專利名稱：一種基于變換域濾波的二維ofdm信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種OFDM信道估計方法，具體涉及一種無線衰落信道的二維信道估計算法。
背景技術：
隨著信息化的進一步發(fā)展，未來移動通信系統(tǒng)需要用更有限的頻譜資源來提供更多的通信業(yè)務、更高的通信速率和更好的通信質量，而傳輸速率的提高又給常規(guī)單載波系統(tǒng)帶來了符號間干擾(ISI)和頻率選擇性衰落的問題。OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復用)技術是解決這些問題的有效的方法之一。它是一種特殊的多載波通信方案，它可以在無線信道中實現高速數據傳輸。它將單個用戶的高速率信息流經過串/并變換為多個低速率碼流，每個碼流都用一個子載波發(fā)送，各個子載波之間相互正交。OFDM與普通的頻分復用(FDM)技術相比，具有較高的頻譜利用率，可以有效地避免各個子載波上的符號間干擾(ISI)，通過使用快速傅立葉算法(FFT)，使得OFDM接收機的實現變得非常簡單。OFDM技術作為一種高效的調制技術，以及它在對抗多徑衰落方面的明顯優(yōu)勢，在許多4G蜂窩系統(tǒng)方案中都考慮選擇OFDM技術作為其空中接口技術。OFDM技術已經被公認為下一代蜂窩通信系統(tǒng)的核心技術。對于OFDM系統(tǒng)，在相同誤碼率的要求下，采用差分解調比采用相干解調的信噪比要高3-4dB ；此外，差分解調比較適合用在低數據率的系統(tǒng)，而對于更高數據率傳輸率和高頻譜要求的OFDM系統(tǒng)，相干解調更適合。但是相干解調必須對頻率選擇性無線多徑信道進行實時跟蹤，估計信道參數。基于導頻的信道估計通常分為兩個步驟首先利用各種數學運算準則得到導頻位置處的信道響應，然后通過各種插值運算得到所有數據的信道響應。插值方法中最佳濾波器是維納濾波器(Wiener filter)，然而，維納濾波信道估計方法需要使用復雜矩陣運算，不利于硬件實時實現。線性插值方法實現簡單，性能不夠好，為此，出現了一種在系統(tǒng)復雜度和性能之間均衡的信道估計算法，即基于FFT的信道估計方法。考慮到噪聲的影口向。文獻 1 (Y Zhao，A Huang. A novel channel estimation methods for OFDM mobile communication systems based on pilot signals and transform domain processing[C]//Proc. IEEE 47th Vehicular Technology Conference. Phoenix, USA, May 1997，3 :2089 2093.)提出了一種基于導頻輔助和變換域的一維信道估計方法。它首先將 LS準則下的導頻處的響應值經過離散傅里葉變換(DFT)變換到變換域，然后在對變換域信號進行分析仿真其特性后，對信號進行濾波，再對濾波后信號補零，最后對該補零后的變換域信號作離散傅里葉逆變換(IDFT)轉換到頻域，得到的結果就是整個信道的傳輸函數了。 該文獻所述信道估計方法的流程如圖1所示，M為導頻數目，N為子載波數目，從圖中可以看到，該方法采用了一種叫變換域濾波的濾波技術，這樣可以將位于全頻帶的加性高斯白噪聲的高頻部分濾除，提高了算法信道估計性能。這種濾波技術是使用變換域內對應“高頻”置為0，“低頻”部分置為1干擾。但該文獻并沒有具體說明是如何實現這種濾波技術的。
由于多載波系統(tǒng)的信號分布在時域和頻域內，對于時變信道的跟蹤，二維信道估計是必需的。對于二維導頻符號輔助的信道估計而言，最佳濾波器是二維維納濾波器 (Wiener filter)，復雜度較高。一般工程應用中常采用兩個級聯(lián)的一維插值法實現二維的信道估計。大量中英文文獻中都提出過二維級聯(lián)信道估計算法。文獻2(M. Julia. DFT-based Channel Estimation in 2D~Pilot-Symbol-Aided OFDM Wireless Systems[C]//Proc. IEEE 53rd Vehicular Technology Conference，Rhodes，May，2001，2 :810 814.)提出在頻率方向上進行FFT時域插值，在時間方向上進行線性插值的二維信道估計方法。但是在頻率方向中由于沒有考慮噪聲的影響，性能仍然不夠好，文獻3 (Amir H. Khanshan, HamidrezaAmindavar. Performance evaluation of two-dimensional interpolations on OFDM channel estimation[C], //Proc. IEEE Telecommunication Networks and Applications Conference, Australasian, 2007, pp 460 464) Hdj^^tiSit, Cubic 插值等插值方法分別運用在頻率和時間方向上的方法，但是這些二維信道估計方法忽略了噪聲的干擾，性能不夠好。

發(fā)明內容
基于以上考慮，為了縮小信道估計值與真實信道頻響間的差異，本發(fā)明提供一種基于變換域的二維信道估計方法。本發(fā)明提出的二維信道估計方法，針對高斯白噪聲存在的情況，將變換域濾波的環(huán)節(jié)融入頻率方向上的插值算法中，同時在時間方向上運用線性插值，完成全部時刻的信道響應的估計，這種二維信道估計方法可以將接收機中的高斯白噪聲大部分濾除，使得信道估計更精確，與實際信道更接近。為此，本發(fā)明采用如下的技術方案一種基于變換域濾波的二維OFDM信道估計方法，包括下列步驟(1)對輸入數據進行星座圖映射；(2)插入導頻1)采用矩形導頻方式，在頻率方向和時間方向上分別按照設定的間隔插入導頻；2)對最后一個OFDM符號，按照與步驟1)相同的頻率間隔插入導頻；(3)利用快速傅立葉逆變換方法對插入導頻后的數據進行OFDM調制；(4)加入保護間隔或者循環(huán)前綴，將數據由并變串；并由發(fā)送天線發(fā)送；(5)接收端接收到數據后，首先由串變并，去除保護間隔或循環(huán)前綴，然后由快速傅立葉變換來實現OFDM的解調制；(6)提取導頻位置的數據，得到導頻位置處的信道響應，稱之為導頻響應；(7)接收端按照下列的步驟對含有導頻的OFDM數據進行頻率方向的插值和濾波1)對導頻響應進行快速傅立葉變換，得到變換域G ；2)計算G中所有樣點總能量值EH ；3)初始化設pi = 3，p2 = M_GI，其中，M為每個OFDM符號中導頻的數量，GI為保護間隔的長度；4)計算G中序列號從pi到p2的樣點的能量Enoise ；5)設噪聲占總能量的比值R = 0. 3 Xsnr，其中，snr為噪信比，并設Q = Enoise/EH ；7)比較Q與R的大小，如果Q < R，則p2的值加1，回到第4)步；8)反復比較Q與R的大小關系，直到Q > R，停止循環(huán)；9)將G中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向量H_FFT ；10)在H FFT中間補零，使其長度與總子載波數相等；11)進行快速傅立葉逆變換，得到頻域值，并添加補償系數；(8)對每個子載波，運用線性插值的原理，在時間方向上插值，實現二維OFDM信道估計。本發(fā)明的有益結果是，濾除了大部分信道和接收機中加性高斯白噪聲，提高了信道估計的精度，同時，運用兩個一維的插值算法，完成全部時刻信道響應的估計，這種方法的矩陣運算非常少，實現簡單，大大降低了算法的復雜度。


圖1是文獻1的信道估計算法的實現框圖。圖2是本發(fā)明的信道估計算法的實現框圖。圖3是本發(fā)明導頻設計圖案。圖4是二維插值實現過程圖。圖5是5dB信噪比下導頻響應的變換域特性。圖6是經過濾波后的導頻響應的變換與特性。圖7是本發(fā)明方法和其他二維插值信道估計算法RMSE比較。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明提出的信道估計方法進行具體的描述如下。本發(fā)明所述的是一種基于變換域濾波的二維信道估計方法，這是一種導頻輔助信道估計方法，圖2表示的是本發(fā)明信道估計算法的框圖。該示意圖給出了由接收機接受的信號在頻域中和時域中經過一系列變換之后，精確的估計出了信道的頻率響應。為了實現本方法，需要在發(fā)送信號中插入導頻。圖3表示的是本發(fā)明的導頻設計方案，導頻采用矩形插入方式。按照圖3所示，這種導頻設計的方案的導銷為25%，即， 頻率方向上間隔為2，時間方向上間隔為2，導頻間隔可以為其他的值，只要滿足時間方向
上的導頻間隔A <^"^7，其中Wmax是最大多普勒頻移，Tf是OFDM的符號周期，頻率方
zJaUiax1J
向上的導頻間隔~JIT' τ_是信道的最大延遲，Adf為載波間頻率間隔。導頻采用
^"max J
隨機±λ/ 導頻。需要注意的是，需要以同樣的頻率間隔給最后一個符號插入導頻。1.接收機利用導頻序列計算信道頻域響應的最小平方(U)估計。在OFDM系統(tǒng)中，調用算法模塊，建立矩陣P，P中只有導頻位置有值，為發(fā)送的導頻，其他位置的值為0， 求出該矩陣的逆矩陣Ρ—1，該矩陣與接收矩陣Υρ(只有導頻位置有值，其值為接收機接收到的數據)相乘為信道在導頻位置的頻域響應的最小二乘LS估計Hn = P-1Yp，其中Yp是N*NL
5的接收頻域信號矩陣，P是發(fā)送的NXNL的由導頻組成的矩陣，(*)-1表示矩陣求逆，NL是發(fā)送的OFDM符號數，N是OFDM系統(tǒng)中的子載波數目，也是離散傅里葉變換和離散傅里葉逆變換的運算點數。2.對導頻響應矩陣作二維插值變換，如圖4所示。具體插值過程分成兩個一維內插，分別為頻率方向上的FFT插值和時間方向上的線性內插，步驟如下 頻率方向上的濾波及插值。使所有的含有導頻的OFDM符號經過下面步驟(1) (2) (3) (4) (5)的變換，直至所有含導頻的符號的全部頻率方向上的位置的信道響應都估計出值。(1)對第ρ個OFDM符號頻率響應是矩陣中的NXl向量，提取出導頻處頻率響應估計值放在一個向量中，記為hm,p，Hm,p中元素為去除未知位置的導頻響應矩陣，前后相鄰位置不變，導頻的個數為M = N/interVal_f，其中N為子載波個數，interval_f為導頻頻率方向上的間隔，那么，Hm,p為MXl的向量。(2)對Hm, p作DFT變換，這里的DFT可以利用現有各種離散傅里葉逆變換的快速算法FFT實現，即利用IFFT變換將導頻的頻率響應轉變到變換域得到導頻處的變換域響應
G ,p = FHftp0 其中 DFT 變換矩陣 F= [rffl, n], ^n = ^ν[-]2π(πι - \)(η -, η ^ N), (*)Η表示矩陣的共軛轉置。圖5表示信噪比為5dB時導頻響應的變換域特性。(3)對第⑵步的結果進行濾波。濾波過程如下⑴計算(}M,p中所有樣點總能量值EH。(ii)初始化設pi = 3，p2 = M-GI, GI為保護間隔的長度。(iii)計算(iM,p中序列號從Pl到p2的樣點的能量Enoise。(iv)設噪聲占總能量的比值R = 0. 3 X snr，其中，snr為噪信比，并設M = Enoise/ EH ；(ν)比較M與R的大小。如果M< R，則ρ2的值加1，回到第(iii)步。(vi)反復比較M與R的大小關系，直到M >R，停止循環(huán)。(vii)將(iM,p中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向;H_FFT的特性如圖6所示(4)對H_FFT進行中間補零操作，得到向量。設置一長度和子載波
的數量N —致向量( ^，該向量前M/2元素用H_FFT中的Μ/2個元素代替，后 Μ/2個元素用H_FFT中的后Μ/2個元素代替?？捎萌缦戮仃噥肀硎狙a零的過程 Ν’ρ =[H_FFT(l:M/2) 0 H_FFT(M/2+l:M)]，其中 0 為(N_M) X 1 的全零向量。(5)對( ^作離散傅里葉變換IDFT，這個IDFT也是使用離散傅里葉逆變換的快速
算法IFFT，即利用IFFT將向量變回頻域，，得到向量，將向量
作為列向量放在reCeiv_h矩陣中，其中reCeiv_h是一個NXNL的矩陣，是存放最后估計結果的矩陣，即信道頻率響應的矩陣，a為變換補償系數，根據N和M的值變化而變化，NL為 OFDM符號數。
時間方向上，對所有子載波進行下面的內插變換。對每個子載波即receivj!的行向量運用線性插值的插值方法，根據時間方向上已知位置的信道響應，線性內插，可以得到處于兩個已知數據之間的位置的信道響應。經過上述變換和計算，就得到了 OFDM的信道估計值，采用這種方法對OFDM系統(tǒng)進行信道估計，濾除了大部分高斯白噪聲，并且消除了部分由于插值所造成的誤差噪聲，有效的估計了信道的頻率響應。為了對本發(fā)明方法與傳統(tǒng)的二維線性插值算法的性能進行具體比較說明，在以下測試平臺對兩種信道估計方法與真實信道的信道響應的歸一化均方誤差 (RMSE)進行比較1.搭建OFDM系統(tǒng)平臺。2.測試信道為C0ST207典型城區(qū)(TU)信道，采用6徑信道，最大多普勒頻移為 IOOHz，對應移動速度為108km/h。3.發(fā)射端調制OFDM信號的子載波數為128，OFDM符號數任意，這里為了測試取 80，循環(huán)前綴的長度為32。4.星座圖映射方式為QPSK。5.導頻的設計為在頻率方向上為2，在時間方向上為2，對最后一個符號作處理后導頻開銷大致為邪％。6.抽樣間隔為1 μ S。7.信道信噪比取 5dB，10dB，15dB，20dB，25dB，30dB，35dB，40dB 這幾個數。圖7是在上述測試平臺上本發(fā)明方法與其他兩種二維插值信道估計算法的歸一化均方誤差(RMSE)的比較圖。linear-linear代表的信道估計法在時間和頻率方向上都采用線性插值的方式，DFT-Iinear代表的信道估計法在頻率方向上采用基于DFT的時域插值法，在時間方向上采用線性插值法。由圖中可以看出，本發(fā)明方法與linear-linear相比，在信噪比低時有大約3dB的性能增益，并隨著信噪比的增大，本發(fā)明算法的優(yōu)勢越來越大；與DFT-Iinear相比，本發(fā)明算法在低信噪比下的性能要優(yōu)于DFT-Iinear算法，大約有 4-5dB的增益。本發(fā)明利用將FFT變換域插值及濾波，線性插值結合起來，形成了一種基于變換域濾波的二維信道估計方法。使用本方法，能有效的減小接收機中噪聲對信道估計的影響， 獲得很好的估計效果。本發(fā)明方法簡單易行，矩陣運算少，易于軟件實現，而且快速傅里葉變換(FFT)和快速傅里葉逆變換(IFFT)的使用也使得復雜度上減小了很多，易于操作，因此本發(fā)明具有很好的應用前景。以上所述僅為本發(fā)明的最佳實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何本領域技術人員在本發(fā)明所披露的技術范圍內，可以輕易想到的變換或替換，都應包含在本發(fā)明的保護范疇之內，因此，本發(fā)明的保護范圍應以權利要求的范圍為準。
權利要求
1. 一種基于變換域濾波的二維OFDM信道估計方法，包括下列步驟(1)對輸入數據進行星座圖映射；(2)插入導頻1)采用矩形導頻方式，在頻率方向和時間方向上分別按照設定的間隔插入導頻；2)對最后一個OFDM符號，按照與步驟1)相同的頻率間隔插入導頻；(3)利用快速傅立葉逆變換方法對插入導頻后的數據進行OFDM調制；(4)加入保護間隔或者循環(huán)前綴，將數據由并變串；并由發(fā)送天線發(fā)送；(5)接收端接收到數據后，首先由串變并，去除保護間隔或循環(huán)前綴，然后由快速傅立葉變換來實現OFDM的解調制；(6)提取導頻位置的數據，得到導頻位置處的信道響應，稱之為導頻響應；(7)接收端按照下列的步驟對含有導頻的OFDM數據進行頻率方向的插值和濾波1)對導頻響應進行快速傅立葉變換，得到變換域響應G；2)計算G中所有樣點總能量值EH；3)初始化設pi= 3，p2 = M-GI,其中，M為每個OFDM符號中導頻的數量，GI為保護間隔的長度；4)計算G中序列號從pi到p2的樣點的能量Enoise；5)設噪聲占總能量的比值尺=0.3\卯1~，其中，81^為噪信比，并設Q= Enoise/EH ；7)比較Q與R的大小，如果Q< R，則p2的值加1，回到第4)步；8)反復比較M與R的大小關系，直到Q> R，停止循環(huán)；9)將G中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向量HFFT ；10)中間補零，使其長度與總子載波數相等；11)進行快速傅立葉逆變換，得到頻域值，并添加補償系數；(8)對每個子載波，運用線性插值的原理，在時間方向上插值，實現二維OFDM信道估
全文摘要
本發(fā)明屬于移動通信技術領域，涉及一種基于變換域濾波的二維OFDM信道估計方法，包括下列步驟對輸入數據插入導頻并發(fā)送；接收端接收到數據后，提取導頻位置的數據，得到導頻位置處的信道響應，稱之為導頻響應；對含有導頻的OFDM數據進行頻率方向的插值和濾波對每個子載波，運用線性插值的原理，在時間方向上插值，實現二維OFDM信道估計。本發(fā)明能夠濾除大部分信道和接收機中加性高斯白噪聲，提高了信道估計的精度，同時，實現簡單，大大降低了算法的復雜度。
文檔編號H04L25/02GK102263713SQ20111025101
公開日2011年11月30日 申請日期2011年8月29日 優(yōu)先權日2011年8月29日
發(fā)明者李軍佑, 楊振學, 楊晉生, 熊積慧, 田素雷, 陳為剛 申請人:中國電子科技集團公司第五十四研究所, 天津大學