本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，特別是涉及一種IQ調(diào)制器的控制方法及系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

光IQ調(diào)制是指光同相/正交調(diào)制(In-phase and Quadraturephase，IQ)，由于這種調(diào)制技術(shù)能夠用來產(chǎn)生各種與幅值和相位相關(guān)的復(fù)雜調(diào)制格式的光載射頻信號，所以光IQ調(diào)制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于光通信領(lǐng)域中。如圖1所示，IQ調(diào)制器由兩個MZM調(diào)制器(馬赫-曾德爾調(diào)制器)和一個相位延遲器P組成，I路MZM調(diào)制器(MZM I)和Q路MZM調(diào)制器(MZM Q)分別對光載波信號的兩個正交相位進行調(diào)制，相位延遲器P則保證兩路光載波相位上的正交性。由于IQ調(diào)制器對溫度和應(yīng)力的敏感，在實際工作中，MZM調(diào)制器和相位延遲器在IQ調(diào)制器調(diào)置目標(biāo)下的偏置V_I、V_Q和V_P會隨時間發(fā)生漂移，使得IQ調(diào)制器的性能惡化。因此，需要用控制電路對IQ調(diào)制器的三個偏置電壓進行控制，保證IQ調(diào)制器的偏置始終處于目標(biāo)狀態(tài)。

目前所采用的IQ調(diào)制器的控制包括MZM調(diào)制器的偏置的控制以及相位延遲器的偏置的控制。對于MZM調(diào)制器的偏置的控制，通常是兩路MZM調(diào)制器的偏置電壓中附加頻率為f₁和f₂的小幅低頻擾動電壓，然后分離部分IQ調(diào)制器的輸出信號進入光電探測器中，通過FFT算法，監(jiān)控光電探測器的輸出信號中f₁、f₂一次諧波分量，令f₁、f₂的幅值最小，來保證IQ調(diào)制器I路和Q路處于線性調(diào)制的狀態(tài)。

而對于相位延遲器的調(diào)節(jié)，一般有兩種方式：第一、采用上述加入f₁、f₂擾動的方式，通過監(jiān)控光信號中其合頻分量f₁+f₂是否處于最小，來判斷延遲器P是否處于±π/2點；第二、在P路的偏置中，附加頻率為f₃小幅低頻的擾動，通過監(jiān)測光信號中f₃的二次諧波分量是否最大，來判斷延遲器P是否處于±π/2點。

在非專利文獻(Gui T,Li C,Yang Q,et al.Auto bias control technique for optical OFDM transmitter with bias dithering.[J].Optics Express,2013,21(5):5833-5841.)公了一種IQ調(diào)制器的自動控制方法，該方法需要在微控制器(MCU)中作頻譜分析(FFT計算)，因此計算過程較為復(fù)雜；且在該方法中，IQ調(diào)制器的功率與相對線性點的控制電壓的平方正相關(guān)，調(diào)節(jié)偏置電壓的時候，IQ調(diào)制器的功率的變化是非單調(diào)性的，需要在比較大的電壓范圍內(nèi)進行掃描檢測，從而影響了其調(diào)節(jié)速度和靈敏度。若IQ調(diào)制器在使用過程中利用上述方法對偏置點進行修正，則將引起傳輸?shù)牟▌?，從而影響其控制效率以及精確度。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的為了克服上述背景技術(shù)的不足，提供了一種IQ調(diào)制器的控制方法及系統(tǒng)，從而提高了控制信號的偏置的穩(wěn)定性，降低了算法的復(fù)雜程度。

為實現(xiàn)上述目的，按照本發(fā)明的一個方面，提供了一種IQ調(diào)制器的控制方法，包括以下步驟：

S1.根據(jù)第一擾動頻率f₁以及第二擾動頻率f₂，獲得I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P；其中，所述第一擾動頻率與第二擾動頻率之比f₁:f₂為0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂為1～6的任意自然數(shù)；所述偏置為控制信號相對于直流光功率最大點的偏置電壓；

S2.根據(jù)I路控制信號的偏置V_I以及Q路控制信號的偏置V_Q，獲得I路控制信號V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信號V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)；其中，幅值A(chǔ)為1％～10％V_π，V_π為IQ調(diào)制器的半波電壓，t為時間。

優(yōu)選地，所述步驟S1具體包括：

其中，s(t)為IQ調(diào)制器的實時光功率，T為檢測周期，和分別為IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min時，I路控制信號的偏置、Q路控制信號的偏置以及P路控制信號，s’(t)_max為直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min為直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

作為進一步優(yōu)選地，所述檢測周期T為40ms～200ms。

作為進一步優(yōu)選地，在所述步驟S1中，還包括：根據(jù)目標(biāo)光功率，調(diào)節(jié)I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P，使得CI＝CQ＝CP＝0；其中，所述目標(biāo)光功率為直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max，I路相關(guān)系數(shù)

Q路相關(guān)系數(shù)P路相關(guān)系數(shù)

作為進一步優(yōu)選地，在所述步驟S1之前，還包括：調(diào)節(jié)所述IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝目標(biāo)光功率±s’(t)_max×10％。

優(yōu)選地，在所述步驟S3之后，還包括步驟S4：在所述步驟S2之后，還包括步驟S3：將I路控制信號V_I’輸入IQ調(diào)制器的I路MZM調(diào)制器，將Q路控制信號V_Q’輸入IQ調(diào)制器的Q路MZM調(diào)制器，將P路控制信號V_P輸入IQ調(diào)制器的相位延遲器；使得所述IQ調(diào)制器的實時光功率為返回步驟S1，j為虛數(shù)單位；

其中，I路MZM調(diào)制器的光功率信號I(t)和Q路MZM調(diào)制器的光功率信號Q(t)滿足：

優(yōu)選地，所述第一擾動頻率f₁以及第二擾動頻率f₂為1kHz～10kHz。

按照本發(fā)明的另一個方面，還提供了一種IQ調(diào)制器的控制系統(tǒng)，包括功率監(jiān)測模塊、頻率源、相關(guān)積分模塊、反饋控制模塊以及耦合單元；

所述功率監(jiān)測模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第一輸入端，所述功率監(jiān)測模塊用于獲得IQ調(diào)制器的直流光功率其中，s(t)為IQ調(diào)制器的實時光功率，t為時間，T為檢測周期；

所述頻率源的第一輸出端連接相關(guān)積分模塊的第一輸入端，第二輸出端連接耦合單元的第一輸入端；所述頻率源用于發(fā)出具有第一擾動頻率f₁的第一擾動信號以及具有第二擾動頻率f₂的第二擾動信號，所述第一擾動頻率與第二擾動頻率之比f₁:f₂為0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂為1～6的任意自然數(shù)；

所述相關(guān)積分模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第二輸入端，所述相關(guān)積分模塊用于根據(jù)具有第一擾動頻率f₁的第一擾動信號以及具有第二擾動頻率f₂的第二擾動信號，獲取I路相關(guān)系數(shù)Q路相關(guān)系數(shù)以及P路相關(guān)系數(shù)

所述反饋控制模塊的第一輸出端連接耦合單元的第二輸入端，第二輸出端用于連接IQ調(diào)制器的相位延遲器；所述反饋控制模塊用于根據(jù)I路相關(guān)系數(shù)CI、Q路相關(guān)系數(shù)CQ、P路相關(guān)系數(shù)CP以及直流光功率s’(t)，獲得I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P；其中，

幅值A(chǔ)為1％～10％V_π，V_π為IQ調(diào)制器的半波電壓，和分別為IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min時，對應(yīng)的I路控制信號的偏置、Q路控制信號的偏置以及P路控制信號，s’(t)_max為直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min為直流光功率s’(t)的最小值；

所述耦合單元的第一輸出端用于連接IQ調(diào)制器的I路MZM調(diào)制器，第二輸出端用于連接IQ調(diào)制器的Q路MZM調(diào)制器；所述耦合單元用于獲得I路控制信號V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信號V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)。

優(yōu)選地，在所述頻率源和所述相關(guān)積分模塊之間還設(shè)置有模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于將所述頻率源輸出的第一擾動信號以及第二擾動信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。

優(yōu)選地，在所述反饋控制模塊之后還設(shè)置有數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器用于將反饋控制模塊輸出的I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P轉(zhuǎn)換為模擬信號。

優(yōu)選地，所述控制系統(tǒng)還包括信號采集模塊，所述信號采集模塊的第一輸出端連接所述功率監(jiān)測模塊的第一輸入端，第二輸入端連接所述相關(guān)積分模塊的第二輸入端，所述信號采集模塊用于獲得IQ調(diào)制器的實時光功率s(t)。

作為進一步優(yōu)選地，所述信號采集模塊包括依次相連的光纖耦合器、光電探測器以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器；

所述光纖耦合器的輸入端作為所述信號采集模塊的輸入端，用于獲取IQ調(diào)制器的實時光信號，所述光電探測器用于將所述實時光信號轉(zhuǎn)換為實時光功率s(t)，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端作為所述信號采集模塊的輸出端，用于將所述實時光功率s(t)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。

作為進一步優(yōu)選地，所述信號采集模塊還包括信號分離單元，所述信號分離單元設(shè)置于光電探測器以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間；所述信號分離模塊用于將所述實時光功率中的直流信號與交流信號分離，并將所述交流信號放大10倍～20倍，以減小模數(shù)轉(zhuǎn)換器采集的交流信號的量化誤差，以提高獲得的數(shù)字信號的靈敏度。

作為進一步優(yōu)選地，所述光電探測器的靈敏度高于－40dBm，以滿足最小光功率調(diào)節(jié)的需求。

優(yōu)選地，所述第一擾動信號為Asin(2πf₁t)，所述第二擾動信號為Asin(2πf₂t)。

優(yōu)選地，所述檢測周期T為40ms～200ms，所述第一擾動頻率f₁和第二擾動頻率f₂為1kHz～10kHz。

優(yōu)選地，所述控制系統(tǒng)還包括功能選擇模塊，所述功能選擇模塊連接功率監(jiān)測模塊的第二輸入端，所述功能選擇模塊用于設(shè)定目標(biāo)光功率；所述目標(biāo)光功率為直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下有益效果：

1、本發(fā)明通過建立I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P，與第一擾動頻率f₁以及第二擾動頻率f₂之間的聯(lián)系，替代了現(xiàn)有技術(shù)中的頻譜分析，從而簡化了計算方法；經(jīng)驗證，該控制方法對控制信號的偏置的分辨率小于0.005V_π；

2、由于本發(fā)明的步驟S1中通過三角函數(shù)公式獲得V_I、V_Q以及V_P，在函數(shù)周期內(nèi)的調(diào)節(jié)過程有“方向性”，相比于傳統(tǒng)方法，本發(fā)明在偏置電壓調(diào)節(jié)過程中目標(biāo)更加明確，實際應(yīng)用中信號的調(diào)制更加穩(wěn)定和平滑；

3、本發(fā)明不僅可以將調(diào)節(jié)目標(biāo)設(shè)置為直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max，也可以將調(diào)節(jié)目標(biāo)設(shè)置為兩者之間的任意值，在調(diào)節(jié)過程中可以得到IQ調(diào)制器電光特性參數(shù)和曲線，以及IQ調(diào)制器的半波電壓V_π等物理參數(shù)，因此本發(fā)明的應(yīng)用比現(xiàn)有技術(shù)更為廣泛；

4、I路相關(guān)系數(shù)CI、Q路相關(guān)系數(shù)CQ以及P路相關(guān)系數(shù)CP與從外部輸入IQ調(diào)制器的I路射頻信號Signal I以及Q路射頻信號Signal Q無關(guān)，從而本發(fā)明適用于任何調(diào)制格式；

5、由于從外部輸入IQ調(diào)制器的射頻信號Signal I和Signal Q為GHz級別，而控制系統(tǒng)產(chǎn)生的擾動信號的頻率f₁和f₂為KHz級別，因此不會受到射頻信號的干擾，從而提高了控制的準(zhǔn)確度。

附圖說明

圖1為IQ調(diào)制器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例1控制電路結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為MZM調(diào)制器的電光特性曲線圖；

圖4a為IQ調(diào)制器的P路相關(guān)積分與P路控制信號的關(guān)系圖；

圖4b為IQ調(diào)制器的Q路相關(guān)積分與Q路控制信號的偏置的關(guān)系圖；

圖4c為IQ調(diào)制器的I路相關(guān)積分與I路控制信號的偏置的關(guān)系圖；

圖5a為P路和Q路控制信號的偏置固定時，IQ調(diào)制器的直流光功率與I路控制信號的偏置的關(guān)系圖；

圖5b為P路和I路控制信號的偏置固定時，IQ調(diào)制器的直流光功率與Q路控制信號的偏置的關(guān)系圖；

圖6a為本發(fā)明實施例1的方向性特征曲線，其中，橫坐標(biāo)為P路控制信號的偏置與半波點偏置電壓的差值，縱坐標(biāo)為相關(guān)積分CP；

圖6b為本發(fā)明對比例1的方向性特征曲線，其中，橫坐標(biāo)為P路控制信號的偏置與半波點偏置電壓的差值，縱坐標(biāo)為f₁+f₂頻率分量的功率；

圖7為本發(fā)明實施例1與對比例1的靈敏度。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。此外，下面所描述的本發(fā)明各個實施方式中所涉及到的技術(shù)特征只要彼此之間未構(gòu)成沖突就可以相互組合。

本發(fā)明提供了一種IQ調(diào)制器的控制方法及系統(tǒng)，所述控制系統(tǒng)包括信號采集模塊、功能選擇模塊、頻率源、功率監(jiān)測模塊、相關(guān)積分模塊、反饋控制模塊以及耦合單元；

其中，所述信號采集模塊包括依次相連的光纖耦合器、光電探測器以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器；所述光纖耦合器可以為1:99耦合器或1:9耦合器，其輸入端作為所述信號采集模塊的輸入端，用于連接IQ調(diào)制器的輸出光纖，以獲得所述IQ調(diào)制器的實時光信號；所述光纖耦合器的1％輸出端(對于1:99耦合器)或10％輸出端(對于1:9耦合器)連接光電探測器的輸入端，所述光電探測器的靈敏度高于－30dBm，用于將所述實時光信號轉(zhuǎn)換為實時光功率s(t)，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端作為所述信號采集模塊的輸出端，用于將所述實時光功率s(t)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；在所述光電探測器以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間還可以設(shè)置信號分離單元，所述信號分離模塊用于將所述實時光功率中的直流信號與交流信號分離，并將所述交流信號放大10倍～20倍，以提高模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲得的數(shù)字信號的靈敏度；

所述信號采集模塊的第一輸出端連接所述功率監(jiān)測模塊的第一輸入端，第二輸出端連接相關(guān)積分模塊的第一輸入端，所述功能選擇模塊的輸出端連接所述功率監(jiān)測模塊的第二輸入端，所述功率監(jiān)測模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第一輸入端，所述頻率源的第一輸出端連接相關(guān)積分模塊的第二輸入端，第二輸出端連接耦合單元的第一輸入端，所述相關(guān)積分模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第二輸入端，所述反饋控制模塊的第一輸出端連接耦合單元的第二輸入端，第二輸出端用于連接IQ調(diào)制器的相位延遲器；所述耦合單元的第一輸出端用于連接IQ調(diào)制器的I路MZM調(diào)制器，第二輸出端用于連接IQ調(diào)制器的Q路MZM調(diào)制器。

當(dāng)采用硬件頻率源時，在所述頻率源和所述相關(guān)積分模塊之間還可以設(shè)置有模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于將所述頻率源輸出的第一擾動信號以及第二擾動信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，該方法生成的擾動信號具有穩(wěn)定的頻率；當(dāng)采用軟件頻率源時，也可以采用高速DAC和DDS算法產(chǎn)生第一擾動信號以及第二擾動信號，以節(jié)省電子器件，減小控制系統(tǒng)的體積，并加快計算速度；

在所述反饋控制模塊之后還可以設(shè)置有數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于將反饋控制模塊輸出的數(shù)字信號(即I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P)轉(zhuǎn)換為模擬信號；同樣，耦合單元也可采用硬件耦合單元，此時，耦合單元與反饋控制模塊通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器連接；若采用軟件耦合單元，則在耦合單元之后還需設(shè)置數(shù)模轉(zhuǎn)換器，將耦合單元的輸出的數(shù)字信號(即I路控制信號V_I’以及Q路控制信號V_Q’)轉(zhuǎn)換為模擬信號后再輸入IQ調(diào)制器。

利用該控制系統(tǒng)對IQ調(diào)制器的控制方法包括以下步驟：

S1-1.信號采集模塊獲得IQ調(diào)制器的實時光功率s(t)，功率監(jiān)測模塊根據(jù)實時光功率s(t)，獲得直流光功率同時，頻率源發(fā)出具有第一擾動頻率f₁的第一擾動信號Asin(2πf₁t)以及具有第二擾動頻率f₂的第二擾動信號Asin(2πf₂t)，所述第一擾動頻率與第二擾動頻率之比f₁:f₂為0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂為1～6的任意自然數(shù)，所述幅值A(chǔ)為1％～10％V_π，V_π為IQ調(diào)制器的半波電壓，檢測周期T通常為40ms～200ms，在保證直流光功率計算準(zhǔn)確的同時，避免檢測周期過長而失去控制的實時性；

S1-2.相關(guān)積分模塊根據(jù)第一擾動頻率f₁與第二擾動頻率f₂以及實時光功率s(t)，獲得I路相關(guān)系數(shù)Q路相關(guān)系數(shù)以及P路相關(guān)系數(shù)

S1-3.所述反饋控制模塊根據(jù)I路相關(guān)系數(shù)CI、Q路相關(guān)系數(shù)CQ、P路相關(guān)系數(shù)CP，獲得I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P；其中，

和分別為IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max(即PEAK點)或s’(t)＝s’(t)_min時(即NULL點)，對應(yīng)的I路控制信號的偏置、Q路控制信號的偏置以及P路控制信號，s’(t)_max為直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min為直流光功率s’(t)的最小值；

S2.耦合單元獲得I路控制信號V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信號V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)。

S3.將I路控制信號V_I’輸入IQ調(diào)制器的I路MZM調(diào)制器，將Q路控制信號V_Q’輸入IQ調(diào)制器的Q路MZM調(diào)制器，將P路控制信號V_P輸入IQ調(diào)制器的相位延遲器；使得所述IQ調(diào)制器的實時光功率為j為虛數(shù)單位；由于I路MZM調(diào)制器的光功率信號I(t)和Q路MZM調(diào)制器的光功率信號Q(t)滿足：

因此

返回步驟S1，由此實現(xiàn)對IQ調(diào)制器的自動控制。

以下，以目標(biāo)光功率為直流光功率的最小值s’(t)_min為例，說明利用該控制系統(tǒng)進行IQ調(diào)制器的功率調(diào)節(jié)的方法：

(1)功能選擇模塊設(shè)置調(diào)節(jié)目標(biāo)為直流光功率的最小值s’(t)_min；

(2)數(shù)模轉(zhuǎn)換器調(diào)節(jié)P路控制信號V_P，直至P路相關(guān)系數(shù)CP＝0，獲得此時對應(yīng)的V_P＝V_p1，再繼續(xù)將P路控制信號V_XP調(diào)大，獲得CP再次為0時對應(yīng)的V_P＝V_p2，則IQ調(diào)制器的半波電壓V_π＝2(V_p2－V_p1)；由于噪聲的影響，往往相關(guān)積分模塊獲得的P路相關(guān)系數(shù)CP無法嚴格為0，此時，可以取P路相關(guān)系數(shù)CP的最小值作為CP的調(diào)節(jié)目標(biāo)；

(3)保持P路控制信號V_p不變，在V_I與V_Q可能的取值范圍內(nèi)(通常取值范圍的最大值略大于V_π，最小值略小于－V_π)，以2％～10％V_π為間隔，對V_I與V_Q均勻采樣，采集一個檢測周期T內(nèi)的實時光功率s(t)(通常大于至少1000個實時光功率s(t)的值)，并獲取每一對V_I與V_Q的組合所對應(yīng)的直流光功率s’(t)；并取所述直流光功率s’(t)最接近目標(biāo)光功率時對應(yīng)的I路控制信號的偏置V_I＝V_I*與Q路控制信號的偏置V_Q＝V_Q*作為精調(diào)的初始值，完成粗調(diào)；

(4)固定V_I＝V_I*，調(diào)節(jié)Q路控制信號的偏置V_Q，使得CQ＝0，由公式可知，此時，由于噪聲的影響，往往相關(guān)積分模塊獲得的Q路相關(guān)系數(shù)CQ無法嚴格為0，此時，可以取Q路相關(guān)系數(shù)CQ的最小值作為CQ的調(diào)節(jié)目標(biāo)；用同樣的方法，可獲得IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min時，對應(yīng)的I路控制信號的偏置V_I＝V_π+V_I0；在具體計算中，可利用簡化的牛頓迭代法獲得和

此外，通過CI的公式可看出，當(dāng)時(N為任意整數(shù))，CI＝0，即V_I對CI的變化周期為V_π，而步驟(3)中的V_I的取值間隔為2％～10％V_π，遠小于該值，因此，步驟(3)調(diào)節(jié)完畢后，V_I處于CI-V_I曲線的線性區(qū)，在這個基礎(chǔ)上，此時V_I的調(diào)節(jié)是線性單調(diào)，即具有“方向性”的，從而簡化了調(diào)節(jié)過程；V_Q的調(diào)節(jié)也相同；

(5)由于I路相關(guān)系數(shù)為Q路相關(guān)系數(shù)為P路相關(guān)系數(shù)為以光功率最小點為例，當(dāng)V_P處于半波點附近，V_I、V_Q處于目標(biāo)點附近，即，時，由于CI、CQ、CP滿足：

；K_I、K_Q和K_P(即CI-V_I曲線、CQ-V_Q曲線、CP-V_P曲線在0點附近的斜率)都近似為常數(shù)；因此，當(dāng)環(huán)境或裝置的物理變化導(dǎo)致IQ調(diào)制器的的電光晶體狀態(tài)發(fā)生漂移，從而影響MZM調(diào)制器的偏置狀態(tài)、繼而影響和時，根據(jù)上述公式，V_P、V₀和V_Q會自動收斂至目標(biāo)值。

目標(biāo)光功率為直流光功率的最小值s’(t)_max或其它值時，調(diào)節(jié)方法也與上述步驟類似。

實施例1

本實施例提供了一種IQ調(diào)制器的控制方法與控制電路。本實施例中的IQ調(diào)制器的結(jié)構(gòu)如圖1所示，由分束器、I路MZM調(diào)制器(MZM I)、Q路MZM調(diào)制器(MZM P)相位延遲器(P)、耦合器以及輸出光纖組成；分束器的第一輸出端連接I路MZM調(diào)制器的輸入端，第二輸出端連接Q路MZM調(diào)制器的輸入端，Q路MZM調(diào)制器的輸出端連接相位延遲器，I路MZM調(diào)制器的輸出端連接耦合器的第一輸入端，相位延遲器的輸出端連接耦合器的第二輸入端，耦合器的輸出端連接輸入光纖；該IQ調(diào)制器的控制信號為：具有偏置V_I的I路控制信號V_I’、具有偏置V_Q的Q路控制信號V_Q’以及P路控制信號V_P；其中，I路控制信號和Q路控制信號決定IQ調(diào)制器的實時光功率s(t)的大小和相位，而P路控制信號V_P決定IQ調(diào)制器的I路光載波和Q路光載波的相位差。

如圖2所示，本實施例的控制電路包括耦合器、靈敏度為－40dBm的光電探測器(PD)、第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC 0)、微處理器(MCU)、頻率源、數(shù)模轉(zhuǎn)換器、第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC 1)、第三模數(shù)轉(zhuǎn)換器、電容耦合電路、第一耦合單元以及第二耦合單元；其中，微處理器包括功率監(jiān)測模塊、相關(guān)積分模塊、功能選擇模塊以及反饋控制模塊；

所述耦合器的輸入端連接IQ調(diào)制器的輸出端，1％輸出端連接光電探測器的輸入端，所述光電探測器的輸出端連接電容耦合電路的輸入端，所述電容耦合電路的第一輸出端連接第三模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端，第二輸出端連接第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端；

電容耦合電路用于將光電探測器輸出的實時光功率s(t)信號進行交直流分離，直流反應(yīng)直流光功率，交流反應(yīng)擾動信號，直流輸入第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器采集，交流經(jīng)過放大10倍后，輸入第三模數(shù)轉(zhuǎn)換器采集；

所述第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器和第三模數(shù)轉(zhuǎn)換器的第一輸出端連接功率監(jiān)測模塊的第一輸入端，第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器和第三模數(shù)轉(zhuǎn)換器的第二輸出端連接相關(guān)積分模塊的第一輸入端；

所述功能選擇模塊連接功率監(jiān)測模塊的第二輸入端，所述功率監(jiān)測模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第一輸入端，所述頻率源的第一輸出端連接第一耦合單元的第一輸入端，第二輸出端連接第二耦合單元的第一輸入端，第三輸出端連接第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接相關(guān)積分模塊的第二輸入端，所述相關(guān)積分模塊的輸出端連接反饋控制模塊的第二輸入端，所述反饋控制模塊的輸出端連接數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入端，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器的第一輸出端連接IQ調(diào)制器的相位延遲器，第二輸出端連接第一耦合單元的第二輸入端，第三輸出端連接第二耦合單元的第二輸入端，所述第一耦合單元的輸出端連接IQ調(diào)制器的I路MZM調(diào)制器的控制端，所述第二耦合單元的輸出端連接IQ調(diào)制器的Q路MZM調(diào)制器的控制端。

該控制電路的工作過程包括以下步驟：

S1.耦合器獲取IQ調(diào)制器的實時光信號，光電探測器將所述實時光信號轉(zhuǎn)換為實時光功率s(t)，并經(jīng)第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為電信號；

S2.功率監(jiān)測模塊獲得直流光功率在本實施例中，檢測周期T＝200ms；

S3.頻率源輸出輻值A(chǔ)＝600mV，頻率分別為第一擾動頻率f₁＝1KHZ以及第二擾動頻率f₂＝1.1KHZ的第一擾動信號Asin(2πf₁t)以及第二擾動信號Asin(2πf₂t)，上述擾動信號經(jīng)第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為電信號；相關(guān)積分模塊根據(jù)第一擾動頻率f₁以及第二擾動頻率f₂，獲得I路相關(guān)系數(shù)Q路相關(guān)系數(shù)以及P路相關(guān)系數(shù)

在MCU的時序控制下，可以嚴格控制第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器與第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣時序一致，從而降低采集的電壓信號和IQ調(diào)制器的實時光功率s(t)之間的相位差對后續(xù)計算帶來的影響；

S4.反饋控制模塊獲得I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P；其中，，

和分別為IQ調(diào)制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min時，IQ調(diào)制器的半波電壓V_π＝9V，對應(yīng)的I路控制信號的偏置、Q路控制信號的偏置以及P路控制信號，s’(t)_min為直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

S5.其中，I路控制信號的偏置V_I以及Q路控制信號的偏置V_Q經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬信號后分別輸入第一耦合單元以及第二耦合單元，P路控制信號V_P經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬信號后直接輸入相位延遲器；

S6.第一耦合單元根據(jù)I路控制信號的偏置V_I以及第一擾動信號，獲得I路控制信號V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)，并輸入I路MZM調(diào)制器；同時，第二耦合單元根據(jù)I路控制信號的偏置V_Q以及第二擾動信號，獲得Q路控制信號V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)，并輸入Q路MZM調(diào)制器；

S7.根據(jù)上述控制信號，IQ調(diào)制器的實時光功率為

返回步驟S1，由此實現(xiàn)對IQ調(diào)制器的自動控制；其中，j為虛數(shù)單位。

利用該控制系統(tǒng)可以進行IQ調(diào)制器的功率調(diào)節(jié)，由于功率調(diào)節(jié)的三個參數(shù)為I路控制信號的偏置V_I、Q路控制信號的偏置V_Q以及P路控制信號V_P，功率調(diào)節(jié)的目標(biāo)和原則包括：

A:I路控制信號的偏置V_I以及Q路控制信號的偏置V_Q決定IQ調(diào)制器的直流光功率；可以通過V_I以及V_Q，將IQ調(diào)制器調(diào)節(jié)到NULL(直流光功率s’(t)＝s’(t)_min)點或者PEAK(直流s’(t)＝s’(t)_max)點，其中NULL點是射頻信號幅值調(diào)制的線性點，也是實際通信中應(yīng)用最廣泛的偏置狀態(tài)；目標(biāo)點的選擇由選擇電路實現(xiàn)；

B:P路控制信號V_P決定了I路MZM調(diào)制器和Q路MZM調(diào)制器的相位差，該相位差為+π/2或－π/2，從而決定了I、Q兩路光載波相位是正交的，而對正負不敏感；

利用本實施例的進行功率調(diào)節(jié)的方法包括以下步驟，如圖4所示：

(1)通過功能選擇開關(guān)的值，設(shè)置調(diào)節(jié)目標(biāo)為功率最大或者功率最??；

(2)將I路偏置電壓V_I、Q路偏置電壓V_Q以及P路偏置電壓V_P設(shè)置為0；將數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的V_I和V_Q劃分為從－10V～10V，間距為V_π/20的若干個采樣點；先以V_I為變量，其余偏置電壓保持不變，按照刻度值，依次調(diào)節(jié)V_I的值，監(jiān)測刻度電壓對應(yīng)的直流光功率值，找到最小直流光功率對應(yīng)的電壓刻度值，設(shè)置V_I為該電壓，固定不變。再以V_Q為變量，按照同樣的方式，找到最小光功率對應(yīng)的V_Q電壓刻度值。所述直流光功率(一個200ms的檢測周期內(nèi)實時光功率s(t)的采樣值為1024個)；

本實施中，由于功率最大值(PEAK點)為Io/Im，功率最小值(NULL點)為0.1Io/Im，如圖5所示；重復(fù)這兩個過程，即輪流調(diào)節(jié)偏置電壓V_I和V_Q，使直流光功率盡可能小，即可將偏置電壓V_I和V_Q調(diào)節(jié)到功率最小點附近，即0～0.1Io/Im。反之，若使直流光功率盡可能大，則可將偏置電壓V_I和V_Q調(diào)節(jié)到功率最大點附近，即0.9～1Io/Im。以直流光功率最小為例，此時I路控制信號的偏置Q路控制信號的偏置

(3)固定I路偏置電壓V_I、Q路偏置電壓V_Q，數(shù)模轉(zhuǎn)換器改變偏置電壓V_P，相關(guān)積分模塊計算相關(guān)系數(shù)CP，從而找到CP絕對值最小點對應(yīng)的V_P為P路偏置電壓的目標(biāo)值；根據(jù)可獲得IQ調(diào)制器的半波電壓V_π＝9V，如圖4a所示；

具體操作為：根據(jù)數(shù)值分析方法中，解方程的思想，把相關(guān)積CP視為V_P的函數(shù)，利用簡化的牛頓迭代法，無限逼近函數(shù)零點，從而使偏置點穩(wěn)定在目標(biāo)點，如：其中K_P為函數(shù)零點附近CP-V_P曲線(見圖4a)的斜率，其中，V_pn+1表示第n+1次迭代時的V_p，V_pn表示第n次迭代時的V_p，CP_n表示第n次迭代時CP的值，n表示迭代次數(shù)，從而一步步向準(zhǔn)確的目標(biāo)電壓逼近；用同樣的方法，通過CI絕對值最小點，可獲得直流光功率s’(t)＝s’(t)_min時，對應(yīng)的I路控制信號的偏置通過CQ絕對值最小點，可獲得直流光功率s’(t)＝s’(t)_min時，對應(yīng)的Q路控制信號的偏置如圖4b為時，V_I與CI的關(guān)系曲線；圖4c為V_I＝V_π+V_I0，時，V_Q與CQ的關(guān)系曲線；

(4)由于I路相關(guān)系數(shù)為Q路相關(guān)系數(shù)為P路相關(guān)系數(shù)為以直流光功率最小為例，當(dāng)V_p處于半波點附近，偏置電壓V_I和V_Q處于目標(biāo)點附近，即時，由于CI、CQ、CP滿足：

K_I、K_Q和K_P(即CI-V_I曲線、CQ-V_Q曲線、CP-V_P曲線在0點附近的斜率)都近似為常數(shù)；因此，當(dāng)環(huán)境或裝置的物理變化導(dǎo)致直流光功率的最大值發(fā)生漂移、繼而影響和時，根據(jù)上述公式，V_P、V₀和V_Q會自動收斂至目標(biāo)值。

目標(biāo)光功率為直流光功率的最小值s’(t)_min或其它值時，調(diào)節(jié)方法也與上述步驟類似。

當(dāng)V_p-V_p0＝0.7V_π、V_Q-V_Q0＝V_π時，直流光功率s’(t)與的關(guān)系曲線如圖5a所示，當(dāng)V_p-V_p0＝－0.7V_π、V_I-V_I0＝V_π時，直流光功率s’(t)與的關(guān)系曲線如圖5b所示；可以看出P偏置(V_p)將會影響圖中曲線的對稱性。對比例1

對比例1所用的IQ調(diào)制器與實施例1相同，所用的頻譜分析法來自Gui T,Li C,Yang Q,et al.Auto bias control technique for optical OFDM transmitter with bias dithering.[J].Optics Express,2013,21(5):5833-5841；

以調(diào)節(jié)P路偏置電壓V_P為例，圖6a中，坐標(biāo)橫軸為P偏置電壓與半波點偏置電壓的差值V_P－V_π，縱軸為相關(guān)系數(shù)CP，對比例中，坐標(biāo)橫軸為P偏置電壓與半波點偏置電壓的差值V_P－V_π，縱軸為f1+f2頻率分量的功率。從圖6可以看出實施例1的調(diào)節(jié)具有方向性，而對比例則不具有該特征。

此外，定義靈敏度參數(shù)：靈敏度參數(shù)反應(yīng)了監(jiān)測量對是否處于半波點的區(qū)分度，利用該參數(shù)可以對本發(fā)明與對比例的靈敏度進行對比，從圖7可以看出本發(fā)明的靈敏度高于對比例的方案，且在0.005V_π附近仍然有15dB的靈敏度。同時，本發(fā)明的控制方法具有無需作FFT、實時調(diào)節(jié)、穩(wěn)定狀態(tài)調(diào)節(jié)不波動的優(yōu)點。此外本發(fā)明對調(diào)制格式?jīng)]有限制，且調(diào)節(jié)的目標(biāo)點可以選擇為PEAK點或NULL點或兩者之間的任意點。

本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易理解，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。