前導符號的接收方法與流程
本申請是原案的分案申請，原案的申請?zhí)枮?01510064118.5，原案的申請日為2015/02/06，原案的發(fā)明創(chuàng)造名稱為《前導符號的生成方法及接收方法》。
本發(fā)明屬于廣播通信領域，具體涉及一種前導符號的生成方法及接收方法及相應裝置。
背景技術：
目前，ofdm系統(tǒng)中實現發(fā)送端和接收端時間同步的方法基本是基于前導符號來實現的。前導符號是ofdm系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端都已知的符號序列，前導符號標志了物理幀的開始(命名為p1符號)，在每個物理幀內只出現一個p1符號或連續(xù)出現多個p1符號，p1符號的用途包括有：
1)使接收端快速地檢測以確定信道中傳輸的是否為期望接收的信號；
2)提供基本傳輸參數(例如fft點數、幀類型信息等)，使接收端可進行后續(xù)接收處理；
3)檢測出初始載波頻偏和定時誤差，用以補償后達到頻率和定時同步；
4)緊急警報或廣播系統(tǒng)喚醒。
通常的，前導符號包括物理層格式控制部分(phyformatcontrol，或pfc)和物理層內容控制部分(phycontentcontrol，或pcc)，dvb_t2系統(tǒng)的前導符號包含p1和p2，均用于傳輸信令信息或進一步用于傳輸幀格式參數。然而，已有技術p1僅能傳送7個比特信令，,致使系統(tǒng)傳輸效率不足，而且也不能適用于相干解碼的系統(tǒng)，也并未考慮通過選擇前導符號的時域符號個數來傳輸所需信令以適應系統(tǒng)需要。
技術實現要素：
本發(fā)明解決的問題是已有技術的前導符號傳輸方法致使系統(tǒng)傳輸效率不足，而且也不能適用于相干解碼的系統(tǒng)，也并未考慮通過選擇前導符號的時域符號個數來傳輸所需信令以適應系統(tǒng)需要。
為解決上述問題，本發(fā)明實施例提供了一種前導符號的生成方法一種前導符號的生成方法，其特征在于，包括如下步驟：基于頻域主體序列生成頻域子載波；對所述頻域子載波進行反傅里葉變換得到時域主體信號；以及由至少一個基于所述時域主體信號形成的時域符號生成所述前導符號，其中，生成所述頻域子載波的步驟包含：用于生成所述頻域主體序列的預定序列生成規(guī)則；和/或對所述頻域主體序列進行處理用于生成所述頻域子載波的預定處理規(guī)則，所述預定序列生成規(guī)則包含以下任意一種或兩種組合：基于不同的序列生成式產生；和/或基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位，所述預定處理規(guī)則包含：對基于所述頻域主體序列進行處理所得的預生成子載波按照頻偏值進行相位調制。
可選地，其中，在對基于所述預生成子載波以所述頻偏值進行相位調制的步驟中，同一所述時域主體信號所對應的所述頻域子載波利用同一頻偏值對該頻域子載波中每個有效子載波進行相位調制，不同所述時域主體信號所對應的所述頻域子載波利用的所述頻偏值不同。
可選地，在所述預定序列生成規(guī)則中，所述不同的序列生成式通過賦予同一恒包絡零自相關序列不同根值得到，所述同一序列生成式通過賦予恒包絡零自相關序列同一根值得到。
可選地，其中，生成所述頻域子載波的步驟包含：利用所述預定序列生成規(guī)則中的基于不同的序列生成式以生成所述頻域主體序列。
可選地，其中，生成所述頻域子載波的步驟包含：利用所述預定序列生成規(guī)則中的基于不同的序列生成式來生成所述頻域主體序列，繼續(xù)對該頻域主體序列利用所述預定處理規(guī)則以生成頻域子載波。
可選地，其中，所述頻域主體序列基于一個或者多個所述恒包絡零自相關序列生成，所述頻域主體序列具有預定序列長度nzc。
可選地，當基于多個所述恒包絡零自相關序列生成時，每個分別具有相應子序列長度lm，對每個所述恒包絡零自相關序列按照所述預定序列生成規(guī)則生成具有子序列長度lm的子序列，將多個所述子序列拼接為具有所述預定序列長度nzc的所述頻域主體序列。
可選地，所述頻域主體序列具有的預定序列長度nzc不大于所述時域主體信號具有的傅里葉變換長度nfft，基于所述頻域主體序列處理得到所述預生成子載波的步驟中包含處理填充步驟，該處理填充步驟包括：參照預定序列長度nzc將所述頻域主體序列映射成正頻率子載波和負頻率子載波；參照所述傅里葉變換長度nfft在所述正頻率子載波和所述負頻率子載波外邊緣填充預定個數的虛擬子載波和直流子載波；以及將所得子載波進行循環(huán)左移，使得零子載波對應于反傅里葉變換的第一個位置。
可選地，所述處理填充步驟還包括以下步驟：對于所述頻域主體序列進行pn調制，從而再進行所述映射，用于對各個所述時域主體信號對應的所述頻域主體序列進行所述pn調制的pn序列之間相同或不相同。
可選地，其中，將所述預定序列生成規(guī)則中進行所述循環(huán)移位這一步驟，設于進行所述pn調制之前或之后。
可選地，其中，利用第一個所述時域主體信號中對應的所述根值和/或用于進行所述pn調制的pn序列的初始相位傳輸信息。
可選地，其中，當用于進行信令傳輸的所述頻域子載波是利用所述預定序列生成規(guī)則被生成時，
若所述至少一個所述時域主體信號中第一個所述時域主體信號采用預先已知的頻域主體序列,則該頻域主體序列和對應的所述頻偏值不用于傳輸信令。
可選地，其中，所述前導符號位于物理幀中，通過所述頻域主體序列傳輸的所述信令包含用于指示所述物理幀的幀格式參數和/或用于指示緊急廣播內容。
可選地，其中，所述時域符號具有下述三段結構：其中，第一種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的后綴；第二種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的超前綴，所述前導符號包含：具有所述第一種三段結構的所述時域符號；或具有所述第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有所述第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。
本發(fā)明實施例還提供了一種前導符號的生成方法，其特征在于，基于時域主體信號生成具有下述三段結構的時域符號；以及基于至少一個所述時域符號生成所述前導符號，
其中，第一種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的后綴；第二種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的超前綴，所述前導符號包含：具有所述第一種三段結構的所述時域符號；或具有所述第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有所述第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。
可選地，其中，將所述時域主體信號定義為第一部分，將作為所述后綴或所述超前綴的時域主體信號部分定義為第二部分，將作為所述前綴的時域主體信號部分定義為第三部分，所述第三部分是基于所述第一部分的一部分直接拷貝得到，所述第二部分是基于所述第一部分的一部分調制頻偏得到。。
可選地，其中，將所述第一部分的長度設為na，將所述第二部分的長度設為lenb，將所述第三部分的長度設為lenc，將第一種所述三段結構中選取所述第二部分起點對應于所述第一部分的第一采樣點序號設為n1_1，將第二種所述三段結構中選取所述第二部分起點對應于所述第一部分的第二采樣點序號設為n1_2，滿足以下公式：n1_1+n1_2＝2na-(lenb+lenc)，進行所述調制頻偏的調制頻偏值fsh選取所述時域符號所對應的頻域子載波間隔即1/nat或1/(lenb+lenc)t，且調制初相任意選擇，t為采樣周期。
可選地，其中，對于每個第一種所述三段結構和每個第二種所述三段結構，na取值為2048，設lenc取值為520，lenb取值為504,所述第一采樣點序號n1_1＝1544，所述第二采樣點序號n1_2＝1528，所述調制頻偏值fsh為1/(1024t)或1/(2048t)。
可選地，其中，利用從所述第一部分中選取所述第二部分的不同起點來標識緊急廣播。
可選地，其中，所述前導符號所包含至少一個所述時域符號的數量為四個。
可選地，其中，四個所述時域符號分別具有的所述三段結構順次為：所述第一種三段結構、所述第二種三段結構、所述第一種三段結構以及所述第二種三段結構；或者所述第一種三段結構、所述第二種三段結構、所述第二種三段結構以及所述第二種三段結構；或者所述第二種三段結構、所述第一種三段結構、所述第一種三段結構以及所述第一種三段結構；或者所述第一種三段結構、所述第二種三段結構、所述第一種三段結構以及所述第一種三段結構；或者所述第一種三段結構、所述第一種三段結構、所述第一種三段結構以及所述第二種三段結構；或者所述第一種三段結構、所述第一種三段結構、所述第一種三段結構以及所述第一種三段結構；或者所述第一種三段結構、所述第一種三段結構、所述第二種三段結構以及所述第二種三段結構。
可選地，所述時域主體信號通過對基于頻域主體序列所生成的頻域子載波進行反傅里葉變換得到，其中，生成所述頻域子載波的步驟包含：用于生成所述頻域主體序列的預定序列生成規(guī)則；和/或對所述頻域主體序列進行處理用于生成所述頻域子載波的預定處理規(guī)則，所述預定序列生成規(guī)則包含以下任意一種或兩種組合：基于不同的序列生成式產生；和/或基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位，所述預定處理規(guī)則包含：對基于所述頻域主體序列進行處理所得的預生成子載波按照頻偏值進行相位調制。
本發(fā)明實施例還提供了一種前導符號的接收方法，其特征在于，對接收到的物理幀進行處理以得到基帶信號；判斷所述基帶信號中是否存在期望接收的前導符號；確定接收的該前導符號在物理幀中的位置并在信令信息存在時解出該前導符號所攜帶的所述信令信息。
可選地，其中，在判斷所述基帶信號中是否存在期望接收的所述前導符號時，可利用以下任意一種方式或者任意至少兩種方式自由組合進行可靠度判斷：初始定時同步方式、整數倍頻偏估計方式、精準定時同步方式、信道估計方式以及解碼結果分析方式。
可選地，其中，通過所述初始定時同步方式所得的初步結果進行小數倍頻偏估計。
可選地，其中，當所述至少一個時域主體信號中的第一個所述時域主體信號不傳輸信令為已知信息時，所述初始定時同步方式包含：通過所述第一個時域符號進行差分運算,并將已知信息對應的時域序列也進行差分運算,再將兩者進行互相關得到互相關值，基于得到的一個或多個所述互相關值，至少基于此結果進行初始同步。
可選地，其中，基于所述初始定時同步方式所得的結果進行所述整數倍頻偏估計方式。
可選地，在進行整數倍頻偏估計的步驟中，包括以下兩種方式中任意一種或兩種組合：第一整數倍頻偏估計方式包含：采用掃頻方式對所截取出的全部或部分時域波形以不同頻偏進行調制后，得到若干個掃頻時域信號，將由已知頻域序列進行傅里葉反變換所得的已知時域信號與每個所述掃頻時域信號進行滑動相關后，將最大相關峰值的所述掃頻時域信號所調制的頻偏值即為整數倍頻偏估計值；和/或第二整數倍頻偏估計方式包含：將根據初始定時同步的位置結果截取所述主體時域信號進行傅里葉變換所得的頻域子載波在掃頻范圍內按不同移位值進行循環(huán)移位，截取有效子載波所對應的接收序列，對該接收序列和已知頻域序列進行預定運算再進行反傅里葉變換，基于若干組移位值的反傅里葉變換結果得到所述移位值和所述整數倍頻偏估計值之間的對應關系，由此獲得整數倍頻偏估計值。
可選地，完成所述整數倍頻偏估計后，對頻偏進行補償后進而對傳輸信令進行解析。
可選地，完成所述整數倍頻偏估計后，當所述至少一個時域主體信號中的第一個所述時域主體信號不傳輸信令為已知信息時,利用該已知信號進行所述精準定時同步方式。
可選地，所述信道估計方式,含在對傳輸信令進行解析的步驟中，包括：當上一個所述時域主體信號譯碼結束后,利用所得到譯碼信息作為發(fā)送信息,在時域/頻域再一次進行信道估計,并和之前的信道估計結果進行某種特定運算,得到新的信道估計結果,用于下一個時域主體信號的信令解析的信道估計。
本發(fā)明實施例還分別提供了與上述生成方法和接收方法所對應的前導符號的生成裝置。
與現有技術相比，本發(fā)明技術方案具有以下有益效果：
根據本發(fā)明實施例提供的前導符號的生成方法以及接收方法、前導符號的生成裝置以及接收裝置，由于前導符號任意一個或自由組合的多個三段結構產生，每個三段符號的主體部分可分別在時域結構和頻域結構來傳輸信令，在時域上，采用三段結構可以實現相干解調，同時又通過在后綴或超前綴實施調制頻偏來解決單頻干擾的問題，又通過兩種不同的三段結構解決在危險延遲下小偏估計失效的問題；另外在頻域上，通過基于不同的序列生成式和/或基于同一序列生成式產生進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位生成頻域子載波，可選擇性地進一步結合對處理所得的預生成子載波按照頻偏值進行相位調制，以提高系統(tǒng)傳輸效率。進一步地，第一個時域符號中的時域主體信號可采用已知符號,用于作為相干檢測的初始同步和信道估計，同時可根據系統(tǒng)需要靈活地選擇前導符號中時域符號的個數來傳輸所需信令。
附圖說明
圖1是本發(fā)明的前導符號的生成方法的實施例一的流程示意圖；
圖2是本發(fā)明的實施例中物理幀的時域結構示意圖；
圖3是本發(fā)明的實施例中包含格式控制部分和內容控制部分的物理幀結構示意圖；
圖4是本發(fā)明的實施例的前導符號中一個時域符號所對應的頻域示意圖；
圖5是本發(fā)明的實施例中第一種三段結構的示意圖；
圖6是本發(fā)明的實施例中第二種三段結構的示意圖；
圖7是本發(fā)明的前導符號的生成方法的實施例二的流程示意圖；
圖8是本發(fā)明的前導符號的接收方法的實施例的流程示意圖；
圖9是本發(fā)明中利用4個時域符號的4組累加相關值獲取初步定時同步結果的邏輯運算框圖；以及
圖10是本發(fā)明中利用2個時域符號的2組累加相關值獲取初步定時同步結果的邏輯運算框圖。
具體實施方式
發(fā)明人發(fā)現已有技術中前導符號有傳輸效率不高，傳輸靈活度不夠，初始定時同步性能不好，不能實施相干解碼從而解碼性能在低信噪比下不佳這樣的問題。
針對上述問題，發(fā)明人經過研究，提供了一種前導符號的生成和接收方法，該前導符號的設計不僅提升了前導符號的定時同步性能，同時利用循環(huán)前綴的特點，可以實施相干解碼，提升了在絕大多數情況下接收性能的問題。同時，時域和頻域都傳輸信令，頻域通過多種方法實施信令傳輸，而時域可以實施緊急廣播標識。同時，通過靈活地使用時域符號的個數來實現需要傳輸的信令，以適用系統(tǒng)需要，實現了傳輸靈活性和可擴展性。同時，針對本發(fā)明的前導符號的生成方法，具體闡述了相對應的接收算法，這些接收算法能以較低地復雜度實現非常魯棒的性能。
為了使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明。
圖1是本發(fā)明的前導符號的生成方法的實施例的流程示意圖。如圖1所示，本實施例中前導符號的生成方法，包括如下步驟：
步驟s1-1：基于頻域主體序列生成頻域子載波；
步驟s1-2：對頻域子載波進行反傅里葉變換得到時域主體信號；以及
步驟s1-3：由至少一個基于時域主體信號形成的時域符號生成前導符號。
其中，生成頻域子載波的步驟包含：(1)用于生成頻域主體序列的預定序列生成規(guī)則；和/或(2)對頻域主體序列進行處理用于生成頻域子載波的預定處理規(guī)則，
(1)預定序列生成規(guī)則包含以下任意一種或兩種組合：
(1a)基于不同的序列生成式產生；和/或
(1b)基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位，
(2)預定處理規(guī)則包含：對基于頻域主體序列進行處理所得的預生成子載波按照頻偏值進行相位調制。
圖2是本發(fā)明的實施例中物理幀的時域結構示意圖。
如圖2所示，本實施公布了一種幀結構，圖2中就顯示了兩個物理幀，每個物理幀分別包含前導符號和數據區(qū)域，其中，前導符號位于數據區(qū)域之前。
數據區(qū)域用于傳輸數據信息，比如ts包或ip包等。
前導符號用于快速地檢測以確定信道中傳輸的是否為期望接收的信號，提供基本傳輸參數(例如fft點數、幀類型信息等)，使接收端可進行后續(xù)接收處理；檢測出初始載波頻偏和定時誤差，用以補償后達到頻率和定時同步；緊急廣播喚醒等。
圖3是本發(fā)明的實施例中包含格式控制部分和內容控制部分的物理幀結構示意圖。
如圖3所示，物理幀結構包含前導符號和數據區(qū)域，其中前導符號包含：由物理層格式控制部分pfc和物理層內容控制部分pcc。當然，本發(fā)明所涉及的前導符號并不限定于包含該pfc部分和pcc部分。
格式控制部分pfc由一個或多個時域符號組成(圖中用斜線框表示)，每個ofdm時域符號大小相同。本實施例中，時域符號采用ofdm符號。
圖5是本發(fā)明的實施例中第一種三段結構的示意圖；和圖6是本發(fā)明的實施例中第二種三段結構的示意圖。
前導符號的格式控制部分pfc中包含至少一個時域符號，由于本實施例中時域符號均采用以下第一種三段結構或第二種三段結構，因而，前導符號所包含的時域符號亦可稱之為三段結構時域符號。然而不做限制的是，滿足上述的前導符號中的時域符號亦可采用并非三段結構的其他結構。
通過圖5和圖6可知，本實施例一中，時域符號具有以下三段結構：如圖5中的第一種三段結構：時域主體信號(a段)、基于該時域主體信號的后部所生成的前綴(c段)、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的后綴(b段)；如圖6中的第二種三段結構：時域主體信號(a段)、基于該時域主體信號的后部所生成的前綴(c段)、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的超前綴(b段)。
將一段時域主體信號(圖中以a標示)作為第一部分，齊第一部分的最末端按照預定獲取規(guī)則取出一部分，預定處理并復制到該第一部分的前部來生成第三部分(圖中以c標示)從而作為前綴，同時，從第一部分的后部按照預定獲取規(guī)則取出一部分，預定處理進行處理并復制到該第一部分的后部或者處理并復制到前綴的前部來生成第二部分(圖中以b標示)從而分別相應作為后綴或超前綴，從而，分別生成如圖5所示的b作為后綴的第一種三段結構(cab結構)和b作為超前綴的如圖6所示的第二種三段結構(bca結構)。
基于具有三段結構的時域符號來看，本實施例中所生成的前導符號可以包含：具有第一種三段結構的時域符號；或具有第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。即前導符號可僅包含cab或bca，也可為若干個cab或若干個bca，也可為數量不限制的若干個cab和若干個bca的不分先后排列的任意自由組合。需要特別說明的是，本發(fā)明的前導符號但不限于只包含c-a-b或者b-c-a的結構，也可還包含其他時域結構，比如傳統(tǒng)cp結構等。
a段是基于某段頻域主體序列通過例如2048點的ifft變換得到，將三段結構中的c段為a段中一部分的直接拷貝，而b段為a段中一部分的調制信號段，b的數據范圍不超過c的數據范圍，即選擇給調制信號段b的那部分a的范圍不會超出截取作為前綴c的那部分a的范圍。優(yōu)選地，b的長度和c的長度之和為a的長度。
設na為a的長度，設lenc為c的長度，lenb為調制信號段b的長度。設a的采樣點序號為0,1,…na-1.設n1為選擇復制給調制信號段第二部分b的起點對應的第一部分a的采樣點序號，n2為選擇復制給調制信號段第二部分b的終點對應的第一部分a的采樣點序號。其中，
n2＝n1+lenb-1(公式1)
通常，對第二部分b段實施的調制為調制頻偏，調制m序列或其他序列等，本實施中以調制頻偏為例，設p1_a(t)是a的時域表達式，則第一種普通前導符號的時域表達式為
其中，調制頻偏值fsh可選取為時域ofdm符號對應的頻域子載波間隔即1/nat,或者1/(lenb+lenc)t其中t為采樣周期，na為時域ofdm符號的長度，比如，na為1024，取fsh＝1/1024t，且調制頻偏可任意選擇初相。為了使相關峰值尖銳，fsh也可以選擇為1/(lenbt)或者接近其值的數值。
在b-c-a的結構中，調制頻偏值正好與c-a-b結構相反，且調制可任意選擇初相。
將第一種三段結構(cab)中選取第二部分(b)起點對應于第一部分(a)的第一采樣點序號設為n1_1，將第二種三段結構(bca)中選取第二部分(b)起點對應于第一部分(a)的第二采樣點序號設為n1_2，第一采樣點序號n1_1和第二采樣點序號n1_2需要滿足以下公式
n1_1+n1_2＝2na-(lenb+lenc)(公式4)
滿足這樣關系的好處是，c-a-b結構中c段到b段的相同內容的延遲關系與b-c-a結構中b段到a段相同內容的延遲關系相同，c-a-b結構中a段到b段的相同內容的延遲關系與b-c-a結構中b段到c段相同內容的延遲關系相同，利于接收機實現。且c-a-b結構和b-c-a結構中，如果對b段采用的調制是調制頻偏的話，兩種結構的頻偏值fsh要正好相反，利于接收機實現。
用序號1表示c-a-b結構的符號，用序號2表示b-c-a結構的符號。則設p1_a(t)是a1的時域表達式，p2_a(t)是a2的時域表達式，則c-a-b三段結構的時域表達式為
b-c-a三段結構的時域表達式為
其中，不分先后排列的第一種三段結構和第二種三段結構，依照先后的不同可分別形成不同的由若干個第一種三段結構和/或若干個第二種三段結構自由組合的前導符號。下面舉例給出順次為1個c-a-b和1個b-c-a的第一前導符號的時域表達式，以及順次為1個b-c-a和1個c-a-b的第二前導符號的時域表達式。
那么，第一前導符號的時域表達式為：
第二前導符號的時域表達式為：
依此第一前導符號和第二前導符號的時域表達式可推理出其他c-a-b和b-c-a組合形成，在此不再重復贅述。
像上述情況中，當c-a-b結構和b-c-a結構級聯時，可以解決危險延遲下小偏估計失效的問題。當危險延遲造成c段和a段抵消時，第一個結構的cb段和第二個結構的bc段仍然可以用來定時同步和估計小偏。
將前導符號所包含至少一個時域符號的數量設置為傳送四個符號，下面給出幾個較優(yōu)選的四個時域符號結構，順次排列為以下幾種結構中任意一種：
(1)c-a-b，b-c-a，c-a-b，b-c-a；或
(2)c-a-b，b-c-a，b-c-a，b-c-a；或
(3)b-c-a，c-a-b，c-a-b，c-a-b；或
(4)c-a-b，b-c-a，c-a-b，c-a-b；或
(5)c-a-b，c-a-b，c-a-b，b-c-a；或
(6)c-a-b，c-a-b，c-a-b，c-a-b或
(7)c-a-b，c-a-b，b-c-a，b-c-a。
其中，例如(1)c-a-b，b-c-a，c-a-b，b-c-a這樣四個時域符號的結構，把級聯的效果發(fā)揮最大。例如(2)c-a-b，b-c-a，b-c-a，b-c-a這樣四個時域符號的結構，將后續(xù)符號a部分的保護間隔拉長，而通常第一個符號為已知信號，故采用c-a-b。
列舉出三段結構的一個優(yōu)選實施例,na為2048，設lenc為520，lenb＝504,n1_1＝1544，n1_2＝1528,均令p1_a(t)是時域主體a的表達式，則可推導出c-a-b和b-c-a的時域表達式為
以及
進一步地，fsh可選擇為1/(1024t)或者1/(2048t)。
進一步地，可利用從第一部分a中選取第二部分b的不同起點來標識緊急廣播，即通過選取不同的n1,或是n1_1和n1_2,通過復制給b段的起點來標識緊急廣播系統(tǒng)。比如c-a-b的三段結構的符號,n1_1＝1544標識普通系統(tǒng),而n1_1＝1528標識緊急廣播系統(tǒng)。又比如,b-c-a的三段結構的符號,n1_2＝1528標識普通系統(tǒng),而n1_2＝1544標識緊急廣播系統(tǒng)。
結合圖1的上述前導符號的生成步驟可知，時域主體信號a通過基于頻域主體序列生成頻域子載波進行反傅里葉變換ifft得到。再由時域主體信號a形成具有c-a-b或b-c-a這樣的三段結構的時域符號，從而形成本實施例中具有至少一個該時域符號的前導符號。
以下對三段結構(cab或bca)的時域主體信號a中的生成過程進行描述說明。
圖4是本發(fā)明的實施例的前導符號中一個時域符號所對應的頻域示意圖。
如圖4所示，給出了前導符號的pfc中一個時域符號的頻域子載波生成，基于頻域主體序列得到該頻域子載波。
在頻域子載波的生成中，包含用于生成頻域主體序列的預定序列生成規(guī)則和/或對頻域主體序列進行處理用于生成頻域子載波的預定處理規(guī)則。
針對預定序列生成規(guī)則來說，頻域主體序列的生成過程較為靈活，該預定序列生成規(guī)則包含以下任意一種或兩種組合：基于不同的序列生成式產生；和/或基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位。本實施例中，采用恒包絡零自相關序列(cazac序列)來實現，也就是說，上述不同的序列生成式通過賦予同一cazac序列不同根值得到，也可以是，上述同一序列生成式通過賦予cazac序列同一根值得到。
頻域主體序列基于一個或者多個cazac序列生成，頻域主體序列具有預定序列長度nzc。該預定序列長度nzc不大于時域主體信號具有的傅里葉變換長度nfft。
對頻域主體序列進行處理填充步驟，總體來說包括：參照預定序列長度nzc將頻域主體序列映射成正頻率子載波和負頻率子載波；參照傅里葉變換長度nfft在正頻率子載波和負頻率子載波外邊緣填充預定個數的虛擬子載波和直流子載波；以及將所得子載波進行循環(huán)左移，使得零子載波對應于反傅里葉變換的第一個位置。
在此，列舉基于一個cazac序列生成的例子。首先生成nzc長度的頻域主體序列(zadoff-chu，序列，zc)，是cazac序列的一種，
設序列公式為：
注意nzc可以等于或小于nroot，即可由某一根值的完整的zadoff-chu序列完整或截短產生，然后可選擇對這zc序列調制一個同樣長度的pn序列，得到zc_m序列，將zc_m序列分成兩部分，左半部分長度為
。
具體地來說頻域主體序列的生成過程，比如序列公式
比如,取256個根值q,得到256個序列,即可傳輸8個比特，基于2^8＝256,且移位值設定為1024,則256個中的每個序列又可以進行0-1023的移位,即每個序列通過1024種移位又實現了10比特的信令傳輸，基于2^10＝1024，因而共可傳輸8+10＝18比特信令。
這些信令映射到比特字段，所傳輸的信令可包含用于指示物理幀的幀格式參數和/或用于指示緊急廣播內容，其中，幀格式參數如：幀數目，幀長度，pcc符號的帶寬，數據區(qū)域的帶寬，pcc符號的fft大小和保護間隔長度，pcc調制和編碼參數。
上述預定序列生成規(guī)則中的循環(huán)移位可放在對zc序列進行pn序列調制之前進行,也可以放在pn序列調制之后進行，另外，用于對各個所述時域主體信號對應的所述頻域主體序列進行所述pn調制的pn序列之間相同或不相同。
其中,若至少一個時域主體信號中第一個時域主體信號采用預先已知的頻域主體序列,則該頻域主體序列和對應的頻偏值不用于傳輸信令，而后續(xù)時域符號中的pfc來傳輸信令。
最后一個ofdm符號所用的頻域主體序列(zc序列)與第一個ofdm符號所用的頻域主體序列(zc序列)的相位相差180度，這用來指示pfc的最后一個ofdm符號；pfc中的第一個ofdm符號所采用的zc序列，一般為某長度無循環(huán)移位的根序列，而在該長度下，zc序列有一個集合，因此本發(fā)明選用此集合中某一序列，這可以指示某一信息，例如版本號或者指示數據幀中傳輸的業(yè)務類型或模式；此外，利用第一個時域主體信號中對應的所述根值和/或用于進行pn調制的pn序列的初始相位傳輸信息，pn的初始相位也有一定的信令能力，例如指示版本號。
在此，列舉基于多個cazac序列生成的例子。每個cazac序列分別具有相應子序列長度lm，對每個cazac序列按照上述預定序列生成規(guī)則生成具有子序列長度lm的子序列，將多個子序列拼接為具有預定序列長度nzc的頻域主體序列。
具體來說，在頻域有效子載波的生成上，由m個cazac序列組成，設m個cazac序列的長度分別為l1,l2,...lm，且滿足
子載波位置填充也可采取其他處理填充步驟，這里不做限定。
將經過上述處理填充所得子載波進行循環(huán)左移，進行前半后半頻譜互換后，類似于matlab中的fftshift，即把零子載波對應于離散反傅里葉變換的第一個位置,得到預定長度nfft的頻域ofdm符號的預生成子載波。
進一步地，在本實施的頻域子載波生成過程中，除了較優(yōu)選地采用上述預定序列生成規(guī)則，還可較優(yōu)選地采用于對頻域主體序列進行處理以生成頻域子載波的預定處理規(guī)則。本發(fā)明不限定采用該預定處理規(guī)則和預定序列生成規(guī)則中任意一種或兩個來形成頻域子載波。
預定處理規(guī)則包含：對預生成子載波按照頻偏值s進行相位調制，其中，該預生成子載波是通過上述對頻域主體序列進行處理填充、循環(huán)左移等步驟得到的。在該預定處理規(guī)則中，同一時域主體信號a所對應的頻域子載波利用同一頻偏值s對該頻域子載波中每個有效子載波進行相位調制，不同時域主體信號a所對應的頻域子載波利用的頻偏值不同s。
針對預定處理規(guī)則具體來說，比如原ofdm符號的子載波表達式為
a0(k)k＝0,1,2,...nfft-1，
(公式12)則按某一頻偏值比如s對每個子載波進行相位調制的表達式如下：
其中，零載波相乘的操作實際無需進行，只需對有效子載波操作即可。頻偏值s可選擇的范圍為[-(nfft-1),+(nfft-1)]的整數，該頻偏值s基于時域主體信號具有的傅里葉變換長度nfft確定，其不同的取值可以用于傳輸信令。
應注意的是，上述按頻偏值s對每個預生成子載波進行相位調制的實現方法也可在時域上實現。等效于：將原始未調制相位的頻域ofdm符號經ifft變換得到時域odfm符號，可將時域ofdm符號進行循環(huán)移位后生成時域主體信號a,通過不同的循環(huán)移位值來傳輸信令。在本發(fā)明中，在頻域中按某一頻偏值對每個有效子載波進行相位調制來進行描述，其顯而易見的時域相等效操作方法也在本發(fā)明之內。
綜上所述，本實施例在頻域子載波的生成過程中，可以基于頻域主體序列選擇進行上述預定序列生成規(guī)則(1a)和預定序列生成規(guī)則(1b)以及預定處理規(guī)則(2)中的任意一個或者至少兩個的自由組合。
舉例來說，采用規(guī)則(1a)的前導符號的生成方法來傳輸信令。
比如上例所描述根值q取256種，每個根值q的循環(huán)移位值取0-1023,則可傳送8+10＝18比特信令。
再比如，舉例來說，用規(guī)則(1a)和規(guī)則(2)的前導符號的生成方法來傳輸信令。
根值q取2種，時域ofdm符號長度為2048，取1024種移位值，以2為間隔，比如0，2，4，6，….2046等，傳輸1+10＝11比特信令。
再比如，舉例來說，僅用規(guī)則(2)的前導符號的生成方法。
根值q固定，對頻域子載波按不同頻偏值s進行相位調制，比如上述nfft為2048，
本發(fā)明的還提供了一種前導符號實施例二的接收方法。圖7是本發(fā)明的前導符號的生成方法的實施例二的流程示意圖。
如圖7所示，本實施例中前導符號的生成方法，包括如下步驟：
步驟s2-1：基于時域主體信號生成具有下述三段結構的時域符號；以及
步驟s2-2：基于至少一個時域符號生成前導符號。
其中，三段結構中的第一種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的后綴；三段結構中的第二種三段結構包含：所述時域主體信號、齊所述時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于所述時域主體信號在所述前綴范圍內選取一部分生成的超前綴，
前導符號包含：具有所述第一種三段結構的所述時域符號；或具有所述第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有所述第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。
在本實施例二具有與實施一中相對應的技術要素例如第一種三段結構、第二種三段結構的具體構造，在此省略相同說明。
本發(fā)明的實施例還提供了一種前導符號的接收方法。圖8是本發(fā)明的前導符號的接收方法的實施例的流程示意圖。
如圖8所示，本實施例中的前導符號的接收方法，包括如下步驟：
步驟s3-1：對接收到的物理幀進行處理以得到基帶信號；
步驟s3-2：判斷基帶信號中是否存在期望接收如上述生成方法所生成的前導符號；
步驟s3-3：確定所接收的前導符號在物理幀中的位置并解出該前導符號所攜帶的信令信息。
在步驟s3-2判斷所述基帶信號中是否存在期望接收的所述前導符號時，可利用以下任意一種方式或者任意至少兩種方式自由組合進行可靠度判斷：初始定時同步方式、整數倍頻偏估計方式、精準定時同步方式、信道估計方式以及解碼結果分析方式。
該步驟s3-2包含初始定時同步方式，用于初步確定前導符號在物理幀中的位置。進一步地，初始同步后，還可基于初始定時同步的結果進行小偏估計。另外，進一步地，初始同步后，還可以基于所述初始定時同步方式所得的結果進行所述整數倍頻偏估計方式。
當發(fā)送端的前導符號生成方法采用將第一個時域主體信號不傳輸信令為已知信息時，該(①)初始定時同步方式包含：通過第一個時域符號進行差分運算,并將已知信息對應的時域序列也進行差分運算,再將兩者進行互相關得到互相關值，基于得到的一個或多個互相關值，至少基于此結果進行初始同步。
接下來對基于初始定時同步結果的整數倍頻偏估計方式進行說明，在進行整數倍頻偏估計的步驟中，包括以下兩種方式中任意一種或兩種組合：.
第一整數倍頻偏估計方式包含：采用掃頻方式對所截取出的全部或部分時域波形以不同頻偏進行調制后，得到若干個掃頻時域信號，將由已知頻域序列進行傅里葉反變換所得的已知時域信號與每個掃頻時域信號進行滑動相關后，將最大相關峰值的掃頻時域信號所調制的頻偏值即為整數倍頻偏估計值；和/或
第二整數倍頻偏估計方式包含：將根據初始定時同步的位置結果截取主體時域信號進行傅里葉變換所得的頻域子載波在掃頻范圍內按不同移位值進行循環(huán)移位，截取有效子載波所對應的接收序列，對該接收序列和已知頻域序列進行預定運算再進行反傅里葉變換，基于若干組移位值的反傅里葉變換結果得到移位值和整數倍頻偏估計值之間的對應關系，由此獲得整數倍頻偏估計值。
下面舉例具體描述整偏估計方式，可利用pfc第一個符號的已知信息來進行整偏估計和初始信道估計，必須針對第一個符號的已知信息。
第一整數倍頻偏估計方式，根據初始定時同步檢測出的前導符號出現的位置，截取接收到的前導符號的時域波形的全部或者一部分，采用掃頻的方式，即以固定的頻率變化步徑，比如對應整數倍頻偏間隔，將該部分時域波形調制上不同的頻偏后，得到若干個時域信號
其中，t為采樣周期，fs為采樣頻率。而已知頻域序列按預定子載波填充方式后進行傅立葉反變換對應的時域信號為a2，將a2作為已知信號與每個a1y進行滑動相關，選取出現最大相關峰值的那個a1y，則對其所調制的頻偏值y即為整數倍頻偏估計值。
其中，掃頻范圍對應系統(tǒng)所需要對抗的頻偏范圍，比如需要對抗正負500k的頻偏，而系統(tǒng)采樣率為9.14m,前導符號主體為2k長度，則掃頻范圍為
第二整數倍頻偏估計方式：根據初始定時同步檢測出的前導符號出現的位置,截取主體時域信號a，并進行fft，將fft后的頻域子載波進行掃頻范圍的不同移位值的循環(huán)移位，而后截取有效子載波所對應得接收序列，用接收序列和已知頻域序列進行某種運算(通常為共軛相乘，或者相除)，將其結果進行ifft，對ifft的結果進行特定運算，比如取最大徑能量，或者取若干大徑能量累加。那么若干個移位值，經過若干次ifft后，每次都得到一個運算結果，則會得到若干組的運算結果。基于這若干組結果判斷出哪個移位值對應了整數倍頻偏估計，由此得到整數倍頻偏估計值。
通常的判斷方法是基于若干組的結果，選擇能量最大的那組對應的移位值，作為整數倍頻偏估計值。
整數倍頻偏估計的具體算法有很多種,不再贅述。
另外，利用接收到的包含已知信息的第一個符號和第一個符號中已知頻域序列和/或其進行傅立葉反變換對應的時域信號完成信道估計，同樣可以選擇在時域進行和/或在頻域進行，包括可以時頻聯合運算，這里不再展開。
進一步地，完成上述整數倍頻偏估計后，對頻偏進行補償后進而對傳輸信令進行解析。
進一步可選擇地，完成整數倍頻偏估計后，當至少一個時域主體信號中的第一個時域主體信號不傳輸信令為已知信息時,利用該已知信號進行精準定時同步方式。
在對傳輸信令進行解析的步驟中包含信道估計方式，該信道估計方式包括：當上一個時域主體信號譯碼結束后,利用所得到譯碼信息作為發(fā)送信息,在時域/頻域再一次進行信道估計,并和之前的信道估計結果進行某種特定運算,得到新的信道估計結果,用于下一個時域主體信號的信令解析的信道估計。
進一步地，當解出幀格式參數和/或緊急廣播內容后，可根據參數內容和已確定pfc符號的位置來得到pcc符號的位置或者數據符號的位置并基于此進行后續(xù)解析pcc符號或數據符號。
較為特別地是，針對具有如實施例二中具有不限數量任意組合的cab或bca這樣從時域角度中進行限定的三段結構的前導符號來說：
用于接收上述這樣前導符號的接收端中，第(②)初始定時同步方式包括：當檢測到時域符號具有三段結構時，利用每個cab和/或bca的特有處理關系和/或調制關系進行延遲滑動自相關來獲取一組或多組累加的相關值,再基于一組或多組該相關值進行特定數學運算后,至少基于運算結果值進行初步定時同步。
繼續(xù)針對這樣的前導符號來說，當發(fā)送端利用第一部分中選取第二部分的不同起點標志緊急廣播時，初始定時同步通過以下任意一種或任意兩種相自由組合來解析緊急廣播：第三部分與第二部分之間相同內容的不同延遲關系；以及第一部分與第二部分之間相同內容的不同延遲關系，以區(qū)別發(fā)送緊急廣播和普通廣播。
進一步地，當發(fā)送前導符號中的pfc同時包含以下兩種情況(a)和(b)時，
(a)所述至少一個時域主體信號中的第一個所述時域主體信號不用于傳輸信令為已知信息；
(b)以及檢測到所述時域主體信號具有所述三段結構，
通過上述第(①)初始定時同步方式和第(②)初始定時同步方式中的任意一種或兩種組合來完成初始定時同步。其中當基于兩種完成時，則將第(①)初始定時同步方式所得的第一初步同步運算值和第(②)初始定時同步方式所得的第二初步同步運算值再進行加權運算，基于該加權運算值完成初始定時同步。
下面結合具體方法數據和運算公式來說明初步確定前導符號在物理幀中位置的方法。
[第(①)初始定時同步方式]
其中,當pfc第一個符號不傳輸信令,為已知信號時,第(①)初始定時同步方式可通過pfc第一個符號進行差分運算,將已知信息對應的時域信號也進行差分運算,再將兩者進行互相關,基于一組或多組差分相關的結果進行初始同步，初步確定前導符號在物理幀的位置。
下面描述第(①)初始定時同步方式中差分相關的具體過程，首先介紹單組差分相關的過程。
確定差分值，將接收基帶數據進行按差分值的差分運算，將已知信息所對應的本地時域序列也進行按差分值的差分運算，然后再將這兩個差分運算的結果進行互相關，得到對應于該差分值的差分相關結果。這單組的差分相關結果的運算過程為現有技術。設差分值為d，接收基帶數據為rn，每一步具體公式描述如下；
首先，將接收基帶數據進行按差分值的差分運算
經過差分運算后，載波頻偏帶來的相位旋轉變成了固定的載波相位ej2πdδf，這里δf表示載波頻率偏差。
同時將本地時域序列也進行差分運算
然后將差分之后的接收數據和本地差分序列進行互相關，得到
在系統(tǒng)沒有多徑，也沒有噪聲的情況下，
從上述單組差分相關運算過程可知，差分相關算法可以對抗任意大載波頻偏的影響，但是由于先將接收序列進行差分運算，使得信號噪聲增強，而且在低信噪比下，噪聲增強非常嚴重，造成信噪比顯著惡化。
為了避免上述問題，因此不止單組差分相關運算，可實施多組差分相關，比如n的取值為64，實施64組差分相關，得到
對n個結果進行特定數學運算，得到最終相關結果。
本實施例中，針對多組差分相關(64組)按照預定差分選定規(guī)則被選定出的過程，可基于傳輸系統(tǒng)的性能需求采用以下兩種中任意一種：
(1)第一預定差分選定規(guī)則：差分值d(i)任意選擇n個不同值且滿足d(i)＜l，其中l(wèi)為已知信息相對應的本地時域序列的長度。
(2)第二預定差分選定規(guī)則：差分值d(i)選擇n個為等差數列的不同值且滿足d(i)＜l，即
對這n個結果(64個)進行預定處理運算，得到最終相關結果，這里的預定處理運算的優(yōu)選實施例有兩種，分別進行闡述。
第一種預定處理運算：
差分值d(i)可任意選擇n個不同的值，滿足d(i)＜l。因為，所任意選擇的差分值d(i)，每組差分相關后的相位ej2πd(i)δfi＝0,...,n-1各不相同，不能直接矢量相加，所以僅能夠加權絕對值相加或平均。通過以下公式對n個不同的差分相關結果進行預定處理運算，得到最終差分結果。下式為絕對值相加得到最終差分結果的例子。
第二種預定處理運算：
差分值d(i)可任意選擇n個不同的值，滿足d(i)＜l，且滿足d(i)為等差數列，即d(i+1)-d(i)＝k，k為滿足
按此規(guī)則選擇的差分值，得到如
因為，通過此共軛相乘將原本每組不同的相位ej2πd(i)δf變成了相同的ej2πkδf，所以，通過以下公式8得到的n-1組rmi,m可進行加權矢量相加或平均得到最終差分結果，以得到較之第一種預定處理運算更好的性能。下式為矢量相加得到最終差分結果的例子。
需要說明的是，當差分值d(i)是采用上述第二預定差分選定規(guī)則情況下，不僅可匹配述第二種預定處理運算中獲得共軛相乘值再進行加權矢量相加或平均以得到最終相關結果，還可匹配按照上述第一預定處理運算中直接對至少兩個差分相關結果通過加權絕對值相加或平均以得到最終相關結果。
從而基于運算rdc,m初步確定前導符號在物理幀的位置。
[第(②)初始定時同步方式]
其中,當前導符號具有c-a-b或者b-c-a的時域結構時,利用c-a-b和/或b-c-a特有的處理關系和/或調制關系，對基帶信號進行必要的反處理和/或信號解調后進行延遲滑動自相關來獲取1組或多組累加相關值,再基于一組或多組累加相關值進行延遲關系匹配和/或特定的數學運算后,將運算值用于初始定時同步，初步確定前導符號在物理幀的位置。舉例來說，延遲滑動自相關獲取累加相關值公式如下：
可選擇對u1'(n)進行能量歸一化得到u1s'(n)。
即
能量歸一化也可采取其他方法，u1(n)中的取共軛操作*，也可由r(n)實現，而r(n-na)不取共軛。
在每個c-a-b或b-c-a的結構中，可分別獲取基于相同內容的ca，ab和cb三個累加相關值。
舉例來說，這里只以c-a-b結構舉例，b-c-a可相應推得。
利用c段與a段相同的部分進行滑動延遲相關，注意上述能量歸一化的步驟可以加上，這里不再贅述。每1個c-a-b或b-c-a的結構可得到三個相關值：uca'(n)，ucb'(n)，ucb'(n)
利用b段與c段相同僅調制頻偏的部分進行滑動延遲相關：
利用b段與a段相同僅調制頻偏的部分進行滑動延遲相關：
其中，corr_len可取1/fsht,以避免連續(xù)波干擾，或者取lenb以使得峰值尖銳。
而當前導符號包含多個三段結構時，可得到多組ca，ab和cb三個累加相關值，即多組uca'(n)，ucb'(n)，uab'(n)，基于多組值中的一組和多組進行延遲關系匹配和/或數學運算，得到最后的運算值，將該運算值用于初始同步。
比如，針對優(yōu)選的4個具有三段結構的時域符號來說，其排列為c-a-b、b-c-a、c-a-b、b-c-a時，得到
則可將
可將
可將
最后，基于uca(n)和ucb-ab(n)和uab-cb(n)的一個或多個再進行延遲匹配并進行特定的運算，這里的延遲匹配舉例如下：
uca(n)，ucb-ab(n),uab-cb(n-a)
基于運算結果完成初始定時同步，特定數字運算可以是絕對值相加。比如取最大值位置來完成初始定時同步。
需要說明的是，考慮到系統(tǒng)采樣鐘偏差的影響，在上述實施例中，可以將其中一些延遲相關器應有的延遲數加減一，形成本身和加減一后的三個延遲數，依據這三個延遲數實施滑動延遲自相關，再選擇相關結果最為明顯的那個，同時可以估計出定時偏差。
圖9就給出了本實施中利用4個時域符號的4組累加相關值獲取初步定時同步結果的邏輯運算框圖；以及圖10就給出了本實施中利用2個時域符號的2組累加相關值獲取初步定時同步結果的邏輯運算框圖。
不是一般性地，若當前導符號中除具有c-a-b或者b-c-a的結構，還包含其他時域特性時，除利用上述c-a-b或者b-c-a的結構特點的定時同步方法，再疊加上針對其他時域結構特點實施的其他的定時同步方法，并不脫離本發(fā)明所描述的精神。
進一步地，初步完成初始定時同步后,利用第(①)方式和/或第(②)方式的初步定時同步結果還可以進行小數倍頻偏估計。
針對小數倍頻偏估計的算法，具體舉例來說，當采用第(①)初步定時同步方式時，
又具體舉例來說，當第(②)初步定時同步方式時，取uca(n)中最大值的角度，可算出第2小偏值，再將ucb-ab(n)和uab-cb(n)共軛相乘后，也取最大值對應的角度，可算出第3小偏值。如上邏輯運算框圖中的角度用于求小偏的示意部分，可基于第2小偏值，第3小偏值的任意之一和之二來進行小偏估計。
當發(fā)送前導符號中的pfc同時包含第(①)和第(②)初步定時同步方式實施所需的特征時，基于第1、第2、第3小偏值的任意之一或者任意至少之二的組合來得到小偏估計值。
在上述步驟s3-3的解出該前導符號所攜帶的信令信息步驟中，該信令信息解析步驟包括：利用前導符號的全部或部分時域波形和/或由該前導符號的全部或部分時域波形經過傅里葉變換后所得到的頻域信號，解出該前導符號所攜帶的信令信息。
比如,按pfc部分每個接收符號對應的a段位置的長度nfft的時域接收數據進行相應長度的fft運算后,去除零載波，根據有效子載波位置取出接收到的頻域子載波,利用其來進行信令解析。
若發(fā)送序列經過pn調制，則接收端可先將接收的頻域子載波先進行解調pn操作，再進行zc序列信令解析。也可直接用未解調pn的接收的頻域子載波直接進行信令解析。這二者的區(qū)別僅在于已知序列集合采取的方法不同，下文將會闡述。
進一步地，在解析信令信息步驟中，利用發(fā)送端所發(fā)送的頻域主體序列的所有可能的不同根值和/或不同頻域移位值而產生的已知信令序列集合以及所有可能的頻域調制頻偏值來解析信令。這里的已知序列集合，包含以下含義：
所有可能的根植和/或所有可能的頻域循環(huán)移位產生的cazac序列，如果在發(fā)送端調制了pn，則已知序列集合既可指調制pn后的序列集合，也可指調制pn前的序列集合。如果接收端在頻域進行了解調pn操作，則已知序列集采用調制pn前的序列集合，如果接收端在頻域不采用解調pn，則已知序列集采用調制pn后的序列集合。若要用到已知序列集合對應的時域波形，則一定采用cazac序列調制pn后的序列集合。
進一步地，若發(fā)送端生成cazac序列后，還進行了交織操作，則已知序列集合既可指cazac序列/和或調制pn后經頻域交織后的序列集合，也可指經頻域交織前的序列集合。如果接收端在頻域進行了解交織操作，則已知序列集采用頻域交織前的序列集合，如果接收端在頻域不采用解交織操作，則已知序列集采用頻域交織后的序列集合。若要用到已知序列集合對應的時域波形，則一定采用cazac序列和/或調制pn且進行了解交織的序列集合，即各個最后映射到子載波上的序列組成的集合。
分別從以下發(fā)送端的生成方法所采用的兩種發(fā)送情況來對信令解析的具體過程做如下說明。
<第一發(fā)送情況>當頻域子載波的生成過程中，采用基于不同的序列生成式產生和/或基于同一序列生成式產生進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位時。
將頻域信令子載波與信道估計值以及所有可能的頻域主體序列進行特定數學運算進行信令解析，其中，特定數學運算包含以下任意一種：
(1)結合信道估計的最大似然相關運算；或
(2)將信道估計值對頻域信令子載波進行信道均衡后,再與所有可能的頻域主體序列進行相關運算,選擇最大相關值作為信令解析的譯碼結果。
下面具體描述第一發(fā)送情況下信令解析的過程。
例如,設i＝0:m-1,m為信令子載波個數,j＝0:2p-1,p為頻域所傳信令比特數,即對應信令子載波集共有2p個元素.且每個元素對應長度為m的序列.hi為每個信令子載波對應的信道估計值,sc_reci為接收到的頻域信令子載波值,
則
取max(corrj)所對應的j,即得到頻域傳輸信令。
如果發(fā)送端調制了pn，sc_reci未經過pn解調，則
對于發(fā)送端包含頻域交織的操作，可簡單推得，這里不再專門闡述。
可選地,頻域傳輸信令的解碼過程也可以在時域上進行,利用已知信令子載波集經ifft變換后所對應的時域信令波形集直接與獲取多徑準確位置的時域接收信號進行同步相關,取相關值絕對值最大的那個,也可以解出頻域傳輸信令,這里不再贅述。
若pfc每個符號的信令子載波由不止一個zc序列調制pn且進行頻域交織組成，則接收端得到頻域有效子載波后，進行相應頻域解交織操作，解調pn操作，再進行zc序列信令解析。若調制pn在頻域交織之前，則先進行頻域解交織，再進行解調pn。若調制pn在頻域交織之后，則先解調pn，再進行頻域解交織，或者先進行頻域解交織，再進行解調pn。但此時解調的pn序列為原始pn進行解交織后的pn序列。
<第二發(fā)送情況>當所述頻域子載波的生成過程中采用對預生成子載波以所述頻偏值進行相位調制時。
利用以下三種解析信令方式中的任意一種或至少兩種相組合進行信令解析：
第一解析信令方式：將頻域信號取出有效子載波進行信道均衡后，和已知信令集的每一已知序列進行匹配/除法運算，直接求取頻域頻偏值或進行反傅里葉運算；和/或
第二解析信令方式：當確定每個時域符號的頻域信令集只有一個已知序列且前后符號的已知序列也相同時，僅通過前后時域符號間的延遲相關所解出的時域循環(huán)位移值來進行解析信令；和/或
第三解析信令方式：對每個時域符號的時域接收信號與所有可能的調制頻偏前的已知頻域序列所對應的時域已知序列進行相對應地互相關，對互相關值進行預定處理，再進一步將預定處理后的前后符號的互相關值按照所述時域符號的預定符號長度關系進行前后符號間隔長度的延遲相關，所解出時域循環(huán)移位值，基于該時域循環(huán)移位值解析傳輸信令。
具體地說，在利用頻域信號解出該前導符號所攜帶的信令信息步驟中，若發(fā)端頻域序列生成按上述頻偏值s對每個有效子載波進行相位調制所得，則可實施的解析接收算法有以下3種：
第1解析接收算法：
將頻域信號取出有效子載波的值，進行信道均衡后，將每個子載波與已知頻域信令集的每一頻域已知序列對應的子載波進行匹配/除法運算后，進行ifft運算，基于ifft的結果解出所傳輸信令(包含頻域主體序列以及時域循環(huán)移位值所傳信令)。
比如已知發(fā)送頻域子載波未經相位調制前的表達式為ak，經相位調制后表達式為
經信道后，接收到的頻域數據表達式為
其中ak為已知信令集中第k個載波的已知值。那么，進行
其中σ2為估計噪聲方差，再將ek進行ifft運算，將運算結果的絕對值最大的位置用于解析信令，即頻域調制頻偏值s(時域循環(huán)移位值)。
舉例來說，已知頻域信令集只有1個已知序列，即僅依靠頻域調制頻偏值s(時域循環(huán)移位值)傳輸信令，則基于一次ifft的結果，其絕對值最大值出現的位置來解析時域循環(huán)移位傳輸的信令。
舉例來說，已知頻域信令集有2個已知序列，由不同根值root的cazac序列產生并經pn調制，傳輸1個信令，同時也依靠域調制頻偏值(時域循環(huán)移位值)傳輸8個信令，則分別將2個上述處理得到2個ifft的結果，基于2個ifft的結果，選擇絕對值最大值大的那個解出頻域所傳1比特信令，同時根據大的那個峰值出現的位置來解析時域循環(huán)移位傳輸的8比特信令。
第2解析接收算法：
基于前后符號間的延遲相關來解出時域循環(huán)移位值所傳輸的信令，即頻域調制頻偏值。這種方法可用于每個時域主體信號對應的已知頻域信令集只有一已知序列，且前后時域符號的時域主體信號對應的已知序列相同，僅依靠頻域調制頻偏值(時域循環(huán)移位值)傳輸信令。
具體來說，比如時域移位傳輸n比特信令，分別對應于2n個移位值，.那么將這2n個移位值分別加上2個符號間的固有延遲數，得到2n個延遲值，接收機嘗試2n個延遲值d的延遲相關，延遲相關表達式如上
其中，l可以選取為時域主體a的長度，n0為定時初同步或者精準定時同步后，表征時域主體a的起點。
共得到2n個e(d)，取出最大值對應的那個d，即可反推得到傳輸的信令。
第3解析接收算法：
基于時域接收信號，與每個時域符號的時域主體信號對應的所有可能的調制頻偏前的已知頻域序列集所對應的時域已知序列進行互相關，基于互相關值進行特定操作，再將經過處理后的互相關值進一步進行前后2個符號間隔長度的如第2解析接收算法的延遲相關來解出時域循環(huán)移位值所傳輸的信令。
這里對互相關值進行的特定操作，通常來說是提取大徑以及濾除噪聲。具體來說，就是將互相關值的較大峰值部分保留，而底噪部分置0。后續(xù)基于處理后的互相關值進一步進行前后2個符號的延遲相關，其方法和判斷和第2解析接收算法同，這里不再贅述。
進一步解釋來說，如若每個時域符號的時域主體信號對應的已知頻域序列集所對應的時域已知序列不止一個，即發(fā)送端既包含利用頻域生成cazac序列的不同root值和/或利用頻域生成cazac序列同一根值的循環(huán)移位來傳輸信令，也靠頻域按頻偏值對每個有效子載波進行相位調制的方法傳輸信令時，則將多個時域已知序列均與時域接收信號進行互相關，然后每個時域符號選取出互相關值最大的那個進行后續(xù)處理，利用互相關最大的那個其對應的已知頻域序列集里的元素，即可解析出由頻域生成cazac序列的不同root值和/或利用頻域生成cazac序列同一根值的循環(huán)移位來傳輸的信令。同時進一步地，利用后續(xù)互相關值進一步進行前后2個符號間隔長度的延遲相關，來解出由頻域按頻偏值對每個有效子載波進行相位調制的方法所傳輸的信令。
進一步地,無論采用哪種信令解析方式，當pfc的上一個時域主體信號譯碼結束后,假定譯碼正確,利用上一個的譯碼信息作為發(fā)送信息,在時域/頻域再一次進行信道估計,并和先前的信道估計結果進行某種特定運算,得到新的信道估計結果,用于下一個時域主體信號的信令解析的信道估計。
進一步地，當信令解析完成即解出幀格式參數和/或緊急廣播內容后，可根據參數內容和已確定pfc符號的位置來得到pcc符號的位置或者數據符號的位置并基于此進行后續(xù)解析pcc符號或數據符號。
最后特別說明的是，在接收端，判斷是否存在期望接收的前導符號可有多種方法，比如由上述第①初始定時同步中的相關后的運算結果判斷，也可由后續(xù)的整數倍頻偏估計，精準定時同步，信道估計或者解碼結果的可靠度來判斷。
其中,由上述第①初始定時同步中的相關后的運算結果判斷，可采用固定門限的方法，即運算結果超過固定門限，則認為存在期望接收的前導符號部分，且基于該運算結果所對應的位置可推出相應三段結構時域符號出現的位置。
圖中未顯示的，本發(fā)明的實施例還提供了一種前導符號的生成裝置，該生成裝置包括：子載波生成單元，基于頻域主體序列生成頻域子載波；頻域變換單元，對頻域子載波進行反傅里葉變換得到時域主體信號；以及時域處理單元，由至少一個基于時域主體信號形成的時域符號生成前導符號。
其中，子載波生成單元包含：用于生成頻域主體序列的預定序列生成規(guī)則的序列生成模塊；和/或對頻域主體序列進行處理用于生成頻域子載波的預定處理規(guī)則的載波處理模塊。
序列生成模塊中預定序列生成規(guī)則包含以下任意一種或兩種組合：基于不同的序列生成式產生；和/或基于同一序列生成式產生，進一步將該產生的序列進行循環(huán)移位，載波處理模塊中預定處理規(guī)則包含：對基于頻域主體序列進行處理所得的預生成子載波按照頻偏值進行相位調制。
圖中未顯示的，本發(fā)明的實施例還提供了一種前導符號的生成裝置，該生成裝置包括：時域生成單元，基于時域主體信號生成具有下述三段結構的時域符號；以及前導生成單元，基于至少一個時域符號生成前導符號。
其中，第一種三段結構包含：時域主體信號、齊時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的后綴；第二種三段結構包含：時域主體信號、齊時域主體信號末端選取一部分生成的前綴、以及基于時域主體信號在前綴范圍內選取一部分生成的超前綴。
由前導生成單元所生成的前導符號包含：具有第一種三段結構的時域符號；或具有第二種三段結構的時域符號；或不分先后排列的若干個具有第一種三段結構的時域符號和/或若干個具有第二種三段結構的時域符號的自由組合。
圖中未顯示的，本發(fā)明的實施例還提供了一種前導符號的接收裝置，該接收裝置包括：基帶處理單元，對接收到的物理幀進行處理以得到基帶信號；判斷單元，判斷基帶信號中是否存在期望接收的前導符號；信令解析單元，確定接收的該前導符號在物理幀中的位置并在信令信息存在時解出該前導符號所攜帶的信令信息。
本實施中所提供的前導符號的生成裝置和接收裝置與上述實施例中前導符號的生成方法、接收方法所分別相對應，那么裝置中所具有的結構和技術要素可由生成方法相應轉換形成，在此省略說明不再贅述。
本發(fā)明雖然已以較佳實施例公開如上，但其并不是用來限定本發(fā)明，任何本領域技術人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內，都可以利用上述揭示的方法和技術內容對本發(fā)明技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發(fā)明技術方案的內容，依據本發(fā)明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本發(fā)明技術方案的保護范圍。
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