁波信號，可將該信號建模為4);信號經(jīng)過AWGN信道，會存在高斯白噪聲姐的干擾;此外，由 于發(fā)送端與接收端的相對高速運動，傳輸?shù)碾姶挪ㄐ盘柕竭_接收端時會存在多普勒頻偏Δ/， 結合現(xiàn)有的研究工作，可將妓建模為一個關于實際載波頻率Λ、載體移動速度V、加速度 。/、加加速度。部時間的多項表達式:即女i怡.義。;，。，4=€。(化.艾):+醉(。，.怎)'..外抗(。，成)^^ 其中g0(v，乂）、珥(。，追）、視:氣杰)為系數(shù)函數(shù)，具體表達式分別為：
其中叫為通信電磁波的傳播速度，拼為電磁波傳播方向與載體相對運動方向的夾角； 若發(fā)送端所發(fā)送的符號序列為嗚，發(fā)送的信號為fb)，表示為：
其中巧.為發(fā)送符號周期，非)為發(fā)送成型函數(shù)，通常選擇為平方根升余弦函數(shù)，4為 載波初始相位，經(jīng)過AWGN信道，最終，接收端所接收到的信號ri為：
其中w(i)高斯噪聲的均值為0,標準差為請。
[0016] 第二步:接收端預處理;首先對接收到的信號Γ(〇進行下變頻處理，W獲得待處理 的攜帶頻偏的基帶信號Γ'目），在滿足奈奎斯特采樣定理的條件下，對巧卻進行采樣處理，進 而獲得離散數(shù)字化的信號序列經(jīng)過載波捕獲和精確的位定時同步處理后，得到攜帶 多普勒頻偏Δ/的離散采樣序列rg(4/)，其中r,(A/)為本發(fā)明所設計方法的主要處理對象， 表不為
其中馬為采樣周期，采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定律，即：
其中為系統(tǒng)設計能夠跟蹤的最大多普勒頻偏，篡為接收端的實際采樣頻率;在此 基礎上，將所有的采樣點按照時間長度與分段，？；的大小由化L環(huán)路濾波器的頻率跟蹤范 圍和胃共同決定，且滿足：
[0017] 第Ξ步:FFT頻偏粗估計;將離散采樣序列^:峰/)按照固定長度分段，針對每一個 采樣數(shù)據(jù)段，抽取馬（4 ^ 0個采樣點做長度為24的FFT，即：
接下來，利用FFT變換后的峰值譜線得到載波頻偏的粗略估計區(qū)間;毎。，即：
其中為滿足：
通過巧e的頻率校準，可W進一步得到存在殘余頻偏的采樣序列?:，即：
其中37。為AWGN序列。
[0018] 第四步:S-P化載波動態(tài)頻偏精估計;為獲得精確的載波頻偏，將存在殘余頻偏的 采樣序列話進一步經(jīng)過S-P化處理，具體為： 1) 、鑒相器Λ馬；提取存在殘余頻偏的采樣序列祐的相位序列并輸入S-P化的鑒相器：
其中項為采樣點的相位，麵為S-P化的反饋跟蹤相位，4，)為鑒相函數(shù)； 2) 、環(huán)路濾波器巧(S);將相位偏差Δ舞經(jīng)過鑒相處理后輸入環(huán)路濾波器進行濾波處 理，環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)巧is)為：
其中巧(S)為環(huán)路濾波器傳輸函數(shù)E域表達式，巧;、馬為環(huán)路參數(shù);濾波器輸入為：
其中島為鑒相器增益； 3) 、壓控振蕩器（VC0)巧C詩；進一步將環(huán)路濾波器的輸出序列輸入到壓控振蕩器 (VC0)，傳輸函數(shù)為巧(S):
其中巧拭為vco傳輸函數(shù)z域表達式，rwo為vco的增益控制參數(shù)，經(jīng)過上述過程的 串行處理后，可獲得捧中殘余的動態(tài)頻偏窗瓜），通過弦南).的進一步校頻，可W得到載波 跟蹤輸出序列：
載波跟蹤的目標滿足： 邊/ =最。+吞1("); 第五步:FFT相偏校準;為估計載波相位偏差，可按照符號速率對離散采樣序列 進行抽樣，再利用吞1知）消去載波頻偏中的動態(tài)變化部分(殘留固定頻偏），進而得到：
最終利用基于FFT的頻域插值方法估計出載波相偏。
[0019] 下文W實例說明本發(fā)明所提方法的具體應用： 在一個面向高速移動載體的無線通信系統(tǒng)中，移動載體的最大飛行速度v=2S00米每 秒(m/s)，無線電磁波的頻率Λ = 3日巧盛化a波段）。假設電磁波的傳播速度為扣= 3x1妒m/ s(通常為光速的2/3)，則載體移動過程中產(chǎn)生的最大多普勒頻偏為Δ/ι^ = 140M。信道建 模為AWGN信道，噪聲均值為0,方差為如:。信號的載波符號速率，平均功率歸一化 主。 為1。信號平均功率與信道噪聲單邊譜密度的比值定義為信噪比，記為斌恐，單位為地。如圖 1-4所示，整個實例的實現(xiàn)過程如下： 第一步：發(fā)送端處理;發(fā)送端不進行編碼處理，直接采用四相鍵控(QPSK)調制方式，對 任意生成的比特序列馬進行調制，然后利用滾降因子為0.5的平方根升余弦函數(shù)進行符號 進行發(fā)送成型。最后將待發(fā)送信號進行上變頻，是信號被調制到頻率為Λ =3〇〇-心的載波 上。
[0020] 第二步:信道處理;首先經(jīng)過AWGN信道，添加信噪比滿足遜成的噪聲，再添加最大 多普勒頻偏為4/胃的多普勒頻偏Λ/，且Λ/關于時間?滿足：
最終接收端得到射頻信號r目）。
[0021 ]第Ξ步:接收端處理-FFT載波頻偏粗估計;首先對接收到的射頻信號進行下變頻， 再W乂 = (滿足奈奎斯特采樣定理）的采樣速率對信號進行采樣，得到離散序列樣 點(立/)，將,'η(Δ/)按照時間長度為0.1秒進行分段，每段抽取長度為馬=26二的數(shù)據(jù)進 行長度為2與=128點FFT運算，再從FFT得到的頻域譜線中尋找峰值點％，并利用
計算得到載波頻偏的粗估值。
[0022] 第四步：接收端處理-S-P化載波動態(tài)頻偏精估計；利用粗估計的載波頻偏對 d苗1進行頻率校準，得到存在殘余頻偏的序列，在對進一步對中第個樣點做如下 處理： 1) 提取樣點相位
其中喊雌為取符號位函數(shù)，iLe(')為取實部函數(shù)，加(:')為取虛部函數(shù)，1:1為取模函數(shù)； 2) 提取相位差
3) 獲得環(huán)路濾波器輸入 ~ sin Δ 其中而=1; 4) 環(huán)路濾波處理
6)更新本地跟蹤相位謀； 重復對?!進行1)-6)步的串行處理獲得本地跟蹤相位序列詩，再利用相位和頻率關于 時間的關系獲得載波跟蹤頻率氣浴J。
[0023] 第五步:接收端處理-FFT相偏校準；首先利用惡1挺;)消去載波頻偏中的動態(tài)變化 部分(殘留固定頻偏），再利用FFT變換獲得相偏。
[0024] 本發(fā)明通過FFT快速獲得信號頻率的粗略位置，進一步利用S-P化實現(xiàn)精確的頻偏 估計，克服大范圍多普勒頻偏和電磁信號噪聲對載波跟蹤的影響，適用于高速移動載體無 線通信應用場景。圖5和圖6分別給出了本發(fā)明所提基于FFT輔助S-化L的無線通信載波跟蹤 方法在最大多普勒頻偏為A/U = 140芯成，W及信噪比分別為措做=-1.日dB和畑0 dB 條件下的性能。由圖5可見，當信噪比滿足湖戰(zhàn)=-1甫地時，本發(fā)明所提方法估計的載波頻 偏與實際載波頻偏存在誤差。當從圖中可W看出，該誤差小于2x1日-11，不會給后續(xù)的解調 譯碼的性能帶來影響。從圖6可W看出，當貓戰(zhàn)^ ο地時，本發(fā)明所提方法估計的載波頻偏與 實際載波頻偏相同。圖5和圖6所示結果充分的說明本發(fā)明所提跟蹤方法的有效性。
[0025] W上所述僅是本發(fā)明的較佳實施方式，故凡依本發(fā)明專利申請范圍所述的構造、 特征及原理所做的等效變化或修飾，均包括于本發(fā)明專利申請范圍內。
【主權項】
1. 一種基于FFT輔助S-PLL的無線通信載波跟蹤方法，其特征在于:包括如下步驟： 第一步:發(fā)送端處理;將待發(fā)送信息序列4經(jīng)過編碼調制后，轉換成能夠通過天線發(fā)送 的電磁波信號，可將該信號建模為冰信號經(jīng)過AWGN信道，會存在高斯白噪聲龍的干擾； 此外，由于發(fā)送端與接收端的相對高速運動，傳輸?shù)碾姶挪ㄐ盘柕竭_接收端時會存在多普 勒頻偏鱸，可將^/建模為一個關于實際載波頻率為、載體移動速度v :、加速度#、加加速 度?和時間?的多項表達式：其中(ν,乂）、勒X)、g2 f，乂)為系數(shù)函數(shù)，具體表達式分別為：其中為通信電磁波的傳播速度，:沒為電磁波傳播方向與載體相對運動方向的夾角;若 發(fā)送端所發(fā)送的符號序列為巧，發(fā)送的信號為，表示為：其中5為發(fā)送符號周期，為發(fā)送成型函數(shù)，通常選擇為平方根升余弦函數(shù)，碎為載 波初始相位，經(jīng)過AWGN信道，最終，接收端所接收到的信號為：其中?φ)高斯噪聲的均值為0，標準差為CT5 ; 第二步:接收端預處理;接收端首先對接收到的信號進行下變頻處理，以獲得待處 理的攜帶頻偏的基帶信號「'κ，在滿足奈奎斯特采樣定理的條件下，對〃:_:0進行采樣處理， 進而獲得離散數(shù)字化的信號序列經(jīng)過載波捕獲和精確的位定時同步處理后，得到攜 帶多普勒頻偏故的離散采樣序列4(Δ/)，其中? (Δ/；)表示為:.其中為采樣周期，采樣頻率滿足奈奎斯特采樣定律，即：其中為系統(tǒng)設計能夠跟蹤的最大多普勒頻偏，乂為接收端的實際采樣頻率;在此 基礎上，將所有的采樣點按照時間長度巧分段，f的大小由PLL環(huán)路濾波器的頻率跟蹤范 圍和A/胃共同決定，且滿足：第三步:FFT頻偏粗估計;將離散采樣序列& (Λ/)按照固定長度分段，針對每一個采樣數(shù) 據(jù)段，抽取右（ )個采樣點做長度為2A^^FFT，即：其中；φ)滿足：接下來，利用FFT變換后的峰值譜線得到載波頻偏的粗略估計區(qū)間交^ ΒΡ : 其中I滿足：通過的頻率校準，可以進一步得到存在殘余頻偏的采樣序列％，即： 其中巧為AWGN序列；第四步:S-PLL載波動態(tài)頻偏精估計:為獲得精確的載波頻偏，將存在殘余頻偏的采樣 序列 < 進一步經(jīng)過S-PLL處理； 第五步:FFT相偏校準;為估計載波相位偏差，可按照符號速率對離散采樣序列^ (Δ/)進 行抽樣，再利用反i&：)消去載波頻偏中的動態(tài)變化部分，進而得到：最終利用基于FFT的頻域插值方法估計出載波相偏。2.根據(jù)權利要求1所述的一種基于FFT輔助S-PLL的無線通信載波跟蹤方法，其特征在 于:所述的第四步中將存在殘余頻偏的采樣序列$進一步經(jīng)過S-PLL處理，具體為： 1)、鑒相器;提取存在殘余頻偏的采樣序列·^的相位序列并輸入S-PLL的鑒相器：其中今為采樣點4的相位，硓為S-PLL的反饋跟蹤相位，?Κ.，)為鑒相函數(shù)； 2) 、環(huán)路濾波器巧(辦;將相位偏差么巧經(jīng)過鑒相處理后輸入環(huán)路濾波器進行濾波處理， 環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)為：其中為環(huán)路濾波器傳輸凼數(shù)f域表達式，E、％為環(huán)路參數(shù);濾波器輸入為：其中仏為鑒相器增益； 3) 、壓控振蕩器(VCO)噴冷;進一步將環(huán)路濾波器的輸出序列輸入到壓控振蕩器(VCO)， 傳輸函數(shù)為_:齡： 其中:4(?為V⑶傳輸函數(shù)2域表達式，馬ρ為V⑶的增益控制參數(shù)，V⑶的輸入為環(huán)路 濾波器的輸出，VCO的輸出為#;經(jīng)過上述過程的串行處理后，可獲得|i中殘余的動態(tài)頻偏 豆心），通過豆A):的進一步校頻處理，可以得到載波跟蹤輸出序列：載波跟蹤的目標滿足： Δ/ =Λ/0 〇
【文檔編號】H04L27/26GK105871765SQ201610453268
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2016年6月22日
【發(fā)明人】楊昊, 李輝, 朱浩, 程清明, 姜青竹, 張京
【申請人】南京索拉亞科技有限公司