專利名稱：一種直流偏移校正裝置、系統(tǒng)及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種直流偏移校正裝置、系統(tǒng)及方法。
背景技術(shù)：
無線接收機(jī)目前主要包括超外差結(jié)構(gòu)接收機(jī)和直接下變頻接收機(jī)兩種類型，其 中，超外差結(jié)構(gòu)接收機(jī)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，存在鏡像干擾，同時(shí)需要高Q值的，體積大的IF濾波器，因 此使得系統(tǒng)復(fù)雜化，集成困難。而直接下變頻接收機(jī)的本振與載波頻率相等，直接將射頻信 號(hào)變換到基帶，因此不存在鏡像干擾，不需要鏡像干擾抑制濾波器。中頻模塊的節(jié)省可以大 大簡(jiǎn)化系統(tǒng)，有利于單片系統(tǒng)的集成。同時(shí)信號(hào)的放大和濾波都主要在基帶進(jìn)行，降低了能 耗。因此直接下變頻接收機(jī)在無線通信領(lǐng)域受到了廣泛關(guān)注。對(duì)于直接下變頻接收機(jī)而言，目前最嚴(yán)重的問題就是直流偏移的問題。直流偏移 主要是在下變頻過程中由于本振信號(hào)的自混頻產(chǎn)生的。直流偏移一方面使得信噪比變差， 另一方面還可能導(dǎo)致混頻器后的各級(jí)放大器飽和，無法放大有用信號(hào)，如果直流偏移進(jìn)入 數(shù)字基帶，會(huì)對(duì)整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的性能產(chǎn)生進(jìn)一步的影響?，F(xiàn)有技術(shù)中，可以通過檢測(cè)輸出口的載波泄露信號(hào)功率，然后反饋給輸入端來抑 制本振信號(hào)泄露，從而實(shí)現(xiàn)直流偏移的校正，但是該方法不僅電路實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，校正速度也非 常慢，無法適用于對(duì)響應(yīng)時(shí)間有較高要求的系統(tǒng)。另一種方式是通過數(shù)字方式來處理，信號(hào) 經(jīng)過濾波器及放大電路后不進(jìn)行直流偏移的校正，而是通過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器后在數(shù)字電路 域進(jìn)行處理，但是這種方式在很大程度上限制了濾波器和放大器的動(dòng)態(tài)變化范圍，處理效 率非常低。

發(fā)明內(nèi)容
為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供了一種直流偏移校正裝置、系統(tǒng)及方法，以實(shí)現(xiàn) 對(duì)直流偏移的快速校正，技術(shù)方案如下一種直流偏移校正裝置，包括低通濾波單元、放大單元和直流偏移校正單元，所述低通濾波單元的輸出端與所述放大單元的輸入端連接；所述直流偏移校正單元，包括一可提供兩種時(shí)間常數(shù)的積分器，所述直流偏移校 正單元對(duì)所述放大單元的輸出信號(hào)進(jìn)行積分，并將積分后的信號(hào)反饋至所述低通濾波單元 的輸入端。優(yōu)選地，所述積分器的輸入電壓經(jīng)過電阻選擇電路連接至運(yùn)算放大器的輸入端； 所述電阻選擇電路由選擇開關(guān)和多個(gè)電阻構(gòu)成，用于實(shí)現(xiàn)兩種不同阻值的通路；其中，高阻值通路對(duì)應(yīng)與所述積分器的大時(shí)間常數(shù)模式，低阻值通路對(duì)應(yīng)與所述 積分器的小時(shí)間常數(shù)模式。 優(yōu)選地，所述放大單元為可變?cè)鲆娣糯笃鳌?優(yōu)選地，對(duì)應(yīng)于所述可變?cè)鲆娣糯笃鞯乃峁┑拿糠N增益值，所述電阻選擇電路 分別提供兩種不同阻值的通路。
一種直流偏移校正方法，應(yīng)用上述的直流偏移校正裝置，該方法包括當(dāng)所述裝置進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將所述積分器調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式；當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將所述積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。一種直流偏移校正系統(tǒng)，包括兩個(gè)上述的直流偏移校正裝置，其中，第一直流偏移 校正裝置的輸出端與第二直流偏移校正裝置的輸入端連接。一種直流偏移校正方法，其特征在于，應(yīng)用上述的直流偏移校正系統(tǒng)，該方法包 括當(dāng)所述系統(tǒng)進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將所述第一直流偏移校正裝置和第二直流偏移 校正裝置的積分器同時(shí)調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式；當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將所述第一直流偏移校正裝置的積分器調(diào)整至大時(shí) 間常數(shù)模式；所述直流偏移校正裝置構(gòu)成的環(huán)路穩(wěn)定后，將所述第二直流偏移校正裝置的 積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，使用時(shí)間常數(shù)可變的積分器對(duì)直接下變頻接收機(jī)的直 流偏移進(jìn)行校正，當(dāng)積分器處于小時(shí)間常數(shù)模式時(shí)，可以保證在短時(shí)間內(nèi)將直流校正至期 望值。校正完成后，將積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式，此時(shí)具有較低的轉(zhuǎn)角頻率，以避免輸 出信號(hào)發(fā)生失真。


為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例或現(xiàn) 有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單的介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本 發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)性的前提下，還可 以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。圖1為本發(fā)明所提供的一種直接下變頻接收機(jī)的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為本發(fā)明所提供的直流偏移校正裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3為本發(fā)明所提供的一種直流偏移校正方法的流程圖；圖4為本發(fā)明所提供的另一種直接下變頻接收機(jī)的結(jié)構(gòu)示意5為本發(fā)明所提供的另一種直流偏移校正方法的流程圖。
具體實(shí)施例方式下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完 整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒?發(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí) 施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。圖1所示為本發(fā)明所提供的下變頻接收機(jī)的結(jié)構(gòu)示意圖，包括接收天線、低噪聲 放大器、混頻器、低通濾波單元、放大單元、直流偏移校正單元、均衡器以及模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換
o低噪聲放大器的作用是放大天線接收到的無線信號(hào)，混頻器的作用是把經(jīng)低噪聲 放大器放大過的信號(hào)，與來自芯片內(nèi)部鎖相環(huán)產(chǎn)生的本振信號(hào)混頻，混頻出低頻有用信號(hào)； 臨道的信號(hào)與本振信號(hào)也同樣會(huì)被混頻到低頻，這種信號(hào)的頻率位于有用信號(hào)帶寬的2倍附近，低通濾波單元的作用是濾除這種信號(hào)；放大單元對(duì)濾波后的信號(hào)進(jìn)行放大；直流偏 移校正單元的作用是抑制混頻信號(hào)的直流偏移；均衡器的作用是補(bǔ)償濾波器的群延遲，改 善系統(tǒng)的EVM(Error Vector Magnitude，誤差向量幅度)。模數(shù)轉(zhuǎn)換器的作用是把模擬信 號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，然后送到數(shù)字基帶進(jìn)行處理。以下將對(duì)本發(fā)明所提供的下變頻接收機(jī)中的低通濾波單元、放大單元和直流偏移 校正單元這三部分所構(gòu)成的直流偏移校正裝置做進(jìn)一步的詳細(xì)說明，參見圖2所示低通濾波單元201的輸出端與放大單元202的輸入端連接；直流偏移校正單元203主要由積分器來實(shí)現(xiàn)，用于對(duì)放大單元202的輸出信號(hào)進(jìn) 行積分，并將積分后的信號(hào)反饋至所述低通濾波單元201的輸入端。其中，電阻R5的作用是把積分器的輸出電壓轉(zhuǎn)換成電流，由于積分器在該裝置中 構(gòu)成負(fù)反饋，因此，通過電阻R6的電流將與通過電阻R5的電流相減，從而減小直流偏移。對(duì)于積分器而言，其反應(yīng)時(shí)間(即頻率響應(yīng)時(shí)間)決定于其時(shí)間常數(shù) (timeconstant)的大小，時(shí)間常數(shù)越大其所需的反應(yīng)時(shí)間將越久，時(shí)間常數(shù)越小其所需的 反應(yīng)時(shí)間將越短?？梢?，如果積分器的時(shí)間常數(shù)過大，將會(huì)影響直流偏移校正的速度，進(jìn)而影響接 收機(jī)系統(tǒng)的整體反應(yīng)時(shí)間。但是在實(shí)際應(yīng)用中，較小的時(shí)間常數(shù)也具有較高的轉(zhuǎn)角頻率 (corner frequency)，這可能會(huì)造成輸出信號(hào)發(fā)生失真，從而影響整個(gè)系統(tǒng)的EVM。為解決上述問題，可以通過使用時(shí)間常數(shù)可調(diào)的積分器來實(shí)現(xiàn)。由于時(shí)間常數(shù)等 于積分電路的電阻值和電容值的乘積，因此，可以通過調(diào)整電阻值和/或電容值來實(shí)現(xiàn)對(duì) 時(shí)間常數(shù)的調(diào)整。本發(fā)明實(shí)施例中，以對(duì)電阻調(diào)整為例進(jìn)行說明，參見圖2所示，直流偏移校正單元 203中的積分器包括一個(gè)電阻選擇電路，積分器的輸入電壓經(jīng)過電阻選擇電路連接至運(yùn)算 放大器的輸入端；該所述電阻選擇電路由選擇開關(guān)和多個(gè)電阻構(gòu)成，用于實(shí)現(xiàn)至少兩種不 同阻值的通路。在實(shí)際應(yīng)用中，放大單元202經(jīng)常采用可變?cè)鲆娣糯笃鱽韺?shí)現(xiàn)，這種情況下，對(duì)應(yīng) 于可變?cè)鲆娣糯笃鞯乃峁┑拿糠N增益值，電阻選擇電路將分別提供兩種不同阻值的通路。以圖3所示情況進(jìn)行說明，放大單元202中的可變?cè)鲆娣糯笃魈峁﹥煞N增益值，通 過切換開關(guān)3a和4a來實(shí)現(xiàn)。而對(duì)應(yīng)于這兩種增益值，電阻選擇電路將分別提供兩種不同 阻值的通路。圖3中的開關(guān)3a和3b、4a和4b分別是聯(lián)動(dòng)的，增益值確定之后，使用開關(guān)1 和2來切換兩種不同阻值的通路當(dāng)開關(guān)3a/3b閉合、開關(guān)4a/4b打開時(shí)開關(guān)1閉合，開關(guān)2打開，此時(shí)通路阻值為R1 ；開關(guān)2閉合，開關(guān)1打開，此時(shí)通路阻值為R1+R2+R3 ；當(dāng)開關(guān)3a/3b打開、開關(guān)4a/4b閉合時(shí)開關(guān)1閉合，開關(guān)2打開，此時(shí)通路阻值為R1+R2;開關(guān)2閉合，開關(guān)1打開，此時(shí)通路阻值為R1+R2+R3+R4。為了便于描述，以下先假設(shè)放大器固定增益，即假設(shè)開關(guān)3 —直閉合。當(dāng)開關(guān)1和 開關(guān)3閉合，開關(guān)2和開關(guān)4打開時(shí)，積分器用到的電阻為R1，稱此時(shí)的狀態(tài)為狀態(tài)1，而當(dāng)
5開關(guān)2和開關(guān)3閉合，開關(guān)1和開關(guān)4打開時(shí)，積分電阻為R1+R2+R3，此時(shí)的狀態(tài)為狀態(tài)2。 顯然在電容不變的情況下，狀態(tài)2的時(shí)間常數(shù)要比狀態(tài)1的時(shí)間常數(shù)大，所以稱狀態(tài)2為大 時(shí)間常數(shù)模式、稱狀態(tài)1為小時(shí)間常數(shù)模式，狀態(tài)2響應(yīng)時(shí)間大于狀態(tài)1的響應(yīng)時(shí)間。對(duì)應(yīng)上述提供的直流偏移校正裝置，本發(fā)明實(shí)施例還提供一種直流偏移校正方 法，參見圖3所示，該方法包括以下步驟S301,當(dāng)進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將積分器調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式；S302,當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。當(dāng)接收機(jī)進(jìn)入接收模式，低通濾波單元輸入混頻信號(hào)后，將開關(guān)2打開、開關(guān)1閉 合，此時(shí)積分器處于小時(shí)間常數(shù)模式，具有較快的反應(yīng)時(shí)間。但是，由于較小的時(shí)間常數(shù)也 具有較高的轉(zhuǎn)角頻率，因此，當(dāng)直流校正到較小值，可以滿足系統(tǒng)接收需求時(shí)，將開關(guān)2閉 合、開關(guān)1打開。此時(shí)積分器處于大時(shí)間常數(shù)模式，具有較低的轉(zhuǎn)角頻率，所以會(huì)減少信號(hào) 失真，進(jìn)而減輕對(duì)接收系統(tǒng)EVM的影響。在實(shí)際的應(yīng)用過程中，可能存在的另外一個(gè)問題是直流偏移經(jīng)過低通濾波器后， 被可變?cè)鲆娣糯笃饕徊揭徊椒糯?，即可變?cè)鲆娣糯笃髟诜糯笮盘?hào)的同時(shí)也把直流偏移放大 了?？勺?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆嬉话愣家龅?0dB-70dB，混頻器輸出的幾微伏的直流偏移會(huì)被 放大到飽和，從而阻塞了有用信號(hào)。所以直流偏移校正電路需要補(bǔ)償可變?cè)鲆娣糯笃鞣糯?后所引起直流偏移的變化。如果在電路中如果可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆娣浅８?，通過一個(gè)環(huán)路可能不能保證在 收發(fā)時(shí)隙把直流校正到期望的值，在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，可以采用兩個(gè)直流偏移校正 環(huán)路來校正直流偏移，如圖4所示，第一直流偏移校正環(huán)路401的輸出端與第二直流偏移校 正環(huán)路402的輸入端相連接。但是，使用兩個(gè)校正環(huán)路可能會(huì)遇到的問題是當(dāng)兩個(gè)積分環(huán)路同時(shí)由高的低通 轉(zhuǎn)角頻率切換到低的高通轉(zhuǎn)角頻率時(shí)，系統(tǒng)可能會(huì)產(chǎn)生不穩(wěn)定的現(xiàn)象，尤其是在濾波器Q 值較高的情況下。因此，兩個(gè)環(huán)路需要相互配合工作，以保證電路切換時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定。參見圖5所 示，對(duì)應(yīng)上述提供的接收機(jī)，本發(fā)明所提供的直流偏移校正方法包括以下步驟S501，當(dāng)進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將第一直流偏移校正環(huán)路和第二直流偏移校正環(huán) 路的積分器同時(shí)調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式。S502,當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將第一直流偏移校正環(huán)路的積分器調(diào)整至大 時(shí)間常數(shù)模式，經(jīng)過一段時(shí)間，待第一直流偏移校正環(huán)路穩(wěn)定后，將第二直流偏移校正環(huán)路 的積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。當(dāng)接收機(jī)進(jìn)入接收模式，低通濾波單元輸入混頻信號(hào)后，將第一直流偏移校正環(huán) 路401的積分器和第二直流偏移校正環(huán)路401的積分器同時(shí)切換至小時(shí)間常數(shù)模式，這樣 可以保證在短時(shí)間內(nèi)把直流校正到期望值。待直流校正可以滿足系統(tǒng)接收需求時(shí)，首先將 第一校正環(huán)路的積分器切換至大時(shí)間常數(shù)模式，然后等待一段時(shí)間(一般幾微秒即可)，待 第一校正環(huán)路穩(wěn)定后，再將第二校正環(huán)路積分器切換至大時(shí)間常數(shù)模式，這樣可以保證穩(wěn) 定的實(shí)現(xiàn)切換，不致使電路發(fā)生抖動(dòng)，又可以保證接收系統(tǒng)工作在低的轉(zhuǎn)角頻率下，避免系 統(tǒng)EVM的惡化。綜上所述，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，使用時(shí)間常數(shù)可變的積分器對(duì)直接下變頻接收機(jī)的直流偏移進(jìn)行校正，當(dāng)積分器處于小時(shí)間常數(shù)模式時(shí)，可以保證在短時(shí)間內(nèi)將直 流校正至期望值。校正完成后，將積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式，此時(shí)具有較低的轉(zhuǎn)角頻 率，以避免輸出信號(hào)發(fā)生失真?？梢岳斫獾氖?，本發(fā)明技術(shù)方案適用于各種對(duì)響應(yīng)時(shí)間有較高要求的無線通信 系統(tǒng)。例如，TD-SCDMA系統(tǒng)通訊標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定無線收發(fā)每一間隔時(shí)隙(time slot)只有 10uS-30uS的時(shí)間間隔，且在收發(fā)間隔時(shí)隙中，僅允許以非常短的時(shí)間執(zhí)行增益重設(shè)后的直 流偏移校準(zhǔn)。應(yīng)用本發(fā)明技術(shù)方案，通過設(shè)定合適的時(shí)間常數(shù)值，可以實(shí)現(xiàn)在短時(shí)間內(nèi)快速 的執(zhí)行直流偏移校正，并且在校正完成之后，通過將積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式，可以繼 續(xù)保證系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。以上所述僅是本發(fā)明的具體實(shí)施方式
，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人 員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng) 視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
一種直流偏移校正裝置，其特征在于，包括低通濾波單元、放大單元和直流偏移校正單元，所述低通濾波單元的輸出端與所述放大單元的輸入端連接；所述直流偏移校正單元，包括一可提供兩種時(shí)間常數(shù)的積分器，所述直流偏移校正單元對(duì)所述放大單元的輸出信號(hào)進(jìn)行積分，并將積分后的信號(hào)反饋至所述低通濾波單元的輸入端。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述積分器的輸入電壓經(jīng)過電阻選擇電 路連接至運(yùn)算放大器的輸入端；所述電阻選擇電路由選擇開關(guān)和多個(gè)電阻構(gòu)成，用于實(shí)現(xiàn) 兩種不同阻值的通路；其中，高阻值通路對(duì)應(yīng)與所述積分器的大時(shí)間常數(shù)模式，低阻值通路對(duì)應(yīng)與所述積分 器的小時(shí)間常數(shù)模式。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述放大單元為可變?cè)鲆娣糯笃鳌?br> 4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的裝置，其特征在于，對(duì)應(yīng)于所述可變?cè)鲆娣糯笃鞯乃峁┑?每種增益值，所述電阻選擇電路分別提供兩種不同阻值的通路。
5.一種直流偏移校正方法，其特征在于，應(yīng)用如權(quán)利要求1-4任一項(xiàng)所述的直流偏移 校正裝置，該方法包括當(dāng)所述裝置進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將所述積分器調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式；當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將所述積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。
6.一種直流偏移校正系統(tǒng)，其特征在于，包括兩個(gè)如權(quán)利要求1-4任一項(xiàng)所述的直流 偏移校正裝置，其中，第一直流偏移校正裝置的輸出端與第二直流偏移校正裝置的輸入端 連接。
7.一種直流偏移校正方法，其特征在于，應(yīng)用如權(quán)利要求6所述的直流偏移校正系統(tǒng)， 該方法包括當(dāng)所述系統(tǒng)進(jìn)入信號(hào)接收模式時(shí)，將所述第一直流偏移校正裝置和第二直流偏移校正 裝置的積分器同時(shí)調(diào)整至小時(shí)間常數(shù)模式；當(dāng)直流偏移滿足接收需求時(shí)，將所述第一直流偏移校正裝置的積分器調(diào)整至大時(shí)間常 數(shù)模式；所述直流偏移校正裝置構(gòu)成的環(huán)路穩(wěn)定后，將所述第二直流偏移校正裝置的積分 器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種直流偏移校正裝置、系統(tǒng)及方法。一種直流偏移校正裝置，包括低通濾波單元、放大單元和直流偏移校正單元，所述低通濾波單元的輸出端與所述放大單元的輸入端連接；所述直流偏移校正單元，包括一可提供兩種時(shí)間常數(shù)的積分器，所述直流偏移校正單元對(duì)所述放大單元的輸出信號(hào)進(jìn)行積分，并將積分后的信號(hào)反饋至所述低通濾波單元的輸入端。本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，使用時(shí)間常數(shù)可變的積分器對(duì)直接下變頻接收機(jī)的直流偏移進(jìn)行校正，當(dāng)積分器處于小時(shí)間常數(shù)模式時(shí)，可以保證在短時(shí)間內(nèi)將直流校正至期望值。校正完成后，將積分器調(diào)整至大時(shí)間常數(shù)模式，此時(shí)具有較低的轉(zhuǎn)角頻率，以避免輸出信號(hào)發(fā)生失真。
文檔編號(hào)H04L25/06GK101860323SQ20101017021
公開日2010年10月13日 申請(qǐng)日期2010年5月11日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月11日
發(fā)明者梁振, 王昭, 鄭衛(wèi)國 申請(qǐng)人:廣州市廣晟微電子有限公司