本發(fā)明的實施方案涉及電子系統(tǒng)，并且更特別地涉及收發(fā)機校準。

背景技術：

收發(fā)機能夠用于各種各樣的射頻(RF)通信系統(tǒng)。例如，收發(fā)機可以包含在移動設備內以發(fā)射和接收與各種各樣的通信標準相關聯(lián)的信號，通信標準包括例如蜂窩和/或無線局域網(wǎng)(WLAN)標準。

RF通信系統(tǒng)的發(fā)射通道可被校準以補償發(fā)射減損。校準發(fā)射通道能夠增強RF通信系統(tǒng)的性能，包括例如通過減少誤差向量幅度(EVM)或滿足帶外輻射規(guī)格。

技術實現(xiàn)要素：

在一個方面，提供了收發(fā)機校準方法。該方法包括：利用發(fā)射本機振蕩器來生成第一頻率的發(fā)射本機振蕩器信號；利用發(fā)射通道的發(fā)射混頻器將發(fā)射信號與發(fā)射本機振蕩器信號混合；利用觀察本機振蕩器來生成不同于第一頻率的第二頻率的觀察本機振蕩器信號；從發(fā)射通道生成觀察信號；利用觀察通道的觀察混頻器將觀察信號與觀察本機振蕩器信號混合；以及利用發(fā)射誤差校正電路基于觀察通道的輸出信號來檢測發(fā)射通道的減損。

在另一方面中，提供了收發(fā)機。該收發(fā)機包括發(fā)射通道，該發(fā)射通道包括：發(fā)射本機振蕩器，其被配置為生成第一頻率的發(fā)射本機振蕩器信號，以及發(fā)射混頻器，其被配置為將發(fā)射信號和發(fā)射本機振蕩器信號混合。該收發(fā)機還包括觀察通道，該觀察通道包括：觀察本機振蕩器，其被配置為生成不同于第一頻率的第二頻率的觀察本機振蕩器信號；以及觀察混頻器，其被配置為將從發(fā)射通道生成的觀察信號和所述觀察本機振蕩器信號混合。該收發(fā)機還包括發(fā)射誤差校正電路，其被配置為基于觀察通道的輸出信號來檢測發(fā)射通道的減損。

附圖說明

圖1是射頻(RF)通信系統(tǒng)的一個實施方案的示意圖。

圖2是收發(fā)機的一個實施方案的示意圖。

圖3是收發(fā)機的另一實施方案的示意圖。

圖4A是數(shù)字調制器的一個實施方案的示意圖。

圖4B是數(shù)字調制器的另一實施方案的示意圖。

具體實施方式

下面的實施方案的詳細說明呈現(xiàn)了本發(fā)明的具體實施方案的各種描述。然而，本發(fā)明可以如權利要求所限定和覆蓋的多種不同方式來具體實施。在該說明書中，參考了附圖，在附圖中相似的附圖標記可以指代等同的或者功能上相似的元件。

射頻(RF)通信系統(tǒng)，諸如直接轉換正交無線電，會遭遇各種減損。在沒有校準的情況下，減損會導致發(fā)射誤差和/或性能降級。

例如，直接轉換正交無線電能夠用于處理同相(I)信號和正交相位(Q)信號，它們理想地具有確切地為90°的相位分離。然而，直接轉換正交無線電的一個或多個組件可以具有正交誤差。例如，本機振蕩器可以具有相對于本機振蕩器頻率之上和之下的頻率對稱的正交誤差。而且，用于將用于傳輸?shù)男盘柕念l譜上變頻的混頻器和/或用于將用于觀察的信號下變頻的混頻器可以同樣具有正交誤差。此外，在I路徑和Q路徑中使用的數(shù)字-模擬轉換器(DAC)的延時和/或增益差會產生正交誤差。

RF通信系統(tǒng)還會遭遇其它發(fā)射減損，包括例如那些與本機振蕩器泄漏相關聯(lián)的減損。在沒有校準的情況下，發(fā)射減損會使得RF通信系統(tǒng)的性能降級，包括例如通過增加EVM和/或降低圖像拒絕率(IRR)。

為了校準RF通信系統(tǒng)中的發(fā)射通道，RF發(fā)射信號的部分可以循環(huán)回到觀察通道。另外，觀察通道能夠用于測量或觀察發(fā)射通道的減損，并且可以基于觀察來施加校正。雖然以這種方式校準發(fā)射通道會降低發(fā)射減損，但是發(fā)射通道仍會在此校準后遭遇發(fā)射減損。例如，源自于發(fā)射混頻器和觀察混頻器的減損經(jīng)常具有相似的譜特性，并且因此難以將這些減損彼此隔離。因此，基于來自觀察通道的觀察校準發(fā)射通道會是不完善的并且會不能校正一些減損。

一種用于將發(fā)射混頻器減損與觀察混頻器減損隔離的技術是，在校準發(fā)射通道之前，首先校準觀察通道。例如，可以將連續(xù)波(CW)音調注入觀察通道并且用于校準觀察通道的觀察混頻器。在補償了觀察通道后，發(fā)射RF信號能夠循環(huán)到觀察通道以檢測源自于發(fā)射混頻器的減損。雖然以此方式校準發(fā)射通道能夠校正發(fā)射混頻器減損，但是該校準方案會遭遇復雜度、高功耗和/或長校準時間的問題。

本文提供了用于收發(fā)機校準的裝置和方法。在一些配置中，收發(fā)機包括發(fā)射通道或路徑以及觀察通道或路徑。發(fā)射通道包括以第一或發(fā)射本機振蕩器頻率將發(fā)射信號上變頻的發(fā)射混頻器。觀察通道包括觀察混頻器，該觀察混頻器將來自發(fā)射通道的觀察信號以偏離第一本機振蕩器頻率的第二或觀察本機振蕩器頻率進行下變頻。通過利用相對于發(fā)射通道的本機振蕩器頻率偏移的本機振蕩器頻率來觀察發(fā)射通道，觀察通道能夠觀察到基本上獨立于觀察通道減損的發(fā)射通道減損。

因此，基于利用觀察通道所取得的觀察能夠適當?shù)匦拾l(fā)射通道，而無需提前校準觀察通道。相反，使用用于在發(fā)射通道中進行上變頻以及在觀察通道中進行下變頻的相同的本機振蕩器頻率的RF通信系統(tǒng)不能適當?shù)匦拾l(fā)射減損，因為由于發(fā)射混頻器和觀察混頻器引起減損不能區(qū)分開。例如，當使用相同的本機振蕩器頻率時，發(fā)射本機振蕩器泄漏和觀察本機振蕩器泄漏在頻域中具有相同的特性。

當觀察混頻器和發(fā)射混頻器利用不同的本機振蕩器頻率工作時，觀察減損應當在觀察信號中保持對稱，但是發(fā)射減損不再對稱。在一些實現(xiàn)中，收發(fā)機還包括位于觀察通道的數(shù)據(jù)路徑中的數(shù)字調制器。該數(shù)字調制器用于補償發(fā)射本機振蕩器頻率與觀察本機振蕩器頻率之間的頻率差。在利用數(shù)字調制器對頻率差進行數(shù)字補償后，發(fā)射通道減損是對稱的，而觀察通道減損偏移而使得它們不對稱。在數(shù)字調制器的輸出的頻域轉換和相關之后，發(fā)射減損應當是相關的且可檢測的，而觀察通道減損應當趨于非相關且平均化為噪聲。

在一些實現(xiàn)中，數(shù)字調制器包括數(shù)字控制振蕩器(NCO)和數(shù)字復混頻器。另外，NCO被編程以生成數(shù)字輸出時鐘信號，連續(xù)波音調的該數(shù)字表示，具有約等于發(fā)射通道的本機振蕩器頻率與觀察通道的本機振蕩器頻率之間的差的頻率。NCO可以足夠的精度來實現(xiàn)以匹配本機振蕩器的頻率差。另外地，NCO可以實現(xiàn)從而以可調節(jié)模量來工作，從而通過允許NCO提供對寬范圍的發(fā)射和觀察本機振蕩器頻率和模量的補償來提高靈活性。

當NCO的輸出時鐘信號的頻率等于發(fā)射通道與觀察通道之間的頻率差時，可以在寬范圍的時間段內做出檢測發(fā)射減損的相關。因此，通過選擇實現(xiàn)相關的時間段，能夠控制發(fā)射通道的本底噪聲和校準時間之間的權衡。例如，通過選擇時間段相對長，可以選擇性地降低本底噪聲。

圖1是RF通信系統(tǒng)10的一個實施方案的示意圖。RF通信系統(tǒng)10包括收發(fā)機1、天線開關模塊(ASM)2、功率放大器(PA)4、低噪聲放大器(LNA)5、方向耦合器6和天線8。

如圖1所示，收發(fā)機1生成發(fā)射信號TX，該發(fā)射信號被提供給PA 4進行放大。PA 4的輸出經(jīng)由天線開關模塊2與天線8電耦合。在圖示的實施方案中，方向耦合器6基于感應PA的輸出來生成觀察信號OBS。然而，其它配置是可能的，包括例如其中基于驅動器級的輸出來生成觀察信號的實現(xiàn)。LNA 5的輸入經(jīng)由天線開關模塊2與天線8電耦合。LNA 5基于提供對天線8上接收到的信號的低噪聲放大來為收發(fā)機1生成接收信號RX。

雖然RF通信系統(tǒng)10圖示為包括一個接收通道、一個發(fā)射通道、一個觀察通道以及一個天線，但是本文的教導還能應用于使用一個或多個附加接收通道、發(fā)射通道、觀察通道和/或天線的構造。而且，本文的教導能應用于其中接收通道、發(fā)射通道和/或觀察通道以其它方式實現(xiàn)的構造。例如，在另一實施方案中，觀察通道實現(xiàn)在收發(fā)機內部，諸如通過使用芯片上反饋路徑。

如圖1所示，收發(fā)機1包括發(fā)射混頻器11，其用于基于利用來自發(fā)射本機振蕩器15的第一或發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX提供調制來生成發(fā)射信號TX。另外，收發(fā)機1還包括觀察混頻器12，其用于基于利用來自觀察本機振蕩器16的第二或觀察本機振蕩器頻率f_OBS提供調制來對觀察信號OBS的頻譜進行下變頻。

觀察本機振蕩器頻率f_OBS偏離于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX，使得發(fā)射通道和觀察通道以頻率差工作。通過以不同的本機振蕩器頻率操作發(fā)射混頻器11和觀察混頻器12，觀察通道能夠觀察到基本上獨立于觀察通道減損的發(fā)射通道減損。

例如，以此方式觀察發(fā)射通道會導致發(fā)射本機振蕩器15的泄漏以及觀察本機振蕩器16的泄漏在觀察通道輸出中頻率分離。而且，在不同的本機振蕩器頻率下執(zhí)行觀察還會導致發(fā)射通道和觀察通道的正交誤差在觀察通道輸出處具有不同的譜特性。因此，觀察通道能夠用于校準發(fā)射通道，而無需在執(zhí)行觀察之前校準觀察通道。

相反，在不對觀察通道進行正交誤差預校準的情況下，對于發(fā)射混頻器和觀察混頻器使用相同的本機振蕩器頻率的RF通信系統(tǒng)會不適當?shù)匦拾l(fā)射減損。例如，源自于發(fā)射混頻器和觀察混頻器的減損會具有彼此相似的譜特性，并且當發(fā)射混頻器和觀察混頻器在相同的本機振蕩器頻率下工作時，不可能將這些減損彼此隔離。

因此，圖示的觀察通道用于以偏移頻率提供發(fā)射通道的觀察。以此方式配置RF通信系統(tǒng)10有益地提供了具有較高精度、較低功耗和/或降低的復雜度的校準。

在一個實施方案中，發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的頻率差被選為至少為大約100KHz。然而，其它頻率差是可能的，諸如基于應用和/或實現(xiàn)而選擇的頻率差。

例如，可以基于發(fā)射通道和觀察通道的帶寬來選擇頻率差。例如，可以選擇頻率差而使得，在觀察信號以觀察本機振蕩器頻率下變頻后，觀察到的減損在觀察通道帶寬內。如本領域技術人員將意識到的，相對大的頻率差會降低頻率尖峰，但是較小的頻率差會具有優(yōu)良的功率和/或帶寬性能。在一些實現(xiàn)中，發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX被選為大于觀察本機振蕩器頻率f_OBS，而在其它實現(xiàn)中，發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX被選為小于觀察本機振蕩器頻率f_OBS。

雖然將圖示的觀察通道描述為用于校準發(fā)射通道的減損，但是觀察通道也能夠用于另外的功能。另外的觀察可以利用偏差本機振蕩器頻率或相同的本機振蕩器頻率來執(zhí)行。配置觀察通道以執(zhí)行多種功能利于共享硬件資源，從而降低成本、尺寸和/或復雜度。

在一個實施方案中，觀察信號OBS和接收信號RX是利用收發(fā)機1的共享或共同接收電路來處理的。以此方式配置收發(fā)機1能夠減小RF通信系統(tǒng)10的尺寸和/或成本。

圖示的收發(fā)機1還包括數(shù)字調制器13，其在觀察通道的數(shù)據(jù)路徑中工作。在一些實現(xiàn)中，數(shù)字調制器13用于在觀察混頻器12的輸出的數(shù)字表示從模擬域轉換到數(shù)字域和/或進一步處理后調制觀察混頻器12的輸出的數(shù)字表示。

數(shù)字調制器13用于補償發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的頻率差。當觀察混頻器與發(fā)射混頻器利用不同的本機振蕩器頻率工作時，觀察減損應當在觀察到的信號中保持對稱，而發(fā)射減損不再對稱。在利用數(shù)字調制器13對頻率差進行數(shù)字補償后，發(fā)射通道減損應當對稱，而觀察通道減損應當偏移而使得它們不對稱。

圖示的收發(fā)機1包括發(fā)射誤差校正電路14，其用于處理數(shù)字調制器13的輸出以檢測和校正發(fā)射減損。在一些實現(xiàn)中，發(fā)射誤差校正電路14基于在一定時間長度內將觀察通道的輸出相關來檢測發(fā)射減損。發(fā)射誤差校正電路14能夠用于校正各種發(fā)射減損，包括例如正交誤差、本機振蕩器泄漏和/或通道非線性。

在一些配置中，收發(fā)機1利用數(shù)字預失真(DPD)工作來輔助對于i不同的輸入功率電平將PA 4線性化，并且觀察通道利用相對于發(fā)射通道的偏移本機振蕩器頻率來執(zhí)行DPD觀察。DPD能夠用于補償PA的非線性效應，包括例如信號星座失真(signal constellation distortion)和/或信號譜擴散。收發(fā)機1所發(fā)射的信號可以具有占據(jù)帶寬，并且收發(fā)機1可以在大于占據(jù)帶寬的合成帶寬上發(fā)射。通過以此方式配置收發(fā)機1，收發(fā)機1能夠將發(fā)射信號預失真以補償帶外傳輸和其它非線性效應。

在一個實施方案中，觀察通道用于在大于合成帶寬和占據(jù)帶寬兩者的觀察帶寬內執(zhí)行觀察。另外，為了降低觀察通道的功耗和復雜度，觀察通道是利用小于全觀察帶寬的帶寬來實現(xiàn)的。發(fā)射本機振蕩器頻率與觀察本機振蕩器頻率之間的頻率差隨時間而變化以在不同時間實例處觀察到觀察帶寬的不同部分。在這些配置中，發(fā)射誤差校正電路14能夠基于對每個本地振蕩器偏差或頻率差執(zhí)行的觀察來重構全觀察帶寬。因此，收發(fā)機利用具有較低功耗和/或降低復雜度的低帶寬觀察通道實現(xiàn)了DPD的益處。

RF通信系統(tǒng)10的另外的細節(jié)可以如之前所述。

圖2是收發(fā)機30的一個實施方案的示意圖。收發(fā)機30包括基帶處理電路31、發(fā)射鎖相環(huán)(PLL)32、觀察PLL 33、發(fā)射同相數(shù)字模擬轉換器(DAC)41、發(fā)射正交相位DAC 42、發(fā)射同相低通濾波器(LPF)51、發(fā)射正交相位LPF 52、發(fā)射同相混頻器61、發(fā)射正交相位混頻器62、觀察同相混頻器71、觀察正交相位混頻器72、觀察同相LPF 81、觀察正交相位LPF 82、觀察同相模擬數(shù)字轉換器(ADC)91和觀察正交相位ADC 92。

如圖2所示，收發(fā)機30生成對應于非反相發(fā)射信號TX+與反相發(fā)射信號TX-之間的差的差分發(fā)射信號TX+,TX-。另外，收發(fā)機30接收對應于非反相觀察信號OBS+與反相觀察信號OBS-之間的差的差分觀察信號OBS+,OBS-。差分觀察信號OBS+,OBS-是基于觀察發(fā)射通道而生成的，例如通過觀察放大差分發(fā)射信號TX+,TX-的功率放大器的輸出。雖然示出了使用差分信令的配置，但是本文的教導還能應用于單端配置和/或使用單端和差分信令的組合的配置。

雖然收發(fā)機30被圖示為包含一個發(fā)射通道或路徑以及一個觀察通道或路徑，但是收發(fā)機30還可以包括另外的電路系統(tǒng)，包括例如一個或多個接收通道，一個或多個附加的發(fā)射通道，和/或一個或多個附加的觀察通道。為使圖清晰，這些細節(jié)從圖2中省略。而且，雖然收發(fā)機30圖示出發(fā)射通道、觀察通道和基帶處理電路的具體實現(xiàn)，但是本文的教導能應用于其它配置。

發(fā)射同相DAC 41接收來自基帶處理電路31的數(shù)字發(fā)射I信號，并且對于發(fā)射同相LPF 51生成差分模擬發(fā)射I信號。發(fā)射同相LPF 51對差分模擬發(fā)射I信號濾波以生成差分濾波發(fā)射I信號，其作為輸入提供給發(fā)射同相混頻器61。發(fā)射正交相位DAC 42接收來自基帶處理電路31的數(shù)字發(fā)射Q信號，并且對于發(fā)射正交相位LPF 52生成差分模擬發(fā)射Q信號。發(fā)射正交相位LPF 52對差分模擬發(fā)射Q信號濾波以生成差分濾波發(fā)射Q信號，該信號被作為輸入提供給發(fā)射正交相位混頻器62?；趯l(fā)射同相混頻器61的第一輸出和發(fā)射正交相位混頻器62的第一輸出組合來生成非反相發(fā)射信號TX+，并且基于將發(fā)射同相混頻器61的第二輸出和發(fā)射正交相位混頻器62的第二輸出組合來生成反相發(fā)射信號TX-。

發(fā)射PLL 32生成用于發(fā)射同相混頻器61的第一差分發(fā)射本機振蕩器信號以及用于發(fā)射正交相位混頻器62的第二差分發(fā)射本機振蕩器信號。第一和第二差分發(fā)射本機振蕩器信號各自具有第一或發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX，但是有約90°的相位差。

觀察PLL 33生成用于觀察同相混頻器71的第一差分觀察本機振蕩器信號以及用于觀察正交相位混頻器72的第二差分觀察本機振蕩器信號。第一和第二差分觀察本機振蕩器信號各種具有第二或觀察本機振蕩器頻率f_OBS，但是具有約90°的相位差。當在校準期間觀察發(fā)射通道的輸出時，觀察本機振蕩器頻率f_OBS和發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX以不同的頻率工作。

觀察同相混頻器71接收差分觀察信號OBS+,OBS-以及第一差分觀察本機振蕩器信號，并且生成用于觀察同相LPF 81的差分下變頻I信號。觀察同相LPF 81對差分下變頻I信號濾波以生成差分濾波觀察I信號，其作為輸入提供給觀察同相ADC 91。觀察同相ADC 91將差分濾波觀察I信號從模擬域轉換到數(shù)字域以生成用于基帶處理電路31的數(shù)字觀察I信號。觀察正交相位混頻器72接收差分觀察信號OBS+,OBS-以及第二差分觀察本機振蕩器信號，并且生成用于觀察正交相位LPF 82的差分下變頻Q信號。觀察正交相位LPF 82對差分下變頻Q信號濾波以生成差分濾波觀察Q信號，其作為輸入提供給觀察正交相位ADC 92。觀察正交相位ADC 92將差分濾波觀察Q信號從模擬域轉換到數(shù)字域以生成用于基帶處理電路31的數(shù)字觀察Q信號。

在圖示的實施方案中，發(fā)射和觀察本機振蕩器分別已經(jīng)利用發(fā)射PLL32和觀察PLL 33來實現(xiàn)。利用PLL實現(xiàn)發(fā)射通道和觀察通道的本機振蕩器有助于利用共同的基準時鐘信號來生成不同頻率的本機振蕩器信號。PLL能夠利用相似的電路拓撲結構來實現(xiàn)，使得觀察本機振蕩器頻率f_OBS具有良好受控的相對于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX的頻率差。例如，觀察本機振蕩器頻率f_OBS與發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX之間的頻率差可以基于選擇用于控制PLL的反饋分頻器的數(shù)字控制信號的值來控制。

如圖2所示，基帶處理電路31包括數(shù)字發(fā)射電路101、數(shù)字接收電路102、基帶PLL 103、數(shù)字調制器104、和發(fā)射誤差校正電路105。在圖示的實施方案中，數(shù)字調制器104包括數(shù)字控制的振蕩器(NCO)111和復混頻器112。

數(shù)字接收電路102接收數(shù)字觀察I信號和數(shù)字觀察Q信號，并且生成用于數(shù)字調制器104的數(shù)字輸入信號。數(shù)字調制器還接收來自基帶PLL 103的具有基帶頻率f_BB的基帶時鐘信號。在一個實施方案中，數(shù)字接收電路102還用于處理用于觀察發(fā)射通道的觀察信號和通過接收通道接收到的接收信號。

NCO 111接收基帶時鐘信號并且生成具有約等于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的頻率差的NCO頻率f_NCO的數(shù)字輸出時鐘信號。數(shù)字輸出時鐘信號能夠以多種方式來實現(xiàn)。在一些配置中，數(shù)字輸出時鐘信號包括對應于頻率f_NCO的正弦函數(shù)的數(shù)字表示的第一組件以及對應于頻率f_NCO的余弦函數(shù)的數(shù)字表示的第二組件。數(shù)字輸出時鐘信號可以具有各種位寬度。在一個實施方案中，NCO 111是利用相位累加器和相位-振幅轉換器來實現(xiàn)的。

數(shù)字復混頻器112基于利用來自NCO 111的數(shù)字輸出時鐘信號調制來自數(shù)字接收電路102的數(shù)字輸入信號來生成用于發(fā)射誤差校正電路105的數(shù)字觀察通道輸出信號。在一些實現(xiàn)中，數(shù)字復混頻器112接收來自數(shù)字接收電路102的數(shù)字輸入I信號和數(shù)字輸入Q信號，并且生成用于發(fā)射誤差校正電路105的數(shù)字觀察通道輸出I信號和數(shù)字觀察輸出Q信號。

在一個實施方案中，基帶PLL 103、發(fā)射PLL 32和觀察PLL 33利用共同的基準時鐘信號來工作。以此方式配置收發(fā)機30能夠有助于使得NCO頻率f_NCO與發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的頻率差匹配。

發(fā)射誤差校正電路105處理觀察通道輸出信號以生成用于收發(fā)機30的一個或多個校正信號。在圖示的實施方案中，發(fā)射誤差校正電路105將校正信號提供給數(shù)字發(fā)射電路101。然而，發(fā)射誤差校正電路可被配置為以其它方式補償發(fā)射減損。數(shù)字發(fā)射電路101基于校正信號來生成數(shù)字發(fā)射I信號和數(shù)字發(fā)射Q信號以補償發(fā)射減損，例如泄漏、正交誤差和/或通道非線性。

圖示的收發(fā)機30能夠提供發(fā)射通道校準，而無需針對正交誤差提前校準觀察通道。特別地，通過利用相對于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX的不同的觀察本機振蕩器頻率f_OBS來執(zhí)行觀察，發(fā)射誤差校正電路105能夠檢測和校正發(fā)射減損，即使在觀察通道中存在減損。例如，通過數(shù)字調制器104生成的數(shù)字觀察通道輸出信號可以具有這樣的頻譜，其中發(fā)射通道減損圍繞帶的中心對稱，并且觀察通道減損圍繞帶的中心不對稱。因此，發(fā)射誤差校正電路105能夠將數(shù)字觀察通道輸出信號相關以檢測發(fā)射減損，而觀察通道減損應當趨向于非相關且平均化為噪聲。

相反，使用共同的發(fā)射和觀察本機振蕩器頻率執(zhí)行觀察的收發(fā)機可能不能區(qū)分發(fā)射通道的減損與觀察通道的減損。例如，當使用相同的本機振蕩器頻率時，發(fā)射本機振蕩器泄漏和觀察本機振蕩器泄漏都在頻域具有相似特性并且因此合在一起且不能單獨區(qū)分。

在圖示的實施方案中，NCO 111被編程以生成具有約等于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的差的NCO頻率f_NCO的數(shù)字輸出時鐘信號。當NCO 111以此方式生成數(shù)字輸出時鐘信號時，發(fā)射誤差校正電路105能夠執(zhí)行相關以檢測在寬范圍時間段內的發(fā)射減損，包括例如相對長的時間段，以提供低的本底噪聲。相反，當NCO頻率f_NCO不匹配頻率差時，給定減損的正頻率分量與負頻率分量之間的相位關系可以緩慢地旋轉，并且長的相關會趨于平均化為零，而不是累加。

收發(fā)機30的附加細節(jié)可以如之前所述。

圖3是收發(fā)機120的另一實施方案的示意圖。除了收發(fā)機120還包括可變電容器陣列125且利用基帶處理電路121的不同配置來實現(xiàn)之外，圖3的收發(fā)機120類似于圖2的收發(fā)機30。

特別地，圖示的基帶處理電路121包括發(fā)射誤差校正電路145，其包括本機振蕩器(LO)泄漏校正電路151和正交誤差校正電路152。發(fā)射誤差校正電路145處理來自數(shù)字調制器104的數(shù)字觀察通道輸出信號以生成用于補償發(fā)射減損的多個校正信號。

在圖示的實施方案中，LO泄漏校正電路151生成LO泄漏校正信號，該LO泄漏校正信號提供給數(shù)字發(fā)射電路101。數(shù)字發(fā)射電路101使用LO泄漏校正信號來控制由數(shù)字發(fā)射I信號和Q信號表示的基帶發(fā)射信號的DC偏差。例如，發(fā)射PLL 32或其他發(fā)射本機振蕩器的耦合會不期望地以發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX在差分發(fā)射信號TX+,TX-中產生音調。通過將DC偏差應用于基帶處理電路121，可以補償發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX下的音調，因為基帶發(fā)射信號的DC頻率分量通過發(fā)射混頻器61，62的調制而上變頻成發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX。

如圖3所示，正交誤差校正電路152生成用于數(shù)字發(fā)射電路101的第一正交誤差校正信號。數(shù)字發(fā)射電路101能夠使用第一正交誤差校正信號來匹配或平衡發(fā)射Q路徑和發(fā)射I路徑的增益，從而降低正交誤差。在一個實施方案中，第一正交誤差校正信號用于調節(jié)數(shù)字發(fā)射I信號或數(shù)字發(fā)射Q信號中的至少一個的振幅以平衡發(fā)射Q路徑和發(fā)射I路徑。

圖示的正交誤差校正電路152還生成用于控制發(fā)射同相LPF 51或發(fā)射正交相位LPF 52中的至少一個的組延時的第二正交誤差校正信號。在一些實現(xiàn)中，第二正交誤差校正信號控制組延時以減小或消除發(fā)射Q路徑與發(fā)射I路徑之間的相位差，從而補償正交誤差。

正交誤差校正電路152還生成用于控制發(fā)射PLL 32生成的時鐘信號之間的相位差的第三正交誤差校正信號。特別地，第三正交誤差校正信號用于控制可變電容器陣列125的電容值，可變電容器陣列125包括第一可變電容器131、第二可變電容器132、第三可變電容器133和第四可變電容器134。如本文所使用，可變電容器是指任何具有可控電容器值的電容器，如數(shù)字控制電容器(例如，可編程電容器排)、模擬調諧電容器(例如，變抗器)或者它們的組合。

如圖3所示，發(fā)射PLL 32包括第一非反相輸出和第一反相輸出，它們用于生成用于發(fā)射同相混頻器61的第一差分發(fā)射本機振蕩器信號。另外，發(fā)射PLL 32還包括第二非反相輸出和第二反相輸出，它們生成用于發(fā)射正交相位混頻器62的第二差分發(fā)射本機振蕩器信號。第一可變電容器131和第二可變電容器132分別與發(fā)射PLL 32的第一非反相輸出和第一反相輸出電連接。另外，第三可變電容器133和第四可變電容器134分別與發(fā)射PLL32的第二非反相輸出和第二反相輸出電連接。

如圖3所示，第三正交誤差校正信號能夠用于控制第一可變電容器131、第二可變電容器132、第三可變電容器133和/或第四可變電容器134的電容值。因此，第三正交誤差校正信號能夠用于控制第一發(fā)射本機振蕩器信號相對于第二差分發(fā)射本機振蕩器信號的延時，從而控制發(fā)射同相混頻器61相對于發(fā)射正交相位混頻器62的混頻操作的正時。第三正交誤差校正信號還能夠用于控制非反相本機振蕩器信號分量相對于反相本機振蕩器信號分量的正時以補償?shù)谝缓?或差分發(fā)射本機振蕩器信號中的誤差。

雖然圖3示出了其中由發(fā)射PLL 32生成的時鐘信號是差分的實施方案，但是本文的教導還能應用于本機振蕩器生成單端時鐘信號的構造。在這些構造中，一個或多個可變電容器能夠用于控制單端時鐘信號相對于彼此的正時，從而控制發(fā)射同相混頻器相對于發(fā)射正交相位混頻器的混頻操作之間的時間差。

在一個實施方案中，發(fā)射誤差校正電路145通過利用時域自相關和交叉相關電路來檢測發(fā)射減損。自相關函數(shù)將復(I/Q)發(fā)射信號與其自身相關。交叉相關函數(shù)將復發(fā)射信號與復觀察信號相關。對于可編程數(shù)量的循環(huán)對相關求和，累加結果能夠用于求解對減損建模的等式系統(tǒng)。

收發(fā)機120的另外的細節(jié)可以如上所述。

圖4A是數(shù)字調制器200的一個實施方案的示意圖。數(shù)字調制器200包括相位累加器201、相位-振幅轉換器(PAC)202、和數(shù)字復混頻器203。數(shù)字調制器200接收頻率f_BB的基帶時鐘信號、頻率調諧字(FTW)、數(shù)字輸入I信號IN_I和數(shù)字輸入Q信號IN_Q。數(shù)字調制器200生成數(shù)字觀察通道輸出I信號OUT_I和數(shù)字觀察通道輸出Q信號OUT_Q，它們能夠提供給發(fā)射誤差校正電路進行處理。

數(shù)字調制器200圖示出能夠用于本文所描述的RF通信系統(tǒng)和收發(fā)機。然而，本文的教導能應用于數(shù)字調制器的其他構造。

圖示的相位累加器201和PAC 202統(tǒng)一地作為數(shù)字控制振蕩器(NCO)工作，其生成NCO頻率f_NCO的數(shù)字正弦和余弦時鐘信號。另外，F(xiàn)TW的值用于控制NCO頻率f_NCO。

例如，相位累加器201包括狀態(tài)元件，諸如鎖存器和/或觸發(fā)器，用于存儲累加的相位值。另外，相位累加器201能夠基于基帶時鐘信號的正時將FTW與累加的相位值相加。另外，PAC 202基于累加的相位值來生成數(shù)字正弦和余弦時鐘信號。FTW控制相位累加的速率，并且因此控制NCO頻率f_NCO。

數(shù)字調制器200的另外的細節(jié)如上文所述。

圖4B是數(shù)字調制器210的另一實施方案的示意圖。數(shù)字調制器210包括相位累加器211、q位PAC 212和Q位數(shù)字復混頻器213。雖然圖4B示出了PAC和數(shù)字復混頻器具有q位的構造，但是其他實現(xiàn)是可能的，諸如其中PAC和數(shù)字復混頻器利用彼此不同數(shù)量的位工作的構造。數(shù)字調制器210接收調節(jié)后的模量M_ADJUST、基帶時鐘信號、FTW、數(shù)字輸入I信號IN_I和數(shù)字輸入Q信號IN_Q。另外，數(shù)字調制器210生成數(shù)字觀察通道輸出I信號OUT_I和數(shù)字觀察通道輸出Q信號OUT_Q。

圖示的數(shù)字調制器211包括狀態(tài)元件221、相位纏繞檢測器222、多路復用器223、加法器224和FTW調節(jié)計算器225。狀態(tài)元件221用于存儲k+1位累加相位值，其基于基帶時鐘信號的正時而更新。相位纏繞檢測器222將基帶時鐘信號的連續(xù)循環(huán)上的累加相位值的最高有效位(MSB)進行比較，并且基于該比較來控制多路復用器223的選擇。FTW調節(jié)計算器225接收FTW和調節(jié)后模量M_ADJUST，并且生成具有大約FTW+M_ADJUST的值的第一調節(jié)后FTW和具有約FTW-M_ADJUST的值的第二調節(jié)后FTW。在一些實現(xiàn)中，F(xiàn)TW具有k位的寬度。

加法器224基于將存儲在狀態(tài)元件221中的累加相位值與多路復用器223的輸出相加來生成調節(jié)后的累加相位值。調節(jié)后的累加相位值基于基帶時鐘信號的正時而裝載到狀態(tài)元件221中，諸如每個時鐘周期一次。如圖4B所示，多路復用器223基于相位纏繞檢測器220是否已經(jīng)檢測到相位已纏繞來選擇性地輸出FTW,FTW+M_ADJUST或FTW-M_ADJUST。在一些構造中，當相位沒有纏繞時，多路復用器223輸出FTW，而當相位已經(jīng)從2π弧度纏繞成0弧度時，輸出FTW+M_ADJUST，而當相位已經(jīng)從0弧度纏繞成2π弧度時輸出FTW-M_ADJUST。

如之前所述，可以基于利用以不同于發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX的觀察本機振蕩器頻率f_OBS工作的觀察通道來觀察發(fā)射通道，來校正發(fā)射通道。圖示的數(shù)字調制器210能夠用于通過控制NCO頻率f_NCO等于f_TX-f_OBS來補償該頻率差。

如下文詳述，k和q能夠被選為提供數(shù)字調制器210精確地跟蹤發(fā)射通道和觀察通道的本機振蕩器的足夠的精度。另外，數(shù)字調制器210接收調節(jié)后模量M_ADJUST，其能夠用于增加數(shù)字調制器210的靈活性且允許數(shù)字調制器210提供對寬范圍的發(fā)射和觀察本機振蕩器頻率的補償。

在一些構造中，發(fā)射通道的發(fā)射本機振蕩器是利用發(fā)射PLL實現(xiàn)的。例如，發(fā)射PLL的頻率可以由下式1給出，其中f_ref是基準時鐘信號的頻率，N_TX是發(fā)射PLL的分頻率的整數(shù)部分，F(xiàn)_TX是發(fā)射PLL的分頻率的分數(shù)部分，M是發(fā)射PLL的模量，1/2^TXDIV是由發(fā)射PLL的輸出分頻器提供的分頻量。本領域技術人員將理解，該PLL體系結構可稱為“Frac-N PLL”。

式1

在一些構造中，觀察通道的觀察本機振蕩器是利用觀察PLL來實現(xiàn)的。例如，觀察PLL的頻率是由下式2給出的，其中f_ref是基準時鐘信號的頻率，N_OBS是觀察PLL的分頻率的整數(shù)部分，F(xiàn)_OBS是觀察PLL的分頻率的分數(shù)部分，M是觀察PLL的模量，1/2^OBSDIV是由觀察PLL的輸出分頻器提供的分頻量。

式2

如本領域普通技術人員將理解的，模量M可以具有各種值，諸如略小于2的乘冪的整數(shù)。例如，M可以選為略小于2^a–b，其中a是約8至64的范圍，b被選為大于0且小于約2^a的5％。利用不是2的乘冪的模量，或者更佳的偶素數(shù)，能夠減少或消除偽輻射。

在一些實現(xiàn)中，發(fā)射PLL和觀察PLL利用相同頻率f_ref的基準時鐘信號工作并且使用模量M的共同值。另外，1/2^TXDIV和1/2^OBSDIV可以被選為相等，并且發(fā)射本機振蕩器頻率f_TX與觀察本機振蕩器頻率f_OBS之間的頻率差可以通過選擇N_TX、F_TX、N_OBS和F_OBS的值來控制。

雖然可以通過這種方式獲得發(fā)射PLL與觀察PLL之間的期望的頻率差，但是難以實現(xiàn)數(shù)字調制器來精確地匹配發(fā)射PLL與觀察PLL之間的頻率差。當精確地匹配頻率差時，可以在任意時間段內進行檢測發(fā)射減損的相關，這允許通過選擇時間段相對較長來降低本底噪聲。然而，當沒有精確地匹配頻率差時，給定減損的正分量與負分量之間的相位關系將緩慢地旋轉，并且長的相關將趨于平均化為零，而不是累加。

圖示的數(shù)字調制器210利用調節(jié)后的模量M_ADJUST來工作，這有助于匹配發(fā)射PLL與觀察PLL之間的頻率差。如下文將要進一步說明的，通過將M_ADJUST設定成約等于2^k–M，調節(jié)后模量M_ADJUST可以用于將數(shù)字調制器的模量控制到值M。實現(xiàn)數(shù)字調制器210利用調節(jié)后模量M_ADJUST工作增加了靈活性并且增加了用于控制f_NCO約等于f_TX-f_OBS的FTW的整數(shù)解的數(shù)量。

圖示的相位累加器211將2π弧度表示為2^k。相位累加器211進一步包括加法位，其有助于檢測相位纏繞過渡。相位累加器211的輸出是頻率f_NCO的時變相位的數(shù)字表示。

PAC 212接收由數(shù)字相位累加器212生成的數(shù)字相位并且計算正弦函數(shù)和余弦函數(shù)以生成均一增益復向量。如圖4B所示，正弦函數(shù)表示為sin(2πf_NCO*t)，余弦函數(shù)表示為cos(2πf_NCO*t)。雖然沒有示出，正弦函數(shù)和余弦函數(shù)可以被標定以維持均一增益。PAC 212所生成的正弦函數(shù)和余弦函數(shù)可以數(shù)學方式表示為其中e是數(shù)學常數(shù)(歐拉數(shù))，j是虛數(shù)單位。因此，PAC 212的輸出對應于頻率f_NCO的連續(xù)波(CW)音調。

數(shù)字復混頻器213利用PAC 212生成的連續(xù)波音調來調制數(shù)字輸入I信號IN_I和數(shù)字輸入Q信號IN_Q。復混頻器213的操作數(shù)學上等價于頻率f_NCO的補償頻移。

在一些實現(xiàn)中，發(fā)射PLL和基帶PLL各自利用Frac-N西格瑪-德爾塔調制器來實現(xiàn)，選擇k以使其大于或等于西格瑪-德爾塔調制器的第一級中的分數(shù)字累加器的寬度。以此方式配置相位累加器211能夠有助于精確地跟蹤發(fā)射PLL和觀察PLL。

在圖示的實施方案中，PAC 212以用于計算的q位精度工作。因此，PAC 212接收來自相位累加器211的累加相位值的q位，并且生成q位的連續(xù)波(正弦和余弦)輸出。在圖示的實施方案中，q可以被選為小于或等于k。在一些實現(xiàn)中，通過PAC 212接收到的q位對應于以位k起始且以位k-q結束的累加相位值的一系列最高有效位。在一個實施例中，k是23位，q是16位。

為了提供與發(fā)射PLL和觀察PLL的精確匹配，期望的是相位累加器利用與PLL相同的模量M來工作。為了利用模量M實現(xiàn)相位累加器210，相位累加器210可以利用下式3給出的調節(jié)后模量M_ADJUST來工作。

式3

M_ADJUST＝2^k-M

當相位累加器211從2π纏繞成0時，調節(jié)后模量M_ADJUST可以加到相位累加器211的下一循環(huán)上，從而利用調節(jié)后模量M_ADJUST來調節(jié)存儲在相位累加器211中的值。計算上，這可以通過將相位累加器211的MSB位與前一狀態(tài)比較來高效地完成。在一個實施例中，當狀態(tài)從1過渡到0時，相位累加器211已經(jīng)從2π纏繞成0，并且FTW+M_ADJUST可以加到相位累加器211，而不是僅FTW。類似地，當相位累加器211的MSB的狀態(tài)從0過渡到1時，則相位累加器211已經(jīng)從0纏繞成2π，并且FTW-M_ADJUST可以加到相位累加器211。

在圖示的構造中，相位累加器211將FTW與頻率f_BB的基帶時鐘信號的每個周期上的累加相位相加，并且利用上式3給出的模量工作。因此，NCO頻率f_NCO可由下式4給出：

式4

通過以此方式調節(jié)相位原點交越處存儲在相位累加器211中的值，相位累加器211的以弧度為單位的精度Φ由下式5給出：

式5

對于調節(jié)后模量M_ADJUST的小值，精度Φ相對高。例如，以調節(jié)后模量M_ADJUST的值15和相位累加器寬度(k)的值23工作的RF通信系統(tǒng)可以具有約0.00065度的精度。

在一些構造中，生成基帶時鐘新的基帶PLL被實現(xiàn)為整數(shù)PLL。在該構造中，基帶PLL的輸出頻率f_BB可以由下式6給出：

式6

f_BB＝f_ref*N_BB

在式6中，f_ref是基準時鐘信號的頻率，N_BB是基帶PLL的整數(shù)分頻器的值。

數(shù)字調制器210包括NCO，其被編程為發(fā)射PLL的輸出頻率f_TX與觀察PLL的輸出頻率f_OBS之間的頻率差。當NCO頻率f_NCO被設定為發(fā)射PLL的輸出頻率f_TX與觀察PLL的輸出頻率f_OBS之間的差時，我們具有下式7所示的關系。

式7

f_TX-f_OBS＝f_NCO

在一些構造中，發(fā)射分頻器和觀察分頻器可以具有相等的值，因為發(fā)射本機振蕩器和觀察本機振蕩器正在以相同的頻率范圍工作。在該構造中，本機振蕩器可以具有值2^DIV，式7可以被重布置以形成下式8。

式8

在一個實施例中，模量M等于素數(shù)2²³-15＝8,388,593。在該構造中，M_ADJUST可以選擇等于15而使得2^k-M_ADJUST＝M，這抵消了模量M。在該構造2，式8可以簡化以提供下式9。

式9

典型地，N_TX和N_OBS可以是相同的碼或者在彼此的幾個碼內。另外，在一些構造中，N_BB是2的小乘冪。當用于發(fā)射通道和觀察通道的整數(shù)分頻器N_TX和N_OBS相等時，則FTW可以由如下式10給出的分數(shù)分頻器比來表達。

式10

觀察PLL的分頻率F_OBS的分數(shù)部分可以被選定為使得FTW求解為整數(shù)，沒有分數(shù)余數(shù)。

雖然已經(jīng)提供了用于RF通信和數(shù)字調制器的等式的一個實施例，其他等式是可能的。例如，等式可以隨應用和/或實現(xiàn)方式而變化。

數(shù)字調制器210的另外的細節(jié)可以如前文所述。

應用

采用上述方案的設備能夠實現(xiàn)到各種電子設備中。電子設備的示例可以包括但不限于消費電子產品、消費電子產品的零件、電子測試裝備等。電子設備的示例還可以包括光學網(wǎng)絡或其它通信網(wǎng)絡的電路。消費電子產品可以包括，但不限于，汽車、攝像錄像機、照相機、數(shù)字照相機、便攜式記憶芯片、洗衣機、干燥機、洗衣機/干燥機、復印件、傳真機、掃描儀、多功能外圍設備等。此外，電子設備可以包括非成品，包括那些用于工業(yè)、醫(yī)療和汽車應用的非成品。

前面的說明書和權利要求可能提到元件或特征“連接”或“耦合”在一起。如本文所使用的，除非上下文明確說明，否則“連接”意指一個元件/特征直接或間接地連接到另一元件/特征，而不一定是機械地。同樣，除非明確說明，否則，“耦合”意指一個元件/特征直接或間接地耦合到另一元件/特征，而不一定是機械地。因此，雖然圖中所示的各個示意圖描繪了元件和組件的示例布置，但是額外的中間元件、器件、特征或組件能夠存在于實際的實施方案中(假設描繪的電路的功能不會受到不利影響)。

雖然已經(jīng)根據(jù)一些實施方案描述了本發(fā)明，但是對于本領域技術人員而言顯而易見的其它實施方案，包括那些未提供本文闡述的全部特征和優(yōu)點的實施方案，同樣在本發(fā)明的范圍內。而且，上述的各個實施方案能夠組合以提供另外的實施方案。另外，在一個實施方案的上下文中所顯示的一些特征同樣能夠并入其它實施方案中。因此，本發(fā)明的范圍僅參考隨附的權利要求書來限定。