本發(fā)明屬于信息與通信工程技術(shù)領(lǐng)域，涉及l(fā)eo衛(wèi)星協(xié)作通信中的空時(shí)編碼及檢測技術(shù)，具體是一種基于雙采樣的差分空時(shí)正交頻分復(fù)用方法。

背景技術(shù)：

近年來隨著空地一體化系統(tǒng)的逐步實(shí)施，利用leo人造衛(wèi)星為水、陸、空域中無線電通信站提供通信的需求急劇增加。采用分布式空時(shí)編碼(dstc)將多顆leo衛(wèi)星作為中繼，組成抗信道衰落的虛擬多輸入多輸出(mimo)系統(tǒng)，近年來逐漸成為衛(wèi)星通信技術(shù)研究熱門之一。然而，由于中繼系統(tǒng)中各衛(wèi)星位置不同，使轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)到達(dá)接收端時(shí)存在時(shí)延差導(dǎo)致符號(hào)間干擾(isi)，因此如何抵抗時(shí)延差從而提高衛(wèi)星通信質(zhì)量成為研究熱點(diǎn)。

將分布式空時(shí)編碼(dstc)與正交頻分復(fù)用(ofdm)相結(jié)合的dstc-ofdm編碼是分布式中繼網(wǎng)絡(luò)中抗時(shí)延差影響的主要技術(shù)之一，通過該技術(shù)可在保持編碼正交性的同時(shí)將整數(shù)時(shí)移轉(zhuǎn)化成頻移。傳統(tǒng)方法接收端在收到編碼信號(hào)后以符號(hào)速率采樣，然而當(dāng)時(shí)延差為非符號(hào)周期整數(shù)倍時(shí)，會(huì)導(dǎo)致采樣點(diǎn)因較符號(hào)峰值位置偏移而導(dǎo)致采樣值大小不準(zhǔn)，同時(shí)也會(huì)疊加進(jìn)對(duì)旁瓣的采樣值，造成符號(hào)間干擾。另外在解碼時(shí)，接收端需要通過信道估計(jì)來得到瞬時(shí)信道狀態(tài)信息(csi)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的相干檢測，具有較大復(fù)雜度。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為克服上述技術(shù)的現(xiàn)有不足，本發(fā)明公布一種基于雙采樣的leo系統(tǒng)差分空時(shí)正交頻分復(fù)用編碼方法，其不僅可以實(shí)現(xiàn)在信道條件未知的情況下對(duì)各中繼衛(wèi)星進(jìn)行協(xié)同編碼，避免了因估計(jì)衛(wèi)星信道帶來的系統(tǒng)復(fù)雜度，還通過令接收端采樣器始終保持在當(dāng)前符號(hào)主瓣大于其他符號(hào)旁瓣的區(qū)間內(nèi)進(jìn)行兩次采樣，使等增益合并后的系統(tǒng)平均接收信噪比增加，達(dá)到可以抵抗非整數(shù)時(shí)延差的效果。

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案的具體步驟如下：

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案具體包括下面4個(gè)步驟：

步驟1.構(gòu)建leo衛(wèi)星信道下異步雙中繼網(wǎng)絡(luò)模型；

步驟2.進(jìn)行差分dtsc-ofdm編碼；

步驟3.構(gòu)造雙采樣接收機(jī)；

步驟4.接收端進(jìn)行差分解碼；

所述步驟1中對(duì)leo衛(wèi)星信道下的異步雙中繼網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行建模；

由一個(gè)發(fā)射端s，兩顆中繼衛(wèi)星r1、r2及一個(gè)接收端d組成的分布式衛(wèi)星協(xié)作通信系統(tǒng)，系統(tǒng)中節(jié)點(diǎn)均為單天線結(jié)構(gòu)，傳輸模式選擇半雙工；系統(tǒng)傳輸信號(hào)可為兩個(gè)階段，第一階段：s對(duì)信號(hào)進(jìn)行編碼并將其廣播至r1，r2，第二階段：r1，r2分別對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼處理并采用放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議af轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)至d，整個(gè)過程地面收發(fā)兩端不存在直射信號(hào)；衛(wèi)星信道為服從萊斯分布的準(zhǔn)靜態(tài)信道，各信道間互不相關(guān)，且每條信道均由l路獨(dú)立的多徑組成，兩階段中的各路多徑信道系數(shù)分別由pi,l，qi,l表示，其中i＝1,2,表示中繼衛(wèi)星編號(hào)，l＝1,…,l；由于多徑效應(yīng)及各衛(wèi)星相對(duì)收發(fā)兩端位置的不同，造成兩路信號(hào)經(jīng)傳輸后達(dá)接收端時(shí)存在時(shí)延差，系統(tǒng)因此變?yōu)楫惒较到y(tǒng)；

所述步驟2中的差分dtsc-ofdm編碼由發(fā)送端和中繼共同完成，具體包括下述步驟：

2-1.發(fā)射端將基帶經(jīng)過星座圖映射的信號(hào)分組構(gòu)造為酉空時(shí)矩陣；

調(diào)制信號(hào)集合記為χ，將χ中每n個(gè)符號(hào)為一組x[n]，并把每連續(xù)兩組符號(hào){x1[n],x2[n]}∈χ構(gòu)造成一個(gè)酉空時(shí)矩陣x[n]：

其中，n＝0,…,n-1，為每組中的第n個(gè)符號(hào)；

2-2.系統(tǒng)對(duì)酉空時(shí)矩陣進(jìn)行差分編碼；

系統(tǒng)對(duì)第k個(gè)x[n]矩陣進(jìn)行差分編碼，可表示為：

s[n]^(k)＝x[n]^(k)s[n]^(k-1)(2)

其中，s[n]＝[s1[n],s2[n]]^t，初始迭代值s[n]⁽⁰⁾＝[1，0]^t

2-3.對(duì)每個(gè)差分信號(hào)矩陣進(jìn)行正交頻分復(fù)用處理：

其中，m＝0,…,n-1為ofdm中的第m個(gè)子載波；

2-4.信號(hào)由發(fā)射端傳輸至中繼；

對(duì)每個(gè)差分信號(hào)矩陣進(jìn)行正交頻分復(fù)用處理后的信號(hào)添加循環(huán)前綴并進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，經(jīng)脈沖整形后，從k＝0開始在連續(xù)兩個(gè)ofdm時(shí)隙內(nèi)將廣播發(fā)送至中繼，其中r＝1,2表示當(dāng)前為第r個(gè)時(shí)隙，sr[m]為s[m]的第r行向量；

2-5.中繼對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼構(gòu)造；

中繼接收到的信號(hào)可表示為：其中p0為發(fā)射端每個(gè)符號(hào)的發(fā)射功率，r＝2為中繼衛(wèi)星個(gè)數(shù)，為第一階段信道的離散沖擊響應(yīng)，其中pi,l為發(fā)送端到第i顆中繼衛(wèi)星的第l路多徑信道系數(shù)，當(dāng)m＝l時(shí)δ[m-l]＝1，當(dāng)m≠l時(shí)δ[m-l]＝0，ψi,r[m]為發(fā)射端到第i顆中繼衛(wèi)星引入的均值為0，方差為n0的加性高斯白噪聲；

中繼節(jié)點(diǎn)按下面公式對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理，將其組成空時(shí)編碼形式：

其中，是放大系數(shù)，pr是中繼端每個(gè)符號(hào)的發(fā)射功率，(·)*表示共軛轉(zhuǎn)置，zi,r[<-m>n]是zi,r[m]的圓周時(shí)域反轉(zhuǎn)，可表示為：

2-6.中繼將信號(hào)發(fā)送至接收端；

各中繼分別為信號(hào)添加循環(huán)前綴并進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，經(jīng)脈沖整形后在連續(xù)兩個(gè)ofdm時(shí)隙內(nèi)將vi,r信號(hào)發(fā)送到接收端；

步驟3.在接收端構(gòu)造雙采樣接收機(jī)具體包括下述步驟：

3-1.對(duì)到達(dá)接收端的信號(hào)進(jìn)行低通濾波；

采用的低通濾波器為升余弦滾降濾波器，可表示為：

g(t)＝sinc(t/ts)cos(πβt/ts)/(1-4β²t²/ts²)

(6)其中，β為升余弦滾降濾波器的滾降系數(shù)，ts為接收符號(hào)周期大小，t為采樣時(shí)刻；

3-2.采樣器在原采樣的基礎(chǔ)上增加一處采樣點(diǎn)；

接收端在原有符號(hào)速率0,±ts,±2ts,…為定時(shí)采樣點(diǎn)的同時(shí)，在±ts/2,±3ts/2,±5ts/2…處也增加一處采樣點(diǎn)；

3-3.對(duì)經(jīng)過濾波的信號(hào)在采樣器的兩采樣點(diǎn)處分別進(jìn)行采樣；

一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)有兩個(gè)采樣點(diǎn)對(duì)信號(hào)采樣，兩次采樣得到的值分別為：

其中，ts表示一個(gè)符號(hào)周期；di＝1,2,…,為第i顆衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)到達(dá)接收端產(chǎn)生時(shí)延差的整數(shù)部分，0≤τi＜ts為第i顆衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)到達(dá)接收端產(chǎn)生時(shí)延差的小數(shù)部分，表示卷積處理，lmf為考慮旁瓣數(shù)，φr[m]、為中繼到接收端引入的服從均值為0，方差為n0的加性高斯白噪聲；

3-4.將兩次采樣得到的值進(jìn)行等增益合并；

3-5.將等增益合并后的信號(hào)進(jìn)行ofdm解調(diào)：

3-6.計(jì)算等增益合并后接收端的平均接收信噪比；

將公式(9)帶入公式(10)中，得到離散時(shí)域接收信號(hào)：

其中vi,r＝dft{vi,r[m]}，dft{·}表示傅里葉變換，

并令

可用如下公式表示在兩中繼情況下經(jīng)歷整個(gè)傳輸過程后的分布式系

統(tǒng)接收信號(hào)：

將系統(tǒng)第一階段的離散頻域信道系數(shù)及公式(3)、(4)、(11)帶入公式(12)中可得分布式系統(tǒng)在第n個(gè)子載波的等效頻域信道系數(shù)：

經(jīng)第n個(gè)子載波傳輸引入的等效加性高斯噪聲：

其中，ψi,r[n]＝dft{ψi,r[m]}，系統(tǒng)等效噪聲w[n]為服從均值為0，方差為σ²[n]ir的加性高斯白噪聲，ir為r階單位向量，σ²[n]大小可表示為：

在實(shí)際情況下通常假設(shè)已知最大時(shí)延差整數(shù)部分因此在循環(huán)前綴足夠長且給定qi,l值時(shí)，每符號(hào)平均接收信噪比是小數(shù)時(shí)延差τi與子載波數(shù)n的函數(shù)：

步驟4.接收端進(jìn)行解碼

接收端在解碼時(shí)可以采用最大似然譯碼：

其中，c＝{x|x^hx＝xx^h＝i2}，||·||表示frobenius范數(shù)。

本發(fā)明有益效果如下：

本發(fā)明中的基于差分dstc-ofdm編碼條件下的雙采樣方法，可以克服由頻率選擇性衰落帶來的符號(hào)間干擾，同時(shí)收發(fā)兩端省去復(fù)雜的信道估計(jì)；接收端通過采用一種雙采樣的方式，來提高接收端平均接收信噪比，從而抵消因小數(shù)部分時(shí)延差存在而帶來的系統(tǒng)性能下降。相較于以往的方法，本發(fā)明使系統(tǒng)在小數(shù)部分時(shí)延差存在時(shí)，能夠較好的提高誤碼性能。

附圖說明

圖1為雙leo衛(wèi)星中繼系統(tǒng)模型圖。

圖2為改進(jìn)的雙采樣接收機(jī)模型圖。

圖3為異步傳輸對(duì)傳統(tǒng)空時(shí)協(xié)同編碼的誤碼性能影響圖。

圖4為時(shí)采用原方法在時(shí)延差與子載波數(shù)目不同情況下接收信噪比曲線。

圖5為采用本發(fā)明在時(shí)延差與子載波不同情況下接收信噪比曲線。

圖6為采用原方法和本發(fā)明在時(shí)延差不同情況下系統(tǒng)誤碼性能曲線。

圖7為采用本發(fā)明在旁瓣數(shù)不同情況下系統(tǒng)誤碼性能曲線。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和附表對(duì)本發(fā)明實(shí)施例作詳細(xì)說明。

圖1為雙leo衛(wèi)星中繼情況下系統(tǒng)模型圖。圖中系統(tǒng)由一個(gè)發(fā)射端s，兩顆中繼衛(wèi)星r1、r2及一個(gè)接收端d組成，系統(tǒng)中節(jié)點(diǎn)均為單天線結(jié)構(gòu)，傳輸模式選擇半雙工。s首先對(duì)信號(hào)進(jìn)行編碼并將其廣播至r1，r2，各中繼分別對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼處理并采用放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議(af)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)至d，整個(gè)過程地面收發(fā)兩端不存在直射信號(hào)。

圖2為改進(jìn)的雙采樣接收機(jī)模型圖。采樣器在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)有兩個(gè)采樣點(diǎn)對(duì)信號(hào)采樣，接收端在符號(hào)速率0,±ts,±2ts,…定時(shí)采樣的同時(shí)在±ts/2,±3ts/2,±5ts/2…處也進(jìn)行一次采樣，并在在采樣完成后將一個(gè)符號(hào)周期中處于主瓣大于其他旁瓣區(qū)間內(nèi)的兩采樣值進(jìn)行等增益合并。

表1為該發(fā)明算法在仿真中所需要的系統(tǒng)參數(shù)值

表1仿真中所需要的系統(tǒng)參數(shù)值

由圖表可知，本發(fā)明算法對(duì)所需的系統(tǒng)參數(shù)和算法初始值進(jìn)行了設(shè)置，假設(shè)衛(wèi)星信道服從萊斯分布，萊斯因子為10，信道中l(wèi)條路徑功率歸一化為根據(jù)銥星系統(tǒng)將用戶鏈路選取為l頻段，信源調(diào)制方式qpsk，子載波數(shù)n＝64，升余弦滾降系數(shù)β＝0.9，旁瓣數(shù)lmf＝1，系統(tǒng)總功率為p時(shí)選取兩中繼情況最優(yōu)功率分配p0＝p/2，pr＝p/4。

圖3針對(duì)傳統(tǒng)空時(shí)編碼在異步傳輸系統(tǒng)中的誤碼性能進(jìn)行了仿真。從圖中可以看出，從τ2＝0.2ts開始，系統(tǒng)開始產(chǎn)生誤差，隨著時(shí)延差的增大，系統(tǒng)誤碼性能進(jìn)一步惡化，當(dāng)時(shí)延差τ＝0.6ts時(shí)，系統(tǒng)幾乎不可用。

圖4、圖5分別選取l＝1，p/n0＝25db，|qi[n]|＝1時(shí)，分別對(duì)原方法和本發(fā)明在時(shí)延差和子載波數(shù)不同時(shí)的平均接收信噪比進(jìn)行仿真。從圖中可以看出，當(dāng)系統(tǒng)時(shí)延差為定值時(shí)，平均接收信噪比大小以n/2對(duì)稱，先減小后增加；當(dāng)子載波數(shù)目為定值時(shí)，系統(tǒng)隨著τ的增大，接收信噪比呈γ(n,τ)＝γ(n,ts-τ)對(duì)稱，先減小后增加，當(dāng)時(shí)延差τ＝0.5ts時(shí)平均接收信噪比均達(dá)到最小值。同時(shí)，在相同條件下，本發(fā)明得到的系統(tǒng)接收信噪比較原方法增大，并在時(shí)延差τ＝(0&0.5&1)ts時(shí),接收信噪比曲線互相重合。

圖6給出了在不同小數(shù)時(shí)延差存在的情況下，采用原方法及本發(fā)明得到的系統(tǒng)誤碼性能曲線。由圖可見，在時(shí)延差相同情況下，本發(fā)明較原方案誤碼性能有所提高。對(duì)于原方案，系統(tǒng)誤碼性能隨時(shí)延差增大而降低，時(shí)延差τ＝0.5ts時(shí)，由圖3可知系統(tǒng)此時(shí)接收信噪比最小，誤碼性能最差。對(duì)于本發(fā)明，當(dāng)時(shí)延差τ＝(0&0.5&1)ts時(shí),誤碼性能曲線相互重合，而當(dāng)τ為其他值時(shí)，由于平均接收信噪比更大，因此系統(tǒng)誤碼性能曲線更好。當(dāng)τ＝0.5ts，誤碼率為10^-3時(shí)，本發(fā)明較原方案有2.5db性能優(yōu)勢；誤碼率為10^-4時(shí)，較原方案有5db性能優(yōu)勢。因此，本發(fā)明相對(duì)于傳統(tǒng)方法可提高系統(tǒng)的誤碼性能，且當(dāng)小數(shù)部分時(shí)延差存在時(shí)效果更好。

圖7為采用采用本發(fā)明算法，當(dāng)時(shí)延差τ＝0.25ts情況下，考慮不同數(shù)目旁瓣時(shí)得到的系統(tǒng)誤碼性能曲線?？梢钥闯觯?dāng)旁瓣數(shù)增加時(shí)，系統(tǒng)誤碼性能差異并不明顯。當(dāng)系統(tǒng)誤碼率為10^-4時(shí)，旁瓣數(shù)lmf＝4較lmf＝1只有0.5db性能損失，說明異步系統(tǒng)誤碼性能受第一旁瓣影響較大，其余旁瓣影響十分有限。

本技術(shù)領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，以上實(shí)施例僅是用來說明本發(fā)明，而并非作為對(duì)本發(fā)明的限定，只要在本發(fā)明的范圍內(nèi)，對(duì)以上實(shí)施例的變化、變形都將落在本發(fā)明的保護(hù)范圍。