專利名稱：Sc-fde系統(tǒng)低復(fù)雜度rls自適應(yīng)信道估計(jì)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域，它特別涉及一種在移動(dòng)通信中采用單載波頻域均衡(SC-FDE, Single carrier modulation with frequency domain equalization)調(diào)制體制的自適應(yīng)信道估計(jì)的方法。
背景技術(shù)：
單載波頻域均衡系統(tǒng)是指發(fā)射端使用單載波調(diào)制，接收端使用頻域均衡的系統(tǒng)。時(shí)域均衡器抽頭數(shù)與數(shù)據(jù)傳輸速率成正比，高速通信下的頻域均衡相比時(shí)域均衡，復(fù)雜度大大降低。單載波頻域均衡和正交頻分復(fù)用(OFDM, Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)相比，擁有相似的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，復(fù)雜度和性能。因此，SC-FDE和OFDM—樣，成為下一代無線通信接入網(wǎng)的候選者之一，如全球標(biāo)準(zhǔn)長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE, Long Time Evolution) 上行鏈路使用SC-FDE調(diào)制體制；它也成為IEEE 802. 15、IEEE 802. 16標(biāo)準(zhǔn)中和OFDM—樣的可選項(xiàng)之一。SC-FDE系統(tǒng)接收機(jī)中信道估計(jì)誤差和由其產(chǎn)生的噪聲功率估計(jì)誤差，將很大程度影響頻域均衡的性能，因此，信道估計(jì)的準(zhǔn)確性成為頻域均衡的關(guān)鍵因素。在接收端尋求一種低復(fù)雜度的，估計(jì)誤差較小的且能實(shí)時(shí)跟蹤信道變化的信道估計(jì)方法成為接收機(jī)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。無線通信信道往往非常復(fù)雜，在接收端需要進(jìn)行信道均衡來補(bǔ)償信號(hào)的失真，這就需要進(jìn)行信道估計(jì)。總的來說，信道估計(jì)算法有兩種，一種是基于訓(xùn)練序列的估計(jì)算法，它是指發(fā)送端插入已知序列，接收機(jī)利用已知的信息來進(jìn)行信道估計(jì)；一種是盲估計(jì)算法，它不需要訓(xùn)練序列，利用傳輸數(shù)據(jù)內(nèi)在的數(shù)學(xué)信息來進(jìn)行信道估計(jì)?；谟?xùn)練序列算法相對(duì)簡(jiǎn)單，運(yùn)算量低，應(yīng)用廣泛，它幾乎可以用于所有的無線通信，而盲估計(jì)算法復(fù)雜，運(yùn)算量太大且靈活性差，在實(shí)時(shí)系統(tǒng)中的應(yīng)用受到限制。因此，如沒特別申明，一般采用的是基于訓(xùn)練序列的估計(jì)算法，此時(shí)的訓(xùn)練序列也稱作信道估計(jì)序列。SC-FDE系統(tǒng)根據(jù)不同的信道特性，發(fā)送端信道估計(jì)序列的插入方式有所不同。發(fā)送端數(shù)據(jù)封裝成幀，每一幀分若干個(gè)數(shù)據(jù)塊來發(fā)送。當(dāng)信道屬于在整個(gè)幀中準(zhǔn)靜止的慢變信道時(shí)，可以在幀頭前插入信道估計(jì)序列作前導(dǎo)碼，由前導(dǎo)碼估計(jì)出信道信息；當(dāng)信道在一幀中持續(xù)變化，但在一幀內(nèi)的若干數(shù)據(jù)塊中準(zhǔn)靜止時(shí)，基于前導(dǎo)碼的信道估計(jì)不能有效跟蹤信道的變化，可以采用在數(shù)據(jù)塊之間若干個(gè)塊等間距插入信道估計(jì)序列；當(dāng)信道變化很快，不同數(shù)據(jù)塊經(jīng)過的信道不同，但在一個(gè)數(shù)據(jù)塊中信道準(zhǔn)靜止，此時(shí)每一個(gè)數(shù)據(jù)塊都需要插入特殊字(UW，Unique Words)作信道估計(jì)序列來跟蹤信道變化。信道估計(jì)序列的具體插入方式可參考文獻(xiàn)Zheng, Y. R. and X. Chengshan, Channel Estimationfor Frequency-Domain Equalization of Single-Carrier Broadband WirelessCommunications. 2009. 58(2): p. 815-823。傳統(tǒng)的基于信道估計(jì)序列算法是最小平方和(LS, Least Square)算法和最小均方誤差(MMSE, Minimum Mean-Square Error)算法。LS信道估計(jì)利用當(dāng)前的觀測(cè)數(shù)據(jù)來估計(jì)信道，而MMSE信道估計(jì)則利用了信道的自相關(guān)性，因此比LS信道估計(jì)性能要好，但復(fù)雜度非常高且信道的自相關(guān)性往往難以得到。自適應(yīng)信道估計(jì)是利用之前和當(dāng)前的觀測(cè)數(shù)據(jù)，采用某種算法，自動(dòng)調(diào)整信道估計(jì)器的參數(shù)而使代價(jià)函數(shù)最小。這種方法能估計(jì)并有效跟蹤信道變化。自適應(yīng)算法最常用的是最小均方誤差(LMS, least mean square)算法和迭代最小二乘(RLS, recursive least-square)算法。LMS算法的優(yōu)點(diǎn)是每一次參數(shù)的更新計(jì)算量比較低，缺點(diǎn)是收斂速度比較慢；RLS算法的優(yōu)點(diǎn)是以指數(shù)速度收斂，收斂速度比較快，非常適用于快速初始化和實(shí)時(shí)跟蹤的系統(tǒng)，缺點(diǎn)是每一次參數(shù)更新計(jì)算量相對(duì)比較大。RLS信道估計(jì)是一種快速收斂，穩(wěn)定，估計(jì)誤差較小且能實(shí)時(shí)跟蹤信道的信道估計(jì)算法。信道估計(jì)復(fù)雜度和準(zhǔn)確性相互矛盾。SC-FDE系統(tǒng)需要的是信道頻率響應(yīng)(CFR，Channel Frequency Response)信息。針對(duì)CFR估計(jì)的RLS算法有多種實(shí)現(xiàn)方法,一般傳統(tǒng)的方法有兩種一種是利用訓(xùn)練序列先初始化RLS，然后利用符號(hào)判決反饋數(shù)據(jù)來迭代更新信道，其具體方法可以參考文獻(xiàn)Morelli, M. , L. Sanguinetti, and U. Mengali, Channel estimation for adaptive frequency-domain equalization. 2005. 4(5): p.2508- 2518。其缺點(diǎn)在于接收端需要增加快速離散傅里葉變換(FFT)模塊把時(shí)域反饋數(shù)據(jù)變換到頻域，從而增加了接收機(jī)的復(fù)雜度和功耗，且由判決反饋誤差引起的信道估計(jì)誤差不能消除；另一種是利用數(shù)據(jù)之間插入的已知的UW來進(jìn)行RLS信道估計(jì)和跟蹤，具體方法可以參考文獻(xiàn)Coon, J. , et al. , Channel and noise variance estimation andtracking algorithms for unique-word based single-carrier systems. 2006. 5(6):p. 1488-1496。其優(yōu)點(diǎn)是SC-FDE系統(tǒng)中UW可看作發(fā)送數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴(CP，CyclicPrefix)，不須額外的數(shù)據(jù)開銷，相比前一種方法，避免了部分因反饋誤差引起的信道估計(jì)誤差，且每一步RLS信道更新后通過IFFT/FFT降噪濾波器(IFFT是指快速傅里葉逆變換)進(jìn)行降噪處理，提高了信道估計(jì)性能。其缺點(diǎn)是同樣需要FFT反饋一個(gè)數(shù)據(jù)塊中除UW的數(shù)據(jù)，不能完全消除反饋誤差的影響，因?yàn)樵黾恿私翟霝V波器，所以復(fù)雜度和功耗相對(duì)較高。至此，研究一種低復(fù)雜度的，性能好的，且能實(shí)時(shí)跟蹤信道變化的自適應(yīng)信道估計(jì)方法是一項(xiàng)具有重要實(shí)際意義和挑戰(zhàn)性的任務(wù)。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有技術(shù)的上述缺點(diǎn)，本發(fā)明提供了一種在SC-FDE系統(tǒng)中，利用UW來實(shí)現(xiàn)的低復(fù)雜度RLS自適應(yīng)信道估計(jì)的方法。它是在發(fā)送數(shù)據(jù)之間連續(xù)插入兩個(gè)UW作為信道估計(jì)序列，前一個(gè)UW構(gòu)成后一個(gè)UW的CP。因?yàn)閁W是已知序列，所以接收端不需要添加FFT反饋模塊，這樣避免了由反饋誤差引起的信道估計(jì)誤差問題，同時(shí)，后一個(gè)UW的接收數(shù)據(jù)是其與信道循環(huán)卷積的結(jié)果，經(jīng)過FFT到頻域進(jìn)行信道估計(jì)，此時(shí)的RLS信道更新為對(duì)角矩陣的求逆運(yùn)算，復(fù)雜度大大降低。RLS估計(jì)的信道頻率響應(yīng)經(jīng)過插值濾波器得到最終的信道頻率響應(yīng)作為均衡器的參數(shù)，本發(fā)明在插值濾波器上進(jìn)一步降低復(fù)雜度，使得整體的復(fù)雜度比較低。本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是一種SC-FDE系統(tǒng)低復(fù)雜度RLS自適應(yīng)信道估計(jì)的方法，發(fā)送端物理層的每一幀包括訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)部分，數(shù)據(jù)部分由若干個(gè)數(shù)據(jù)子幀Subframe構(gòu)成，數(shù)據(jù)子幀中的數(shù)據(jù)塊由數(shù)據(jù)Data和特殊字UW組成，前一個(gè)數(shù)據(jù)塊中的UW作為下一個(gè)數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴，兩個(gè)連續(xù)的UW構(gòu)成信道估計(jì)序列；每一幀發(fā)送數(shù)據(jù)前先發(fā)送訓(xùn)練序列訓(xùn)練RLS信道估計(jì)，使其在數(shù)據(jù)塊到來前得到充分準(zhǔn)確的估計(jì)信道；每個(gè)數(shù)據(jù)子幀的開頭插入兩個(gè)連續(xù)的UW作為信道估計(jì)序列來進(jìn)行RLS信道更新；
設(shè)數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度為Ni ,數(shù)據(jù)塊
中插入的UW長(zhǎng)度為^，接收機(jī)從接收數(shù)據(jù)中提取信道估計(jì)接收序列，先通過點(diǎn)FFT到
頻域進(jìn)行RLS信道估計(jì)得到長(zhǎng)度為&的信道頻率響應(yīng)ft# ,再通過插值濾波器得到長(zhǎng)度
為乂的信道頻率響應(yīng)，作為頻域均衡系數(shù)的參數(shù)；
設(shè)n表示迭代更新的時(shí)刻，表示當(dāng)前時(shí)刻長(zhǎng)度力JVei的估計(jì)信道頻率響
應(yīng)，K(n)表示當(dāng)前時(shí)刻的卡爾曼增量矩陣，r{n)表示為更新下一時(shí)刻卡爾曼增量矩陣 K< +1)所需的矩陣表示當(dāng)前時(shí)刻的先驗(yàn)誤差向量,屯(《)表示當(dāng)前時(shí)刻長(zhǎng)度為M
的估計(jì)信道頻率響應(yīng)，對(duì)每一幀的RLS信道估方法包括如下步驟
步驟I、每一幀的開始，先初始化RLS時(shí)刻
令H9(O) =O , H(O) = M ,其中是對(duì)角矩陣，s為小于I的正實(shí)數(shù)值，E是
^單位矩陣；
步驟2、更新卡爾曼增量矩陣，得到卡爾曼增量矩陣的更新值為K|b) = I1(ii-1)Wh(1I+WT(B-I)Wjr)-1 ’其中1 為遺忘因子，且 0<^<! ’ 取接近
于I的實(shí)數(shù)值，( )""表示矩陣求逆運(yùn)算；是況^&對(duì)角矩陣，
■,為數(shù)據(jù)間插入的長(zhǎng)度為B9的UW, JFT(-)表示快速傅里葉變換運(yùn)算，
diag{~)灰示對(duì)角矩陣；
步驟3、更新先驗(yàn)誤差向量
設(shè)接收端移除UW循環(huán)前綴后的當(dāng)前時(shí)刻信道估計(jì)接收序列為1^0 ), 經(jīng)過點(diǎn)FFT得到,其中:Y-(B)為頻域信道估計(jì)接收序列，Ngi是維的頻域復(fù)加性高斯白噪聲向量，向量中每個(gè)元素相互獨(dú)立，則得到先驗(yàn)誤差向量為為前一時(shí)刻估計(jì)的信道；
步驟 4、更新矩陣「(B),得到r(n)=臺(tái)[r(n-I)-K(H)WT(B-I)]；
步驟5、更新信道頻率響應(yīng)，得到當(dāng)前時(shí)刻的信道頻率響應(yīng)為Hgi(B) = H^( -1)+K< )E(b)；
步驟6、對(duì)發(fā)送內(nèi)容進(jìn)行判斷當(dāng)發(fā)送的是訓(xùn)練序列時(shí)，重復(fù)步驟I到步驟5進(jìn)行RLS信道更新；當(dāng)發(fā)送的是數(shù)據(jù)部分的數(shù)據(jù)子巾貞Subframe時(shí),進(jìn)入步驟7 ；
步驟7、發(fā)送子巾貞Subframe期間,每當(dāng)信道估計(jì)接收序列到來時(shí),更新當(dāng)前時(shí)刻的信道頻率響應(yīng)并通過插值濾波器得到益600，一幀結(jié)束時(shí)，跳出循環(huán)，結(jié)束一幀的信道估計(jì)。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的積極效果是本發(fā)明利用添加CP的UW，使接收端RLS自適應(yīng)信道估計(jì)避免了由判決反饋帶來的復(fù)雜度增加、準(zhǔn)確性和穩(wěn)定性變差的問題。本發(fā)明與傳統(tǒng)的SC-FDE系統(tǒng)RLS-UCE相比，由于充分考慮了信道的相關(guān)性，性能要好；本發(fā)明與傳統(tǒng)的SC-FDE系統(tǒng)RLS-SCE設(shè)計(jì)思路相比，由信道估計(jì)器加降噪濾波器改為信道估計(jì)器加
插值濾波器，此時(shí)由于數(shù)據(jù)塊CP的長(zhǎng)度遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度JVi , N9長(zhǎng)度的RLS信
道更新和&點(diǎn)FFT運(yùn)算量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于JV6長(zhǎng)度的運(yùn)算量；與傳統(tǒng)的RLS-SCE —樣，考慮了信道的相關(guān)性，因此在性能不下降的情況下大大降低了算法復(fù)雜度。


本發(fā)明將通過例子并參照附圖的方式說明，其中
圖I是本發(fā)明發(fā)送端物理層幀結(jié)構(gòu) 圖2是本發(fā)明接收端RLS自適應(yīng)信道估計(jì)和均衡系統(tǒng)框 圖3是本發(fā)明RLS信道估計(jì)算法流程 圖4是本發(fā)明與傳統(tǒng)RLS自適應(yīng)信道估計(jì)復(fù)雜度比較表格；
圖5是本發(fā)明與傳統(tǒng)RLS自適應(yīng)信道估計(jì)性能比較圖。
具體實(shí)施例方式為了方便地描述本發(fā)明的內(nèi)容，首先對(duì)本發(fā)明中所使用的術(shù)語進(jìn)行定義
定義I單載波頻域均衡(SC-FDE):在發(fā)送端進(jìn)行數(shù)據(jù)分塊，數(shù)據(jù)前后插入U(xiǎn)W構(gòu)成CP(或復(fù)制分塊后的數(shù)據(jù)的尾部數(shù)據(jù)到前構(gòu)成CP)，進(jìn)行單載波調(diào)制后進(jìn)入信道；在接收端移除CP，通過FFT變換到頻域，頻域均衡后經(jīng)IFFT返回到時(shí)域進(jìn)行符號(hào)判決。設(shè)分塊后的發(fā)
送數(shù)據(jù)為
權(quán)利要求
1.一種SC-FDE系統(tǒng)低復(fù)雜度RLS自適應(yīng)信道估計(jì)的方法，其特征在于 發(fā)送端物理層的每一幀包括訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)部分，數(shù)據(jù)部分由若干個(gè)數(shù)據(jù)子幀Subframe構(gòu)成，數(shù)據(jù)子幀中的數(shù)據(jù)塊由數(shù)據(jù)Data和特殊字UW組成，前一個(gè)數(shù)據(jù)塊中的UW作為下一個(gè)數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴，兩個(gè)連續(xù)的UW構(gòu)成信道估計(jì)序列；每一幀發(fā)送數(shù)據(jù)前先發(fā)送訓(xùn)練序列訓(xùn)練RLS信道估計(jì)，使其在數(shù)據(jù)塊到來前得到充分準(zhǔn)確的估計(jì)信道；每個(gè)數(shù)據(jù)子幀的開頭插入兩個(gè)連續(xù)的UW作為信道估計(jì)序列來進(jìn)行RLS信道更新；設(shè)數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度為M，數(shù)據(jù)塊中插入的UW長(zhǎng)度為^，接收機(jī)從接收數(shù)據(jù)中提取信道估計(jì)接收序列，先通過^點(diǎn)FFT到頻域進(jìn)行RLS信道估計(jì)得到長(zhǎng)度為&的信道頻率響應(yīng)I# ,再通過插值濾波器得到長(zhǎng)度為W4的信道頻率響應(yīng)，作為頻域均衡系數(shù)的參數(shù)； 設(shè)n表示迭代更新的時(shí)刻，表示當(dāng)前時(shí)刻長(zhǎng)度力JVei的估計(jì)信道頻率響應(yīng)，KJ^n)表示當(dāng)前時(shí)刻的卡爾曼增量矩陣，r{n)表示為更新下一時(shí)刻卡爾曼增量矩陣K< +1)所需的矩陣，E(It)表示當(dāng)前時(shí)刻的先驗(yàn)誤差向量,屯(《)表示當(dāng)前時(shí)刻長(zhǎng)度為巧的估計(jì)信道頻率響應(yīng)，對(duì)每一幀的RLS信道估方法包括如下步驟 步驟I、每一幀的開始，先初始化RLS時(shí)刻 令通9(0)=0 , r(0) = M ,其中I 是N9XN9對(duì)角矩陣,S為小于I的正實(shí)數(shù)值，I是單位矩陣； 步驟2、更新卡爾曼增量矩陣，得到卡爾曼增量矩陣的更新值為K|b) = IHb-1)Wh (11+WT(B-I)Wjr)-1 ,其中1 為遺忘因子，且 0<^<!,取接近于I的實(shí)數(shù)值，表示矩陣求逆運(yùn)算；是&^&對(duì)角矩陣，■,為數(shù)據(jù)間插入的長(zhǎng)度力M9的UW，表示快速傅里葉變換運(yùn)算，表示對(duì)角矩陣； 步驟3、更新先驗(yàn)誤差向量 設(shè)接收端移除UW循環(huán)前綴后的當(dāng)前時(shí)刻信道估計(jì)接收序列為FqpO*), 經(jīng)過點(diǎn)FFT得到:Kh)=WH^( i)+N9 ,其中:Y-(B)為頻域信道估計(jì)接收序列，Nigi是Jf_xl維的頻域復(fù)加性高斯白噪聲向量，向量中每個(gè)元素相互獨(dú)立，則得到先驗(yàn)誤差向量%為前一時(shí)刻估計(jì)的信道； 步驟 4、更新矩陣r(B),得到r(n)=臺(tái)[r(n-I)-K(H)WT(B-I)]； 步驟5、更新信道頻率響應(yīng)，得到當(dāng)前時(shí)刻的信道頻率響應(yīng)為
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的SC-FDE系統(tǒng)低復(fù)雜度RLS自適應(yīng)信道估計(jì)的方法，其特征在于步驟7所述的通過插值濾波器得到的實(shí)現(xiàn)方法包括如下具體步驟 .1)MJn)經(jīng)過點(diǎn)IFFT得到長(zhǎng)度為的信道脈沖響應(yīng)，其中V9是祝9 XiN9維歸一化的DFT矩陣，其元素Feftw =； .2)信道脈沖響應(yīng)S9i(Ii)經(jīng)過并行的點(diǎn)FFT合并得到信道頻率響應(yīng) 設(shè)p=n“n9，為大于I的整數(shù)，其中;得到P-I個(gè)并列的長(zhǎng)度為&的頻域插值向量B[ (ii) =<P-1,且有H。(B)=H9(”}, Kijfll-(H)1O^iiF-I 的第_ 個(gè)元素是齒s(”)中的第 ^+1-個(gè)元素,其中。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種SC-FDE系統(tǒng)低復(fù)雜度RLS自適應(yīng)信道估計(jì)的方法，在發(fā)送數(shù)據(jù)之間連續(xù)插入兩個(gè)特殊字UW作為信道估計(jì)序列，前一個(gè)UW構(gòu)成后一個(gè)UW的循環(huán)前綴。因?yàn)閁W是已知序列，所以接收端不需要添加FFT反饋模塊，這樣避免了由反饋誤差引起的信道估計(jì)誤差問題，同時(shí)，后一個(gè)UW的接收數(shù)據(jù)是其與信道循環(huán)卷積的結(jié)果，經(jīng)過FFT到頻域進(jìn)行信道估計(jì)，此時(shí)的RLS信道更新為對(duì)角矩陣的求逆運(yùn)算，復(fù)雜度大大降低。RLS估計(jì)的信道頻率響應(yīng)經(jīng)過插值濾波器得到最終的信道頻率響應(yīng)作為均衡器的參數(shù)，本發(fā)明在插值濾波器上進(jìn)一步降低復(fù)雜度，使得整體的復(fù)雜度比較低。
文檔編號(hào)H04L25/02GK102664841SQ20121013082
公開日2012年9月12日 申請(qǐng)日期2012年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年4月30日
發(fā)明者岳光榮, 成先濤, 李少謙, 艾赳赳 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)